JPH0622470A

JPH0622470A - 半導体充電制御装置

Info

Publication number: JPH0622470A
Application number: JP4179919A
Authority: JP
Inventors: Atsushi Sugaya; 菅家　　厚; Katsuji Marumoto; 勝二丸本; Keiichi Masuno; 敬一増野; Yuji Maeda; 裕司前田
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1992-07-07
Filing date: 1992-07-07
Publication date: 1994-01-28
Anticipated expiration: 2013-10-27
Also published as: JP2815265B2

Abstract

(57)【要約】【目的】車両用発電機の界磁電流を半導体パワースイ
ッチング素子でＰＷＭ制御した場合に、スイッチングノ
イズや外乱によってスイッチング周波数が一時的に高周
波化し、スイッチング損失や電磁誘導ノイズが増加する
ことを防止するための、回路規模が小さく集積化に最適
な半導体充電制御装置を提供すること。【構成】ＰＷＭ発生回路２からのＰＷＭの基本パルス
１ａによって動作するラッチ回路１を設け、界磁電流制
御用の半導体パワースイッチ５２を駆動するＰＷＭのパ
ルス変化を制限するようにしたもの。【効果】スイッチング周波数がＰＷＭ周波数以上にな
ることが抑えられ、高速スイッチングによる半導体パワ
ースイッチのスイッチング損失と、電磁誘導ノイズを低
減できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、バッテリ充電用発電機
の出力電圧を制御する半導体充電制御装置に係り、特に
車両用発電機制御装置に好適な半導体充電制御装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】自動車など、内燃機関を走行動力源とし
た車両でも各種の電装品を必要とし、かつ、電装品の中
には、スタータなど内燃機関が停止しているときでも動
作させなければならない機器がある。そこで、このよう
な車両では、バッテリ(蓄電池)を設け、これを内燃機関
で駆動される発電機により充電しながら電装品に電力を
供給するようになっているのが通例であり、このため、
この発電機の出力電圧を制御して、バッテリが常に適正
な充電状態に保たれるようにするための充電制御装置が
使用されている。

【０００３】ところで、このような充電制御装置は、車
両用発電機の界磁巻線の電流(界磁電流)を制御して、そ
の発電電圧を適正値に制御するものであるが、この装置
の従来技術としては、例えば特開昭６３−１０９０５８
号公報に記載のように、半導体パワースイッチング素子
を用い、これをオンオフ制御して界磁電流をＰＷＭ(パ
ルス幅変調)制御する方式の半導体充電制御装置が知ら
れている。

【０００４】また、他の従来技術としては、半導体パワ
ースイッチング素子の出力状態を、フリップフロップ回
路により保持して制御する方式の半導体充電制御装置が
特開昭６３−１８９３３号公報に記載されており、同様
に、フリップフロップを用いて、タイミングパルスでラ
ッチする方式の半導体充電制御装置が、特開昭６２−６
４２９９号公報や特開平２−１８４３００号公報などに
記載されている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、半導
体パワースイッチング素子がノイズや保護回路等の外乱
によって余分なオンオフ動作をしてしまい、半導体パワ
ースイッチング素子が実際にオンオフ動作する周波数
(スイッチング周波数)が、ＰＷＭ周波数(ＰＷＭのため
の搬送波の周波数)よりも高くなってしまう点について
配慮がされておらず、スイッチング損失が増加したり、
高速スイッチングによる電磁誘導ノイズの増加をもたら
してしまうなどの問題があった。

【０００６】しかして、上記従来技術の中でフリップフ
ロップを用いてラッチする方式の装置では、オンオフ周
波数の変動は比較的抑えられるが、タイミングパルスを
発生する回路が必要となるなど回路規模が増加し、コス
トアップの原因となった。

【０００７】本発明の目的は、半導体パワースイッチン
グ素子のオンオフ周波数が安定で、スイッチング損失の
増加や電磁誘導ノイズの発生を充分に抑えることができ
る半導体充電制御装置を、簡単な回路構成で安価に実現
することである。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、半導体パワースイッチング素子制御用のスイッチン
グ信号のオンオフ変化を、ＰＷＭ搬送波信号の変化に一
致させる同期化手段を設けたものである。

【０００９】

【作用】同期化手段は、ノイズなどによるスイッチング
信号のオンオフ変化を抑え、強制的にＰＷＭ周波数に一
致させるように働く。従って、半導体パワースイッチン
グ素子が実際にオンオフ動作するときの周波数は常にＰ
ＷＭ周波数に一致するので、スイッチング損失の増加や
電磁誘導ノイズの発生を確実に抑えることができる。

【００１０】

【実施例】以下、本発明による半導体充電制御装置につ
いて、図示の実施例により詳細に説明する。図１は本発
明を自動車に適用した場合の一実施例で、図において、
Ａは交流発電機(オルタネータ)、Ｂはバッテリ、そして
ＣがＩＣレギュレータ(半導体充電制御装置)である。交
流発電機Ａは、界磁巻線６１と電機子巻線６２、それに
整流ダイオード６４からなる周知のもので、図示してな
い内燃機関により回転駆動されるようになっている。バ
ッテリＢは、交流発電機Ａにより充電され、自動車の電
装品に電力を供給する働きをする、これも周知のもので
ある。

【００１１】ＩＣレギュレータＣは、ラッチ回路１とＰ
ＷＭ発生回路(ＰＷＭ信号発生回路)２、電圧偏差回路
３、電流検出回路４、半導体パワースイッチング素子５
１と、これにスイッチング信号を供給するための駆動回
路５２とを備え、さらにチャージランプ６６の電流を制
御する半導体パワースイッチング素子５５と、これに制
御信号を供給する駆動回路５６等からなっており、その
一般的な働きは、バッテリＢの電圧が一定になるよう
に、交流発電機Ａの界磁巻線６１の電流を半導体パワー
スイッチング素子５１でオンオフし、ＰＷＭ制御するも
のである。なお、６５はキースイッチである。

【００１２】次に、ＩＣレギュレータＣの更に詳細な構
成と動作について説明する。電圧偏差回路３は、バッテ
リＢの電圧を検出し、これと基準電圧値との差を表わす
電圧誤差信号を出力する働きをするもので、コンパレー
タ３１を備え、このコンパレータ３１に、バッテリＢの
電圧を抵抗５７、５８で所定の比に分圧して取り込み、
基準設定値を与える電圧源３２の電圧と比較し、設定値
との差を検出し増幅して出力するようになっている。な
お、抵抗３３と３４は、コンパレータ３１の帰還抵抗と
入力抵抗であり、コンデンサ５９はノイズ吸収用であ
る。

【００１３】ＰＷＭ発生回路２は、所定周波数、例えば
１ｋＨｚの発振周波数を有する矩形波発振器２１とコン
パレータ２２とを備え、発振器３１からのパルス出力
(矩形波信号)２ａをそのまま出力すると共に、この矩形
波信号をコンデンサ２３で三角波に変換して取り出した
基準三角波出力(ＰＷＭ搬送波信号)２ｂと、電圧偏差回
路３の出力２ｃをコンパレータ２２で比較し、ＰＷＭパ
ルス(ＰＷＭ制御信号)２ｄを発生する働きをする。

【００１４】従って、このＰＷＭパルス２ｄをそのまま
駆動回路５２に入力してやれば、一般的なＰＷＭ制御に
よる充電制御装置として動作するが、この実施例では、
ＰＷＭパルス２ｄと半導体パワースイッチング素子５１
の駆動回路５２との間に、ラッチ回路１を設けたことを
特徴としている。なお、ダイオード５３は、半導体パワ
ースイッチング素子５１がオフされたとき、界磁巻線６
１の電流を流すための還流ダイオードである。

【００１５】なお、この実施例では、電流検出回路４を
設け、電流検出用の直列抵抗５４で検出した界磁巻線６
１の電流をコンパレータ４１で電流基準値を与える電圧
源４２と比較し、これにより交流発電機Ａの出力電流を
制限する機能を設けているので、このためアンド論理回
路１６が設けられ、ＰＷＭパルス２ｄは、このコンパレ
ータ４１の出力４ａと論理演算された信号１ｂがラッチ
回路１に入力されるようになっている。

【００１６】ラッチ回路１は、２個のナンド論理回路１
１、１２からなるセット−リセット型のフリップ・フロ
ップ回路と、オア論理回路１３、それにナンド論理回路
１４とで構成され、インバータ回路１５を介して発振器
２１から入力した矩形波信号２ａの反転信号１ａによっ
て、パルス出力２ａ(実際には出力４ａと論理演算され
た信号１ｂ)によるセット、リセットのタイミングをと
って出力する働きをする。

【００１７】次に、この実施例の動作について、ラッチ
回路１の動作を中心にして、図２により詳細に説明す
る。まず、図２の(a)に示すように、コンパレータ２２
の負入力である基準三角波出力２ｂは、電圧レベルＶＨ
とＶＬで変化方向が反転している。そして、発振器２１
のパルス出力２ａは、同図(c)に示すように、基準三角
波出力２ｂがＶＬからＶＨに上昇する間がハイレベル
で、ＶＨからＶＬに下降する期間がローレベルであり、
基準三角波出力２ｂと同期している。

【００１８】発振器２１のパルス出力２ａがＰＷＭ周波
数の基本波で、半導体パワースイッチング素子５１のス
イッチング周波数となる。ここで、コンパレータ２２の
出力であるＰＷＭパルス２ｄは、電圧偏差回路３の出力
２ｃに応じて高周波パルスを発生する場合が多い。これ
は、一般にコンパレータ２２の入力ゲインが高く、電圧
偏差回路３の出力２ｃが発電機のリップル電圧やスイッ
チングノイズの影響を受けやすいためである。また、電
流検出回路４のコンパレータ４１についても同様のこと
が考えられる。

【００１９】この結果、図２の(a)に示すように、コン
パレータ２２の入力である電圧偏差回路３の出力２ｃが
変動の激しい波形であるとすると、ＰＷＭ発生回路の出
力２ｄには、同図(b)に示すように、幅の短いパルスが
発生し、半導体パワースイッチング素子５１のスイッチ
ング周波数が一時的に高周波化してしまう。電流検出回
路４の出力４ａに、幅の短いパルスが発生した場合も同
様である。

【００２０】図３は、半導体パワースイッチング素子５
１のスイッチング周波数に対する電磁誘導ノイズとスイ
ッチング損失の割合を示したもので、これから明らかな
ように、スイッチング周波数が高くなると、スイッチン
グ損失、電磁誘導ノイズともに増加する。そして、スイ
ッチング損失を抑えるためには、なるべく低い周波数で
スイッチングするのが望ましい。また、電磁誘導ノイズ
は、それによる変調周波数が、人の可聴周波数帯である
２０Ｈｚから２０ｋＨｚの間で一定レベルを越えると、
ラジオノイズとして聞こえるようになってしまうため、
ラジオを使用しているときユーザに不快感を与えてしま
うようになるが、スイッチング周波数が１ｋＨｚ以下に
なるように制限すれば、電磁誘導ノイズのレベルも低
く、問題を生じることがない。

【００２１】図１に戻り、ラッチ回路１は、発振器２１
の出力２ａがローレベルのとき、ＰＷＭ発生回路の出力
２ｄと、電流検出回路４の出力４ａのＡＮＤゲート１６
の出力１ｂが、ローレベルからハイレベルになる立ち上
りを一度だけ取り込み、出力１ｅをハイレベルを保持
し、発振器２１の出力２ａがハイレベルのときは、逆に
立ち下がりを一度だけ取り込んでローレベルを保持す
る。

【００２２】ローレベル状態を保持している発振器２１
の出力２ａがハイレベルの期間に、ＡＮＤゲート１６の
出力１ｂに立ち上がりを生じ、ハイレベルのままになっ
た場合には、発振器２１の出力２ａがハイレベルからロ
ーレベルに変化した時点でハイレベルを取り込み、ハイ
レベルを保持する。ハイレベル状態においても同様の動
作をする。

【００２３】この結果、ラッチ回路の出力１ｅは、ＰＷ
Ｍ周波数と常に一致してだけ変化することになり、半導
体スイッチング素子５１のスイッチング周波数がＰＷＭ
周波数よりも高くなることはなく、常に一定の周波数と
なり、安定に動作する。

【００２４】従って、この実施例によれば、検出電圧に
ノイズが発生した場合でも、スイッチング周波数が変動
することが無く、常に一定で安定にスイッチング動作
し、電磁誘導ノイズのない、しかもスイッチング損失の
少ない半導体充電制御装置を容易に得ることができる。
また、この実施例によれば、タイミングをとるための回
路を必要とせず、回路構成が簡単なため、ＩＣとして集
積化するのが容易な半導体充電制御装置を容易に得るこ
とができる。

【００２５】次に、本発明の第２の実施例について、図
４により説明する。この図４の実施例は、電流検出回路
４によるノイズの影響が特に問題になる場合に好適な実
施例で、ＰＷＭ変調回路系でのノイズについては、電圧
偏差回路３にコンデンサ３５を設けるか、図には表われ
ていないが、コンパレータ２２にヒステリシスを設けて
ＰＷＭ発生回路２の出力を安定化するようにした上で、
電流検出回路４の出力４ａによってＰＷＭ周波数が変動
することがないよう、電流検出回路４とＡＮＤゲート１
７の間にラッチ回路１を設けたことを特徴とするもので
あり、ＰＷＭ発生回路の出力２ｄとラッチ回路１の出力
１ｅは、ＡＮＤゲート１７によって論理演算され、駆動
回路５２を介して半導体パワースイッチング素子５１を
スイッチングするようになっている。

【００２６】この図４の実施例によれば、電流検出回路
４が動作し、半導体パワースイッチング素子５１の電流
制限がされた場合でも、ＰＷＭ周波数が一定で安定な半
導体充電制御装置が実現できる。

【００２７】また、本発明の第３の実施例を図５により
説明する。この図５の実施例は、半導体パワースイッチ
ング素子５１の電流値、すなわち界磁巻線６１の電流値
を平均値として一定に制御するように構成した場合の一
実施例で、電圧偏差回路３の出力と、電流検出回路４の
出力を、さらに電流偏差回路７で加減算し、その演算結
果をＰＷＭ発生回路２のコンパレータ２２で比較するよ
うになっている。

【００２８】ラッチ回路１は、図１の実施例と同じく、
ＰＷＭ発生回路２の出力２ｄと、駆動回路５２の間に設
けてあり、駆動回路５２を介して半導体パワースイッチ
ング素子５１をスイッチングするように構成してある。

【００２９】この実施例によれば、電流検出回路４が動
作し、半導体パワースイッチング素子５１の電流値の平
均値を制御した場合でも、ＰＷＭ周波数が一定で安定な
半導体充電制御装置が実現できる。

【００３０】本発明の第４の実施例を図６により説明す
る。この図６の実施例では、半導体パワースイッチング
素子５１を、例えば、マイクロコンピュータに代表され
るようなデジタル演算手段８０を用いてＰＷＭ制御する
ように構成した一実施例例で、バッテリＢ電圧は、抵抗
５７、５８で分圧された後、Ａ／Ｄ変換器８１に取り込
まれる。また、半導体パワースイッチング素子５１に流
れる電流、すなわち、界磁巻線６１の電流も、検出抵抗
５４で電圧変換された上で、同様にＡ／Ｄ変換器８１に
取り込まれる。

【００３１】そして、これらの検出値をＡ／Ｄ変換器８
１でデジタル化したデータと、ＲＯＭ８２に記憶してあ
るＰＷＭパターンとを、クロック回路８４のタイミング
で演算回路８３へ取り込み、ＰＷＭパターンに応じて、
バッテリＢの電圧と半導体パワースイッチング素子５１
に流れる電流とが最適になるようなＰＷＭパルスのデュ
ーティを計算する。

【００３２】そこで、演算回路８３によって、ＰＷＭパ
ターンに応じたＰＷＭ周波数の最大値が制限されるよう
に構成してやれば、ＰＷＭ周波数は常に安定化されるこ
とになり、ノイズなどにより半導体パワースイッチング
素子５１のスイッチング周波数がＰＷＭ周波数よりも高
くなることはなくなる。そして、このときのスイッチン
グ周波数の安定度は、クロック回路８４のクロック周波
数や精度によってだけ決定される。

【００３３】デジタル演算手段８０は、デジタル論理素
子で構成できるため、集積化に適しており、従って、こ
の実施例によれば、集積化に適した高精度なＰＷＭ制御
が可能な半導体充電制御装置を容易に実現できる。

【００３４】さらに、本発明の第５の実施例を図７によ
り説明する。この図７の実施例は、キースイッチ６５に
よってチャージランプ６６を点灯するための半導体スイ
ッチング素子５５の駆動回路５６の入力にもラッチ回路
１１０を設け、この半導体スイッチング素子５５のスイ
ッチング周波数を安定化するようにしたもので、その他
は図１の実施例と同じであり、且つ、ラッチ回路１１０
も、図１の実施例におけるラッチ回路１と同じである。

【００３５】半導体スイッチング素子５５に流れる電流
は、抵抗５７によって電圧に変換され、電流検出回路１
４０のコンパレータ１４１によって設定電圧源１４２の
電圧と比較される。そして、電流値が一定値を越えれば
コンパレータ１４１の出力が反転し、ラッチ回路１１０
と駆動回路５６を介しで半導体スイッチング素子５５を
遮断し、動作電流を制限するのである。

【００３６】従って、コンパレータ１４１の出力に高周
波のノイズ成分が乗ったとしても、ラッチ回路１１０の
働きにより、発振器２から供給されているパルス出力２
ａによって定まる一定周期以下のパルス入力を受け付け
ないように動作する。なお、このラッチ回路１１０の入
力に発振器２のパルス出力を用いず、他のパルス信号を
用いるようにしてもよい。これは、半導体スイッチング
素子５５はＰＷＭ制御していないので、特に問題とはな
らないからである。また、この実施例では、特に半導体
スイッチング素子５５の電流を制限する手段について述
べているが、半導体スイッチング素子５５の過電圧や加
熱の保護といった制御についても有効である。

【００３７】この図７の実施例によれば、チャージラン
プ６６にちらつきが発生するのが抑えられるのに加え
て、図１の実施例と同じく、電磁誘導ノイズが増加する
ことなく安定に制御された半導体充電制御装置が実現で
きる。

【００３８】本発明の第６の実施例を図８により説明す
る。この図８の実施例は、半導体パワースイッチング素
子５１としてパワーＭＯＳＦＥＴを用いた場合、このＭ
ＯＳＦＥＴの特性を活かし、図１の実施例などにおける
ラッチ回路に代えて、駆動回路５２にラッチ回路と同じ
機能を持たせるようにしたものである。

【００３９】このようなパワーＭＯＳＦＥＴからなる半
導体パワースイッチング素子５１では、そのゲート・ソ
ース間に、図８に等価的に示されている静電容量２５０
が存在し、従って、これをオンオフするには、このゲー
ト・ソース間の静電容量２５０を充放電する必要があ
る。そこで、駆動回路５２を、定電流源２０１、２０２
と、半導体スイッチング素子２０３、２０４、それにイ
ンバータ２０６、２０７、２０８で構成し、パワーＭＯ
ＳＦＥＴからなる半導体パワースイッチング素子５１の
ゲート・ソース間静電容量２５０の充電には定電流源２
０１を、放電には定電流源２０２を用いて充放電電流が
所定値に制限されるようにし、これにより半導体パワー
スイッチング素子５１の動作速度(応答速度)を抑え、Ｐ
ＷＭ周波数以上の周波数には応答しないようにしてラッ
チ回路の機能を得るようにしたのである。

【００４０】半導体パワースイッチング素子５１のオン
オフ、すなわち、ゲート・ソース間静電容量２５０の充
放電の切り替えは、ＰＷＭ発生回路２のＰＷＭ信号をイ
ンバータ２０７、２０８で正転、インバータ２０６反転
して、スイッチング素子２０３、２０４で相補的に切り
替えて行う。従って、定電流源２０１、２０２の電流値
を所定値に設定することによって、パワーＭＯＳＦＥＴ
からなる半導体パワースイッチング素子５１の動作速度
を変え、ＰＷＭ周波数未満になるようにすることができ
る。

【００４１】次に、この図８の実施例の動作について、
図９により詳細に説明すと、いま、図９の(a)に示すよ
うに、ＰＷＭ信号に高周波ノイズが発生した場合、同図
(b)に示すように、従来はパワーＭＯＳＦＥＴからなる
半導体パワースイッチング素子５１のゲート電圧Ｖ_G が
高速に応答するため、同図(c)に示すように、負荷電圧
Ｖ_F が完全にオンオフ動作し、この結果、ＰＷＭ周波数
以上の高い周波数でスイッチング動作してしまう。

【００４２】一方、図８の実施例によれば、定電流で充
放電するので、ゲート電圧Ｖ_G の応答が遅れ、高周波ノ
イズに対してはゲート電圧Ｖ_G が十分に上昇、下降せ
ず、この結果、半導体パワースイッチング素子５１は、
この高周波ノイズに対しては応答しなくなり、負荷電圧
Ｖ_F の周波数、つまりスイッチング周波数は十分に安定
化され、ＰＷＭ周波数より高くなることはなくなる。な
お、負荷電圧Ｖ_F の立上り時間と、立ち下がり時間を意
図的に変えるためには、上述した通り、定電流源２０
１、２０２による設定電流値を変えてやればよい。この
実施例では、特に、半導体パワースイッチング素子の立
上り、立ち下がりによる電磁誘導ノイズを低減した半導
体充電制御装置が実現できる。

【００４３】次に、図１０は、本発明による半導体充電
制御装置を集積してパワーＩＣとして構成した場合の一
実施例で、この実施例によるパワーＩＣ３００は、例え
ば、図１の実施例におけるラッチ回路１と、ＰＷＭ発生
回路２を除く部分をパワー素子３０１として構成し、ア
ナログ回路からなるＰＷＭ発生回路３０２(２)及びデジ
タル回路として構成されるラッチ回路３０３(１)を内蔵
させたものであるが、このとき、デジタルノイズがアナ
ログ回路に混入するのを防ぐため、ＰＷＭ発生回路３０
２とラッチ回路３０３との境界にノイズシールド用のガ
ードバンド３０４を設けたものである。

【００４４】このガードバンド３０４は導電体であれ
ば、その形状は特に規定しないが、少なくとも幅が１０
μｍ以上で、電位が一定に保たれるように、例えばアー
スなどの共通電位に接続されたものであればよい。そし
て、このガードバンド３０４を挾んで、ＰＷＭ発生回路
３０２と、ラッチ回路３０３を別々にレイアウトしたも
のである。

【００４５】この実施例では、特にＰＷＭの誤動作が充
分に防止でき、安定かつ小型化に適した半導体充電制御
装置が実現できる。

【００４６】

【発明の効果】本発明によれば、簡単な回路構成でＰＷ
Ｍ方式の半導体充電制御装置における半導体パワースイ
ッチング素子のスイッチング損失と、高速スイッチング
による電磁誘導ノイズが低減でき、小型化、ローコスト
化が容易であるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による半導体充電制御装置の第１の実施
例を示す回路図である。

【図２】本発明の第１の実施例の動作を説明するための
波形図である。

【図３】スイッチング周波数とスイッチング損失及び電
磁誘導ノイズの関連を示す特性図である。

【図４】本発明による半導体充電制御装置の第２の実施
例を示す回路図である。

【図５】本発明による半導体充電制御装置の第３の実施
例を示す回路図である。

【図６】本発明による半導体充電制御装置の第４の実施
例を示す回路図である。

【図７】本発明による半導体充電制御装置の第５の実施
例を示す回路図である。

【図８】本発明による半導体充電制御装置の第６の実施
例におけるゲート駆動回路の回路図である。

【図９】本発明の第６の実施例の動作を説明するための
波形図である。

【図１０】本発明による半導体充電制御装置をパワーＩ
Ｃ化した場合の一実施例を示すレイアウト図である。

【符号の説明】

Ａ交流発電機ＢバッテリＣＩＣレギュレータ１ラッチ回路２ＰＷＭ発生回路３電圧偏差回路４電流検出回路５１半導体パワースイッチング素子５２駆動回路６１界磁巻線６２電機子巻線６４整流ダイオード８３演算回路

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成５年６月７日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００３

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００３】ところで、このような充電制御装置は、車
両用発電機の界磁巻線の電流(界磁電流)を制御して、そ
の発電電圧を適正値に制御するものであるが、この装置
の従来技術としては、例えば特開平１−２８３０３０号
公報に記載のように、半導体パワースイッチング素子を
用い、これをオンオフ制御して界磁電流をＰＷＭ(パル
ス幅変調)制御する方式の半導体充電制御装置が知られ
ている。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者前田裕司茨城県勝田市大字高場2520番地株式会社日立製作所自動車機器事業部内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】出力端子に蓄電池が接続された発電機
と、この発電機の界磁電流をオンオフ制御する半導体パ
ワースイッチング素子を備え、前記蓄電池の端子電圧に
応じて前記半導体パワースイッチング素子をオンオフ制
御する方式の半導体充電制御装置において、前記半導体
パワースイッチング素子のオンオフ動作周波数を所定値
以下に制限する安定化回路手段が設けられていることを
特徴とする半導体充電制御装置。
【請求項２】請求項１の発明において、前記蓄電池の
検出電圧と設定電圧との差を誤差電圧として発生する誤
差電圧演算回路と、この誤差電圧演算回路の誤差電圧に
応じて前記半導体パワースイッチング素子をＰＷＭ制御
するＰＷＭ発生回路と、このＰＷＭ発生回路の出力によ
り前記半導体パワースイッチング素子を駆動する駆動回
路とを有し、前記安定化回路手段が、前記ＰＷＭ発生回
路と前記駆動回路の間に設けられていることを特徴とす
る半導体充電制御装置。
【請求項３】請求項１又は請求項２の発明において、
前記半導体パワースイッチング素子の動作周波数が１ｋ
Ｈｚ以下に制限されるように、前記安定化回路手段が構
成されていることを特徴とする半導体充電制御装置。
【請求項４】請求項２の発明において、前記界磁電流
の検出値と予じめ設定してある電流値とを比較する電流
検出回路が設けられ、この回路の出力と前記ＰＷＭ発生
手段の出力との論理演算結果が前記安定化回路手段に入
力されるように構成したことを特徴とする半導体充電制
御装置。
【請求項５】請求項４の発明において、前記誤差電圧
演算回路の誤差電圧を平滑化する手段を設け、前記ＰＷ
Ｍ発生回路の出力を前記駆動回路に直接入力すると共
に、前記電流検出回路の出力と前記駆動回路の入力との
間に前記安定化回路手段が設けられていることを特徴と
する半導体充電制御装置。
【請求項６】請求項４の発明において、前記誤差電圧
演算回路の誤差電圧と、前記電流検出回路の出力との演
算結果が前記ＰＷＭ発生回路に入力され、前記安定化回
路手段が、前駆動回路と前記ＰＷＭ発生回路の間に設け
られていることを特徴とする半導体充電制御装置。
【請求項７】請求項１の発明において、キースイッチ
によってチャージランプを点灯するための半導体スイッ
チング素子と、この半導体スイッチング素子の動作周波
数を安定化する安定化回路手段とが設けられていること
特徴とする半導体充電制御装置。
【請求項８】請求項２の発明において、前記安定化回
路手段が、前記ＰＷＭ発生回路のデューティを制御する
三角波に同期した基本ＰＷＭパルスを用い、ＰＷＭ周波
数に同期して前記半導体パワースイッチング素子のスイ
ッチング周波数を安定化させるように構成されているこ
とを特徴とする半導体充電制御装置。
【請求項９】請求項２の発明において、前記安定化回
路手段が、ＰＷＭ周波数の１サイクル周期におけるＰＷ
Ｍ出力の立上りと立下り変化が１回以下となるように構
成されていることを特徴とする半導体充電制御装置。
【請求項１０】請求項８又は請求項９の発明におい
て、前記安定化回路手段が、フリップフロップと、この
フリップフロップのセット、リセットの優先回路を用い
て構成されていることを特徴とする半導体充電制御装
置。
【請求項１１】請求項１又は請求項２の発明におい
て、前記半導体パワースイッチング素子が、所定のクロ
ックにより動作するデジタル演算回路により制御される
ように構成されていることを特徴とする半導体充電制御
装置。
【請求項１２】請求項２の発明において、前記ＰＷＭ
発生回路と前記安定化回路手段とが分離して配置され、
ＩＣとして集積化されていることを特徴とする半導体充
電制御装置。
【請求項１３】請求項１又は請求項２の発明におい
て、前記半導体パワースイッチング素子がＭＯＳＦＥＴ
であり、前記安定化回路手段が、前記ＭＯＳＦＥＴのゲ
ートの充放電電流を制限する手段で構成されていること
特徴とする半導体充電制御装置。