DE4321970C2

DE4321970C2 - Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator zur Verwendung in einem Kraftfahrzeug

Info

Publication number: DE4321970C2
Application number: DE4321970A
Authority: DE
Inventors: Atsushi Kanke; Katsuji Marumoto; Keiichi Mashino; Yuuji Maeda; Shouju Masumoto; Naoyuki Takahashi; Shuuichi Kokubun
Original assignee: Hitachi Automotive Engineering Co Ltd; Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Automotive Systems Engineering Co Ltd
Priority date: 1992-07-03
Filing date: 1993-07-01
Publication date: 2003-06-26
Anticipated expiration: 2013-07-02
Also published as: DE4321970A1; US5448154A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Steuervorrichtung für einen Batte rielade-AC-Generator zur Verwendung in einem Kraftfahrzeug und im Besonderen bezieht sie sich auf eine Halbleitersteuervorrichtung zum Steuern einer Ausgabe spannung eines Batterielade-AC-Generators, der von einer Ver brennungskraftmaschine über einen Riemen in einem Kraftfahrzeug angetrieben wird.

Kraftfahrzeuge, die eine Verbrennungskraftmaschine als ihre antreibende Energie quelle verwenden, wie Automobile, benötigen vielerlei elektrische Ausrüstung. Bei der elektrischen Ausrüstung gibt es einiges, wie einen Starter, von dem gefordert wird, selbst dann betrieben zu werden, wenn die Verbrennungskraftmaschine sich im Stillstand befindet.

Es ist daher allgemeine Praxis in solchen Kraftfahrzeugen, eine Batterie bereitzu stellen und die Batterie durch einen Generator zu laden, der von der Verbrennungs kraftmaschine angetrieben wird, um elektrische Energie an die jeweiligen elektri schen Ausrüstungsvorrichtungen zu liefern, und aus diesem Grund wird in solchen Kraftfahrzeugen eine Batterielade-Steuervorrichtung verwendet, die eine Ausgabe spannung des Generators steuert, so daß eine Batterie immer in einem richtigen La dezustand gehalten wird.

In solch einer Batterielade-Steuervorrichtung wird eine Generatorspan nungssteuerung bei einem richtigen Pegel durch Steuern eines Stromes ausgeführt, nämlich eines Feldstromes, der durch eine Feldwicklung des Generators für das Kraftfahrzeug fließt.

JP-A-1-283030 (1989) offenbart ein Beispiel herkömmlicher Halbleiter-Batterielade- Steuervorrichtungen, in denen ein Halbleiter-Leistungsschaltelement verwendet wird und der Feldstrom mittels Pulsbreitenmodulation (PWM) über eine Ein-Aus- Steuerung des Halbleiter-Leistungsschaltelementes gesteuert wird.

JP-A-63-18933 (1988), die US-PS 4,754,212 entspricht, offenbart ein anderes Bei spiel herkömmlicher Halbleiter-Batterielade-Steuervorrichtungen, in denen eine er zeugte Ausgabespannung reguliert wird, indem man eine Ausgabebedingung eines Halbleiter-Leistungsschaltelements verwendet, die in einer Flip-Flop-Schaltung ge halten ist.

JP-A-62-64299 (1987), die US-PS 4,636,706 entspricht, und JP-A-2-184300 (1990), die US-PS 5,140,253 entspricht, offenbaren weitere Beispiele herkömmlicher Halb leiter-Batterielade-Steuervorrichtungen, in denen eine ähnliche Flip-Flop-Schaltung eingesetzt wird und ein Gattersignal für ein Halbleiter-Leistungsschaltelement durch einen Zeitgabe-Impuls zwischengespeichert wird.

DE 39 14 863 A1 offenbart ein Steuervorrichtung nach dem Oberbegriff von An spruch 1 bzw. von Anspruch 10. In einem Ladegenerator-Ausgabesteuersystem für Kraftfahrzeuge wird der Feldstrom eines Generators durch einen Unterbrecher ge steuert, eine Ausgangsspannund des Generators mit einer vorbestimmten Sollspan nung vergliche, der Unterschied zwischen diesen Spannungen ermittelt und das Be lastungszeitverhältnis eines Ausgangssignals des Unterbrechers gesteuert, während gleichzeitig die Frequenz eines Ausgangssignals des Unterbrechers entsprechend dem Belastungszeitverhältnis gesteuert wird, wodurch der ermittelte Unterschied im wesentlichen auf Null verringert wird.

In den oben erwähnten herkömmlichen Halbleiter-Batterielade-Steuervorrichtungen wurde keine Maßnahme getroffen gegen einen solchen unerwünschten Betrieb, daß das Halbleiter-Leistungsschaltelement zusätzlichem Ein-Aus-Betrieb unterworfen ist aufgrund von Rauschen und Störungen, die z. B. von einer Schutzschaltung hervor gerufen sind, und eine Frequenz des tatsächlichen Ein-Aus-Betriebs in dieser Schalt frequenz des Halbleiterschaltelements überschreitet eine PWM-Frequenz in der Fre quenz einer Trägerwelle für PWM, wodurch Probleme aufgetreten sind, wie eine Zunahme von Schaltverlusten und eine Zunahme von elektromagnetischem Indukti onsrauschen aufgrund des Hochgeschwindigkeits-Schaltens.

Bei der oben erklärten herkömmlichen Halbleiter-Batterielade-Steuervorrichtung, in der das Gattersignal in Antwort auf einen Zeitgabe-Impuls unter Verwendung der Flip-Flop-Schaltung zwischengespeichert wird, ist die Ein-Aus- Frequenzschwankung vergleichsweise unterdrückt, jedoch nimmt wegen eines Er fordernisses für die Zeitgabe-Impulserzeugungsschaltung der Schaltungsgröße der Halbleiter-Batterielade-Steuervorrichtung zu, was eine Zunahme an Kosten der Vor richtung hervorruft.

Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator, der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, mit einem einfachen Schaltungsaufbau und geringen Kosten bereitzustellen, die eine Ein-Aus- Frequenz eines darin enthaltenen Halbleiter-Leistungsschaltelements stabilisiert, um dadurch die Schaltverlustzunahme sowie die Erzeugung elektromagnetischen Induk tionsrauschens wirksam zu unterdrücken.

Diese Aufgabe wird durch eine Steuervorrichtung nach Anspruch 1 bzw. nach An spruch 10 gelöst. Die abhängigen Ansprüche betreffen vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung.

Zum Erreichen der obigen Aufgabe ist die Steuervorrichtung für einen Batterielade- AC-Generator, der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, mit einer Synchroni siereinrichtung versehen, die die Ein-Aus-Frequenz eines Schaltsignals zum Steuern eines Halbleiter-Leistungsschaltelements mit einer Frequenz des PWM- Trägerwellensignals abgleicht.

Die Synchronisiereinrichtung arbeitet, um die Ein-Aus-Frequenz des Schaltsignals aufgrund von Rauschen zu unterdrücken und um die Ein-Aus-Frequenz des Schalt signals mit der PWM-Frequenz zwangsmäßig abzugleichen.

Demgemäß stimmt die Frequenz des tatsächlichen Ein-Aus-Betriebs des Halbleiter- Leistungsschaltelements mit der PWM-Frequenz überein, wodurch der Schaltverlust und die Erzeugung elektromagnetischen Induktionsrauschens zuverlässig unter drückt wird.

Weiterhin sind während einer Anlaufperiode des Batterielade-AC-Generators die Wicklungen in einem thermischen Gleichgewichtszustand bei einer niedrigen Tem peratur, wobei der Widerstand der Wicklungen niedrig ist, so daß eine Schaltfre quenz des Halbleiter-Leistungsschaltelements, das den Strom steuert, der durch die Feldwicklung fließt, herkömmlicherweise zunimmt. Der tatsächliche Feldstrom, der durch das Halbleiter-Leistungsschaltelement gesteuert wird, ist eine Summe aus ei nem Strom, der durch das Halbleiter-Leistungsschaltelement während einer Periode davon fließt, und eines Freilaufstroms, der durch eine Freilaufdiode fließt, die paral lel mit der Feldwicklung zu dem Zeitpunkt verbunden ist, wenn das Halbleiter- Leistungsschaltelement ausgeschaltet ist. Demgemäß, wenn die Schaltfrequenz wäh rend der Anlaufperiode des Batterielade-AC-Generators zunimmt, nimmt der Feld strom im Vergleich zu einem anderen thermischen Gleichgewichtszustand bei einer hohen Temperatur zu, wobei der Widerstand der Feldwicklung hoch ist, so daß der Batterielade-AC-Generator auf die Verbrennungskraftmaschine ein höheres Drehmoment ausübt, was eine Verteilung des Drehmoments aus dem Gleichgewicht bringt, das von der Verbrennungskraftmaschine erzeugt ist, und ein Schlupfgeräusch eines Riemens, der die Verbrennungskraftmaschine mit dem Batterielade-AC- Generator mechanisch koppelt, ein Verkürzen einer Lebensdauer des Riemens und manchmal ein Absterben der Maschine verursacht.

Jedoch ist mit der vorliegenden Erfindung die Schaltfrequenz des Halbleiter- Leistungsschaltelements gesteuert, um mit der PWM-Frequenz von der PWM- Signalerzeugungsschaltung bei irgendwelchen Bedingungen synchronisiert zu sein, wobei die obigen herkömmlichen Nachteile, wie das Schlupfgeräusch des Riemens, die verkürzte Lebensdauer des Riemens und das Absterben der Maschine während einer Anlaufperiode des Batterielade-AC-Generators ebenso verhindert wird.

Weitere Vorteile, Merkmale und Anwendungsmöglichkeiten der vorliegenden Erfin dung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigen:

Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm, das ein erstes Ausführungsbeispiel von Steuerschaltungen für einen Batterielade-AC-Generator, der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, gemäß der vor liegenden Erfindung veranschaulicht;

Fig. 2(a) bis Fig. 2(e) Wellenformdiagramme zum Erklären eines Betriebs des ersten Aus führungsbeispiels;

Fig. 3 ein Diagramm, das eine Beziehung zwischen Schaltfrequenzen eines Halbleiter-Leistungsschaltelements, das in dem ersten Ausführungsbeispiel enthalten ist, und einen dadurch her vorgerufenen Schaltverlust und ein dadurch hervorgerufenes elektromagnetisches Induktionsrauschen veranschaulicht;

Fig. 4 ein Schaltungsdiagramm, das ein zweites Ausführungsbeispiel von Steuerschaltungen für einen Batterielade-AC-Generator veranschaulicht, der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5 ein Systemdiagramm, das ein leicht abgeändertes Aus führungsbeispiel des zweiten Ausführungsbeispiels zeigt;

Fig. 6(a) bis Fig. 6(e) sind jeweils beispielhafte spezielle Schaltungsdiagramme für eine Leistungsschaltung, eine Spannungserfassungsschaltung, eine Referenzspannungsschaltung, eine Span nungsabweichungsschaltung, eine Dreieckwellen-Erzeugungs schaltung und eine Stromerfassungsschaltung, die in dem Aus führungsbeispiel von Fig. 5 enthalten sind;

Fig. 7 ein beispielhaftes spezielles Schaltungsdiagramm für eine Zwi schenspeicherschaltung, die in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 5 enthalten ist;

Fig. 8 eine Betriebsfunktionstabelle der Zwischenspeicherschaltung, die in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 5 enthalten ist;

Fig. 9 ein beispielhaftes spezielles Schaltungsdiagramm für eine Rota tionserfassungsschaltung und eine Ladelampen- Treiberschaltung, die in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 5 enthalten sind;

Fig. 10 ein Betriebszeitdiagramm zum Erklären eines Betriebs der in Fig. 7 gezeigten Zwischenspeicherschaltung;

Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm, das ein drittes Ausführungsbeispiel von Steuervorrichtungen für einen Batterielade-AC-Generator veranschaulicht, der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 12 ein Schaltungsdiagramm, das ein viertes Ausführungsbeispiel von Steuervorrichtungen für einen Batterielade-AC-Generator veranschaulicht, der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 13 ein Schaltungsdiagramm, das ein fünftes Ausführungsbeispiel von Steuervorrichtungen für einen Batterielade-AC-Generator veranschaulicht, der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 14 ein Schaltungsdiagramm, das eine Gatter-Treiberschaltung für ein sechstes Ausführungsbeispiel von Steuervorrichtungen für einen Batterielade-AC-Generator veranschaulicht, der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfin dung;

Fig. 15(a) bis Fig. 15(c) jeweils Wellenformdiagramme zum Erklären eines Betriebs des Aus führungsbeispiels von Fig. 14 im Vergleich mit einer herkömm lichen Vorrichtung; und

Fig. 16 ein beispielhaftes Layout-Diagramm einer Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator, der in einem Kraftfahrzeug verwendet wird, gemäß der vorliegenden Erfindung, wenn diese in einer Leistungs-IC-Schaltung ausgebildet ist.

Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel, wenn die vorliegende Erfindung auf ein Auto mobil angewendet wird, und in der Zeichnung bezeichnet Bezugszeichen 6 einen AC-Generator oder eine Drehstromlichtmaschine, Bezugszeichen 9 ist eine Batterie und Bezugszeichen 10 ist ein IC-Regulierer oder eine Halbleiter-Batterielade-AC- Generatorsteuervorrichtung.

Der AC-Generator 6 weist, wie wohl bekannt, eine Feldwicklung 61, eine Anker wicklung 62 und Gleichrichterdioden 64 auf, und ist angepaßt, um von einer Ver brennungskraftmaschine, nicht gezeigt, für das Automobil angetrieben zu werden.

Die Batterie 9 wird von dem AC-Generator 6 geladen und liefert elektrische Energie an jeweilige elektrische Ausrüstungsvorrichtungen in dem Automobil, wie in der Technik wohl bekannt.

Der IC-Regulierer 10 weist eine Zwischenspeicherschaltung 1, eine PWM- Signalerzeugungsschaltung 2, eine Spannungsabweichungsschaltung 3, eine Stro merfassungsschaltung 4, ein Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 und eine An triebsschaltung 52, die ein Schaltsignal an das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 liefert, auf und weist weiterhin ein anderes Halbleiter-Leistungsschaltelement 55 zum Steuern eines Stromes, der durch eine Ladelampe 66 fließt, und eine andere Antriebsschaltung 56, die ein Steuersignal an das Halbleiter-Leistungsschaltelement 55 liefert, auf. Es ist die Funktion des IC-Regulierers 10, eine PWM-Steuerung für einen Strom, der durch die Feldwicklung 61 des AC-Generators 6 fließt, durch einen Betrieb eines Einschaltens und Ausschaltens des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51 auszuführen, um eine Spannung der Batterie 9 bei einem vorbestimmten Pegel zu halten. Bezugszeichen 65 ist ein Schlüsselschalter.

Ein detaillierter Schaltungsaufbau und -betrieb des IC-Regulierers 10 wird unten beschrieben.

Die Spannungsabweichungsschaltung 3 funktioniert, um eine Spannung der Batterie 9 zu erfassen und um ein Fehlerspannungssignal auszugeben, das eine Differenz zwischen der erfaßten Spannung und einem Referenzspannungswert darstellt, und weist einen Komparator 31 auf, worin eine Spannung von der Batterie 9 aufgenom men wird, nachdem sie bei einem vorbestimmten Verhältnis durch Widerstände 57 und 58 geteilt wurde, wobei die geteilte Spannung mit einer Spannung von einer Spannungsquelle verglichen wird, die einen eingestellten Referenzwert liefert, und eine Differenz von dem eingestellten Wert wird erfaßt und nach Verstärkung ausge geben.

Widerstände 33 und 34 sind jeweils ein Rückkopplungswiderstand und ein Ein gangswiderstand für den Komparator 31, und ein Kondensator 59 ist für eine Rau schabsorption.

Die PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 weist einen Oszillator 21, der eine Recht eckwelle mit einer vorbestimmten Oszillationsfrequenz, z. B. 1 Khz, erzeugt, und einen Komparator 22 auf, gibt einen Impuls, wie Ausgabe 2a, mit anderen Worten ein Rechteckwellensignal des Oszillators 21 aus wie er ist, und funktioniert weiter hin, um einen PWM-Impuls 2d, mit anderen Worten ein PWM-Steuersignal zu er zeugen, nachdem in dem Komparator 22 eine Referenz-Dreieckwellenausgabe 2b, mit anderen Worten ein PWM-Trägerwellensignal, das nach einem Umwandeln des Rechteckwellensignals in ein Dreieckwellensignal mit einem Kondensator 23 her ausgenommen wird, mit einer Ausgabe 2c von der Spannungsabweichungsschaltung 3 verglichen wird.

Wenn der PWM-Impuls 2d an die Treiberschaltung 52 eingegeben wird, wie er ist, arbeitet der IC-Regulierer 10 auf die gleiche Weise wie die herkömmliche Batterie lade-AC-Generatorsteuervorrichtung, die durch eine PWM-Steuerung betrieben wird. Jedoch ist in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel die Zwischenspeicher schaltung 1 zwischen der PWM-Signalerzeugungsschaltung 2, die den PWM-Impuls 2d erzeugt, und der Treiberschaltung 52 für das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 bereitgestellt, was ein Merkmal des vorliegenden Ausführungsbeispiels ist.

Eine Diode 53 ist eine Freilaufdiode, die einen Stromfluß von der Feldwicklung 61 erlaubt, wenn das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 ausgeschaltet ist.

In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist, um eine Funktion eines Begrenzens eines Ausgabestroms von dem AC-Generator 6 bereitzustellen, die Stromerfassungs schaltung 4 vorgesehen, worin ein Strom, der durch die Feldwicklung 61 fließt und von einem Serienwiderstand 54 zur Stromerfassung erfaßt wird, in einem Kompara tor 41 mit einem Referenzstromwert verglichen, wird der von einer Spannungsquelle 42 bereitgestellt wird und weiterhin ist eine AND-Logikschaltung 16 bereitgestellt, worin eine Logikoperation auf den PWM-Impuls 2d und eine Ausgabe 4a des Kom parators 41 ausgeführt wird und ein resultierendes Logikoperationssignal 1b an die Zwischenspeicherschaltung 1 ausgegeben wird.

Die Zwischenspeicherschaltung 1 wird von einer Flip-Flop-Schaltung vom Setz- Rücksetz-Typ aufgebaut, die aus zwei NAND-Logikschaltungen 11 und 12, einer OR-Schaltung 13 und einer NAND-Logikschaltung 14 gebildet ist, und funktioniert, um ein invertiertes Signal 1a eines Rechteckwellensignals von dem Oszillator 21, das über eine Inverterschaltung 15 gemäß den Setz- und Rücksetzzeitgaben des re sultierenden Logikoperationssignals 1b der PWM-Impulsausgabe 2d und der Ausga be 4a geformt wird.

Ein Betrieb des vorliegenden Ausführungsbeispiels, insbesondere ein Betrieb der Zwischenspeicherschaltung 1 wird im Detail mit Bezug auf Fig. 2(a) bis Fig. 2(e) erklärt.

Wie veranschaulicht in Fig. 2(a), kehrt eine Referenz-Dreieckwellenausgabe 2b, die an einen negativen Eingangsanschluß des Komparators 22 eingegeben wird, ihre Änderungsrichtung bei Spannungspegeln VH und VL um. Eine Impulsausgabe 2a, wie veranschaulicht in Fig. 2(c), zeigt einen hohen Pegel während einer Periode, wenn die Referenz-Dreieckausgabe 2b von VL auf VH ansteigt, und einen niedrigen Pegel während einer Periode, wenn die Referenz-Dreieckausgabe 2b von VH nach VL abfällt, und synchronisiert mit der Referenz-Dreieckwellenausgabe.

Die Impulsausgabe 2a von dem Oszillator 21 ist eine Fundamentalwellenform der PWM-Frequenz und stellt eine Schaltfrequenz des Halbleiter- Leistungsschaltelements S 1 dar.

Der PWM-Impuls 2d, der eine Ausgabe des Komparators 22 darstellt, erzeugt häufig einen hochfrequenten Impuls in Antwort auf die Ausgabe 2c von der Spannungsab weichungsschaltung 3. Dies passiert, da eine Eingangsverstärkung des Komparators 22 im allgemeinen hoch ist und die Ausgabe 2c der Spannungsabweichungsschal tung 3 leicht einer Welligkeitsspannung des Generators 6 und einem Schaltrauschen ausgesetzt ist. Das gleiche gilt bezüglich des Komparators 41 in der Stromerfas sungsschaltung 4.

Wenn daher die Ausgabe 2c von der Spannungsabweichungsschaltung 3, die eine Eingabe für den Komparator 22 darstellt, eine starke Schwankung zeigt, wie veran schaulicht in Fig. 2(a), wird ein Impulszug, der schmale Impulse enthält, als die Ausgabe 2d der PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 erzeugt, wie veranschaulicht in Fig. 2(b), so daß die Schaltfrequenz des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51 vor übergehend eine hohe Frequenz zeigt. Das gleiche gilt, wenn ein Impulszug, der schmale Impulse enthält, als die Ausgabe 4a der Stromerfassungsschaltung 4 erzeugt wird.

Fig. 3 zeigt ein Ausmaß eines elektromagnetischen Induktionsrauschens und eines Schaltverlusts bezüglich der Schaltfrequenz des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51. Wie aus Fig. 3 ersichtlich ist, nehmen sowohl das elektromagnetische Indukti onsrauschen als auch der Schaltverlust abhängig von der Zunahme der Schaltfre quenz zu.

Zum Unterdrücken des Schaltverlustes wird es bevorzugt, den Schaltbetrieb bei ei ner so niedrig wie möglichen Frequenz auszuführen. Wenn weiterhin ein Pegel einer modulierten Frequenz des elektromagnetischen Induktionsrauschens einen vorbe stimmten Pegel in einem für den Menschen hörbaren Frequenzband von 20 Hz bis 20 KHz überschreitet, enthält die modulierte Frequenz ein Funkrauschen, was dem Fahrer ein unbehagliches Gefühl gibt, wenn ein Radio in dem Automobil eingeschal tet ist. Wenn jedoch die Schaltfrequenz auf unter 1 KHz begrenzt ist, wird der Pegel des elektromagnetischen Induktionsrauschens unterdrückt, und es treten keine Pro bleme auf.

Wie von der Fig. 1 und von den Fig. 2(a) bis Fig. 2(e) verstanden werden wird, nimmt die Zwischenspeicherschaltung 1 nur einmal bei einem führenden Zeitpunkt auf, bei dem sich die Ausgabe 1b des AND-Gatters 16 von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel ändert, wobei an das AND-Gatter 16 die Ausgabe 2d der PWM- Signalerzeugungsschaltung 2 und die Ausgabe 4a der Stromerfassungsschaltung 4 eingegeben werden, während einer Periode, wenn die Ausgabe 2a des Oszillators 21 in einem niedrigen Pegel ist und die Ausgabe 1e in einem hohen Pegel hält, und nimmt im Gegensatz dazu nur einmal in einem nachlaufenden Zeitpunkt der Ausga be 1b des AND-Gatters 16 auf, während einer Periode, wenn die Ausgabe 2a des Oszillators 21 in einem hohen Pegel ist, und hält die Ausgabe 1e in einem niedrigen Pegel.

Während einer Periode, wenn die Ausgabe 1e der Zwischenspeicherschaltung 1 in einem niedrigen Pegel gehalten wird, so wie die Ausgabe 2a des Oszillators 21 in einem hohen Pegel ist, wenn ein führender Zeitpunkt der Ausgabe 1b des AND- Gatters 16 erzeugt wird und wenn die Hochpegel-Bedingung der Ausgabe 1b auf rechterhalten wird, nimmt die Ausgabe 1e der Zwischenspeicherschaltung 1 eine Hochpegelbedingung zu dem Zeitpunkt an, wenn die Ausgabe 2a des Oszillators 21 sich von einem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel ändert, und wird in einem hohen Pegel gehalten. Auf die gleiche Weise während einer Periode, wenn die Aus gabe 1e der Zwischenspeicherschaltung 1 an einem hohen Pegel gehalten wird, so wie die Ausgabe 2a des Oszillators 21 in einem niedrigen Pegel gehalten wird, nimmt die Ausgabe 1e der Zwischenspeicherschaltung 1 eine Niedrigpegel- Bedingung zu dem Zeitpunkt an, wenn die Ausgabe 2a des Oszillators 21 sich von einem niedrigen Pegel zu einem hohen Pegel ändert und wird in einem niedrigen Pegel gehalten.

Demzufolge synchronisiert sich die Ausgabe 1e der Zwischenspeicherschaltung 1 mit der Ausgabe 2a des Oszillators 21, und die Schaltfrequenz des Halbleiter- Leistungsschaltelements 51 wird gesteuert, um nicht die PWM-Frequenz zu über schreiten, d. h. Änderungen im Synchronismus der PWM-Frequenz, und das Halb leiter-Leistungsschaltelement 51 führt einen stabilen Betrieb aus.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird, selbst wenn ein Rauschen in einer Erfassungsspannung erzeugt ist, eine Schwankung der Schaltfrequenz verhin dert, und ein stabiler Schaltbetrieb bei einer konstanten Frequenz wird erreicht, und eine Halbleiter-Batterielade-AC-Generatorsteuervorrichtung ohne elektromagneti sches Induktionsrauschen sowie mit weniger Schaltverlust wird erhalten. Weiterhin wird gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel keine Zeitgeberschaltung benö tigt, was den Schaltungsaufbau vereinfacht, wodurch eine Halbleiter-Batterielade- AC-Generatorsteuervorrichtung erhalten wird, die einfach in einen IC integriert wer den kann.

Ein zweites Ausführungsbeispiel gemäß der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 4 erklärt.

Das in Fig. 4 gezeigte Ausführungsbeispiel ist besonders geeignet, wenn ein Einfluß des Rauschens, das von der Stromerfassungsschaltung 4 hervorgerufen wird, signifi kant ist. In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist, um eine Schwankung in der PWM-Frequenz aufgrund der Ausgabe 4a von der Stromerfassungsschaltung 4 zu verhindern, die Zwischenspeicherschaltung 1 zwischen der Stromerfassungsschal tung 4 und einem AND-Gatter 17 bereitgestellt. Das AND-Gatter 17 führt eine Lo gikoperation an der Ausgabe 2d der PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 und der Ausgabe der Zwischenspeicherschaltung 1 aus, und das resultierende Logikoperati onssignal 1f steuert die Schaltoperation des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51 über die Treiberschaltung 52.

Weiter wird in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ein Rauschen, das zu der PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 gehört, unterdrückt, indem entweder eine Kapa zität 35 in der Spannungsabweichungsschaltung 3 bereitgestellt wird oder indem die Ausgabe der PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 durch Bereitstellen einer Hysterese in dem Komparator 22 stabilisiert wird.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist, selbst wenn die Strom erfassungsschaltung 4 in Betrieb ist und eine Strombegrenzung des Halbleiter- Leistungsschaltelements 51 bewirkt ist, eine Halbleiter-Batterielade-AC- Generatorsteuervorrichtung realisiert, die stabil bei einer konstanten PWM-Frequenz betrieben wird.

Fig. 5 zeigt ein Systemdiagramm eines leicht modifizierten Ausführungsbeispiels des oben erklärten zweiten Ausführungsbeispiels, und in Fig. 5 werden die gleichen Bezugszeichen für die gleichen oder äquivalenten Elemente wie in den vorherigen Ausführungsbeispielen verwendet. Die Feldwicklung 61 des AC-Generators 6 ist an einen Rotor, nicht gezeigt, montiert und drehend von einer Verbrennungskraftma schine eines Kraftfahrzeugs angetrieben und erzeugt ein rotierendes Magnetfeld, wenn ein Leistungstransistor 412, der mit einem Anschluß F der Feldwicklung 61 verbunden ist, gesteuert wird, um eingeschaltet zu sein, um einen Erregerstrom an die Feldwicklung 61 zu liefern.

Die Freilaufdiode 53, die parallel mit der Feldwicklung 61 verbunden ist, stellt einen Durchgang für einen Freilaufstrom dar, der hervorgerufen wird, wenn der Lei stungstransistor 412 ausgeschaltet ist, und arbeitet, um ein Schaltrauschen zu absor bieren.

Die Ankerwicklung 62 ist um einen Statorkern, nicht gezeigt, gewickelt, der dem Rotor mit einem vorbestimmten Abstand gegenübersteht, und erzeugt eine Dreipha sen-Wechselspannung abhängig von einer Größe des rotierenden Magnetfelds, das von der Feldwicklung 61 erzeugt wird. Die erzeugte Wechselspannung wird durch den Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichter 64 Vollweg-gleichgerichtet und in einen Gleichstrom umgewandelt.

Eine Ausgabe des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters 64 wird an die Batterie 9 über einen Ausgangsanschluß B des AC-Generators 6 geliefert, um die Batterie 9 zu la den. Zur gleichen Zeit wird die Ausgabe des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters 64 von dem Ausgangsanschluß B über einen Ladeschalter 40 an eine elektrische Last 30 geliefert, mit anderen Worten an elektrische Ausrüstungsvorrichtungen, wie eine Lampe.

Der Ausgangsanschluß B, an welchen eine Plusklemme der Batterie 9 verbunden ist, ist weiterhin mit einer Leistungsschaltung 413 in dem IC-Regulierer 10 verbunden. Die Leistungsschaltung 413 stabilisiert die Batteriespannung und liefert eine kon stante Spannung Vcc an jeweilige Schaltungen in dem IC-Regulierer.

Fig. 6(a) zeigt ein Detail der Leistungsschaltung 413, die aus einer Zener-Diode 4130, einem Transistor 4133, bei dem das Basispotential durch die Zener-Diode 4130 konstant gehalten wird, und Widerständen 4131 und 4132 aufgebaut ist, um eine stabilisierte konstante Spannung Vcc vom Kollektor des Transistors 4133 aus zugeben.

Eine Pulsbreitenmodulations-(PWM)-Spannungssteuerschaltung 425 ist aus einer Spannungserfassungsschaltung 414, einer Referenz-Spannungsschaltung 415, einer Spannungsabweichungsschaltung 416, einer Dreieckwellen-Erzeugungsschaltung 417 und einem Komparator 423 aufgebaut, und die Ausgabe der Batterie 9 ist mit der Spannungserfassungsschaltung 414 über einen Anschluß S verbunden.

Fig. 6(b) zeigt ein Detail der Spannungserfassungsschaltung 414, die aus einer Spannungsteilerschaltung mit zwei Widerständen 4140 und 4141 aufgebaut ist, um eine Erfassungsausgabe 414a auszugeben, die durch Teilen einer Spannung der Bat terie 9 erhalten wird, die von dem Anschluß S bei einem vorbestimmten Teilungs verhältnis eingegeben ist.

Die Ausgabe 414a der Spannungserfassungsschaltung 414 wird an die Spannungs abweichungsschaltung 416 eingegeben, wobei eine Abweichung zwischen der Aus gabe 414a und einer Referenzspannung 415a, die durch die Referenz- Spannungsschaltung 415 eingestellt ist, berechnet wird, und das Ergebnis wird als Abweichungssignal 416a ausgegeben.

Fig. 6(c) zeigt ein Detail der Referenz-Spannungsschaltung 415, die aus einem Wi derstand 4159 und einer Zener-Diode 4151 aufgebaut ist, in Serie mit dem Wider stand 4150 verbunden ist, und die Referenzspannung 415a ausgibt, die eine kon stante Spannung ist, die von der Zenerspannung der Zener-Diode 4151 bestimmt ist.

Fig. 6(d) zeigt ein Detail der Spannungsabweichungsschaltung 416, die aus einem Komparator 4162, einem Rückkopplungswiderstand 4160 und einem Eingangswi derstand 4161 aufgebaut ist, und das Abweichungssignal 416a ausgibt, das durch eine Abweichung zwischen der Erfassungsausgabe 414a von der Spannungserfas sungsschaltung 414 und der Referenzspannung 415a von der Referenz- Spannungsschaltung 415 bestimmt ist.

Die Ausgabe 416a der Spannungsabweichungsschaltung 416 wird an den Kompa rator 423 eingegeben, dessen Referenzspannung durch ein Dreieckwellensignal 417a, das von der Dreieckwellen-Erzeugungsschaltung 417 ausgegeben wird, be stimmt ist. In der Spannungsabweichungsschaltung 416 wird ein PWM-Signal 423a vorbereitet und an die Basis des Leistungstransistors 412 über eine AND-Schaltung 424 geliefert.

Fig. 6(e) zeigt ein Detail der Dreieckwellen-Erzeugungsschaltung 417, die aus einem Komparator 4174, einer Kapazität 4175, Transistoren 4177 und 4178, einer Diode 4171, einer Zener-Diode 4172 und Widerständen 4170, 4173 und 4176 aufgebaut ist, und Taktimpulse CLK in einer Rechteckwellenform mit einem vorbestimmten Pegel und das Dreieckwellensignal 417a erzeugt.

Wenn eine Ausgabe 420a von einer Zwischenspeicherschaltung 420, die später im Detail beschrieben wird, an einem hohen Pegel ist, wird ein PWM-Signal 423a von dem Komparator 423 an die Basis des Leistungstransistors 412 über die AND- Schaltung 424 geliefert, und somit wird der Strom, der durch die Feldwicklung 61 fließt, Pulsbreiten-gesteuert, und eine Spannungsregulierfunktion wird erhalten, die die Spannung an dem Anschluß B bei einer vorbestimmten konstanten Spannung von z. B. 14 V hält.

Ein Widerstand 418, der zwischen dem Emitter des Leistungstransistors 412 und Erde verbunden ist, arbeitet, um den Strom, der durch die Feldwicklung 61 fließt, in ein Spannungssignal 418a umzuwandeln, das an die Stromerfassungsschaltung 419 eingegeben wird.

Fig. 6(f) zeigt ein Detail der Stromerfassungsschaltung 419, die aus einem Glät tungswiderstand 4190, einer Kapazität 4191, Widerständen 4192 und 4193 zur Spannungsteilung und einem Komparator 4194 aufgebaut ist, und von dem Kompa rator 4194 eine Abweichungsausgabe 419a ausgibt, die durch das Spannungssignal 418a und eine Referenzspannung bestimmt ist, die durch Teilung der Energiequel len-Spannung Vcc mit den Widerständen 4192 und 4193 erhalten ist.

Die Ausgabe 419a der Stromerfassungsschaltung 419 wird an die Zwi schenspeicherschaltung 420 eingegeben, die konstruiert ist, um unter Verwendung der Taktimpulse CLK von der Dreieckwellen-Erzeugungsschaltung 417 als ein Zwi schenspeichersignal zu arbeiten.

Fig. 7 zeigt ein Detail der Zwischenspeicherschaltung 420, die aus zwei Inverter schaltungen 4201 und 4206 zur Pegelinversion, zwei NAND-Schaltungen 4202 und 4203, die als ein Gatter dienen, und zwei NAND-Schaltungen 4204 und 4205, die ein Flip-Flop bilden, aufgebaut ist. Die Funktion, die von der Zwischenspeicher schaltung 420 ausgeführt wird, ist in Fig. 8 in Form einer Betriebsfunktionstabelle veranschaulicht.

Weiterhin sind in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel Schaltungen, die für eine Leuchtsteuerung der Ladelampe 66 notwendig sind, enthalten. Aus diesem Grund ist der neutrale Punkt des Dreiphasen-Vollweg-Gleichrichters 64 mit dem Eingang einer Rotationserfassungsschaltung 421 über einen Anschluß P verbunden, und die Aus gabe der Rotationserfassungsschaltung 421 wird an eine Ladelampen- Treiberschaltung 422 eingegeben. Weiterhin ist der Schlüsselschalter 65 zwischen der Batterie 9 und der Ladelampe 66 verbunden, die mit der Ladelampen- Treiberschaltung 422 über einen Anschluß L verbunden ist.

Fig. 9 zeigt ein Detail der Rotationserfassungsschaltung 421 und der Ladelampen- Treiberschaltung 422, die aus Widerständen 4210 und 4211 zur Spannungsteilung, ähnlich Widerständen 4216 und 4217 zur Spannungsteilung, einer Diode 4213 zur Gleichrichtung, einem Glättungskondensator 4214, Transistoren 4215, 4218 und 4221 und einem Widerstand 4220 zum Basis-Vorspannen aufgebaut ist, und auf eine solche Weise arbeitet, daß, wenn eine Spannung an den neutralen Punkt des Dreipha sen-Vollweg-Gleichrichters 64, die von dem Anschluß P geliefert wird, unterhalb eines vorbestimmten Wertes ist, der Transistor 422 in einem Ein-Zustand gehalten wird, und wenn eine Spannung an dem neutralen Punkt des Dreiphasen-Vollweg- Gleichrichters 64 den vorbestimmten Wert überschreitet, der Transistor 4221 abge schaltet wird.

Demgemäß ist die Ladelampe 66 konstruiert, um während einer Periode eingeschal tet zu sein, bevor eine vorbestimmte Spannung an der Ankerwicklung 62 erzeugt ist, nachdem der Schlüsselschalter 65 eingeschaltet ist und der AC-Generator gestartet ist, um drehend durch die Verbrennungskraftmaschine angetrieben zu werden.

Nun wird ein Feldstrom-Begrenzungsbetrieb, d. h. ein Drehmoment-Begren zungsbetrieb, von dem vorliegenden Ausführungsbeispiel erklärt.

Die Abweichungsausgabe 419a von der Stromerfassungsschaltung 419 wird in der Zwischenspeicherschaltung 420 zu einer Ausgabe 420a modifiziert, die mit dem Zwischenspeichersignal synchronisiert ist, mit anderen Worten Taktimpulse CLK, und wird an die AND-Schaltung 424 zusammen mit der Ausgabe 423a von dem Komparator 423 eingegeben. Die Ausgabe von der AND-Schaltung 424 wird an die Basis des Leistungstransistors 412 geliefert.

Angenommen nun, daß ein notwendiger Strom für die Feldwicklung 61 I_F (warm) ist, wenn die Temperatur des AC-Generators hoch wird, d. h., wenn der AC- Generator seinen thermischen Gleichgewichtszustand nach dem Motor- Aufwärmbetrieb erreicht. Der Strom I_F (warm) wird wie folgt ausgedrückt:

I_F(warm) = I_F1 + I_F2,

wobei I_F1 der Kollektorstrom ist, der durch den Leistungstransistor 412 fließt und
wobei I_F2 der Strom ist, der durch die Freilaufdiode 53 fließt.

Da der Strom I_F2 durch eine elektromotorische Gegenkraft erzeugt wird, die durch eine induktive Komponente in der Feldwicklung 61 induziert wird, variiert die Grö ße des Stromes I_F2 abhängig von einer Ein- und Aus-Frequenz des Leistungstransi stors.

Daher wird das Stromsignal I_F1 an die Stromerfassungsschaltung nach Umwandlung derselben in einen Spannungspegel über den Widerstand 418 eingegeben.

Die Stromerfassungsschaltung 419 ist aus den Widerständen 4190, 4192 und 4193, der Kapazität 4191 und dem Komparator 4194 aufgebaut, wie veranschaulicht in Fig. 6(f), wobei die Widerstände 4192 und 4193 in Serie zwischen der Spannungs quelle Vcc und Erde verbunden sind, und wobei der Teilungspunkt dieser Wider stände 4192 und 4193 mit einem nicht-invertierten Eingangsanschluß des Kompa rators 4194 verbunden ist und wobei das Potential an dem Teilungspunkt eine Refe renzspannung darstellt.

Auf der anderen Seite stellen der Widerstand 4190 und die Kapazität 4191 eine Inte grierschaltung dar, die das Spannungssignal 418a, das an dem Widerstand 418 erfaßt ist, mittelt und den Strom darstellt, der durch den Leistungstransistor 412 fließt, und die Ausgabe von der Integrierschaltung ist mit einem invertierten Eingangsanschluß des Komparators 4194 verbunden. Die Abweichungsausgabe 419a von dem Kom parator 4194 wird an die Zwischenspeicherschaltung 420 eingegeben, die in Fig. 7 im Detail veranschaulicht ist, die aus NAND-Schaltungen 4292, 4293, 4204 und 4205 und den Inverterschaltungen 4201 und 4206 aufgebaut ist und in die die Ab weichungsausgabe 419a als Daten D eingegeben wird und in die die Rechteckwel lenausgabe, die von der Dreieckwellen-Erzeugungsschaltung 417 erzeugt ist und eine konstante Frequenz hat, als Taktimpulse CLK eingegeben wird, und die die Operation ausführt, wie veranschaulicht in der Form einer Betriebsfunktionstabelle in Fig. 8.

Die Ausgabe 420a von der Zwischenspeicherschaltung 420 wird an die AND- Schaltung 424 eingegeben, wobei eine AND-Logikoperation mit der Ausgabe 423a ausgeführt wird, die eine weitere Eingabe von der PWM-Spannungssteuerschaltung 425 darstellt.

Die Ausgabe der AND-Schaltung 424 ist mit der Basis des Leistungstransistors 412 verbunden. Demzufolge ist der Strom I_F1 durch den Leistungstransistor 412 gesteu ert.

Angenommen nun, daß die Größe des Stromes I_F1 geringer als der vorbestimmte Wert ist und der mittlere Wert des Spannungssignals 418a geringer als die an den nicht-invertierten Eingangsanschluß des Komparators 4194 in der Stromerfassungs schaltung 419 angelegte Spannung ist, wird die Ausgabe 419a des Komparators 4194 auf Pegel "1" gemacht und demgemäß wird die Ausgabe 420a der Zwischen speicherschaltung 420 ebenso auf Pegel "1" gemacht, und dadurch erscheint in der Ausgabe der AND-Schaltung 424 das PWM-Signal 423a von der PWM-Spannungs steuerschaltung 425, wodurch eine Spannungssteuerung durch eine Puls breitenmodulation ausgeführt wird.

Wenn die Größe des Stromes I_F1 den vorbestimmten Wert überschreitet und der mittlere Wert des Spannungssignals 418a die Spannung, die an den nicht-invertierten Eingangsanschluß des Komparators 4194 in der Stromerfassungsschaltung 419 an gelegt ist, überschreitet, wird die Ausgabe 419a des Komparators 4194 auf Pegel "0" gemacht, und die Ausgabe 420a der Zwischenspeicherschaltung 420 wird zu Pegel "0" gemacht, und dadurch wird die Ausgabe der AND-Schaltung 424 auf Pegel "0" festgelegt. Demzufolge wird verhindert, daß das PWM-Signal 423a von der PWM- Spannungssteuerschaltung 425 von der AND-Schaltung 424 ausgegeben wird, wo durch der Leistungstransistor 412 abgeschaltet wird und der Strom I_F1 unterbrochen wird.

Nun wird die Ein- und Aus-Frequenz des Leistungstransistors 412 durch die Ausga be 419a von der Stromerfassungsschaltung 419 untersucht, wenn der obige Betrieb fortlaufend wiederholt wird. Durch den Betrieb der Zwischenspeicherschaltung 420, deren Betriebszeitablauf in Fig. 10 veranschaulicht ist, wird die Frequenz des Schal tens des Leistungstransistors 412, was durch die AND-Schaltung 424 ausgeführt wird, bei der gleichen Frequenz wie bei der PWM-Steuerung gesteuert, selbst wenn der Drehmomentbegrenzungsbetrieb bewirkt ist. Demzufolge ist der Strom I_F, im mer bei einem vorbestimmten konstanten Wert gesteuert.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird der Strom, der durch die Frei laufdiode 53 fließt, konstant gehalten, und somit wird ein korrektes Begrenzen des Feldstromes ermöglicht, wodurch der Anstieg der Ausgabe des AC-Generators 6 während einer Niedrigtemperaturbedingung zuverlässig unterdrückt wird, wohinge gen die Ausgabe des AC-Generators 6 während einer Hochtemperaturbedingung garantiert wird und eine übermäßige Drehmomentanforderung des AC-Generators 6 vor Erreichen eines hohen thermischen Gleichgewichtszustandes verhindert wird. Demzufolge wird die Lebensdauer des Riemens, der die Verbrennungskraftmaschine und den AC-Generator 6 koppelt, erhöht, das laute Schlupfgeräusch des Riemens wird verhindert, und ein weiterhin mögliches Absterben des Motors während einer Startphase wird ausreichend unterdrückt.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die oberste Frequenz des Ein- und Aus-Betriebs des Feldstromes während des Drehmomentbegrenzungsbetriebs auf die Frequenz der PWM-Steuerung für die Spannungssteuerung begrenzt, und somit wird der Strom, der durch die Freilaufdiode fließt, unverändert gehalten, und demgemäß wird ein korrektes Begrenzen des Feldstromes ermöglicht.

Weiterhin wird gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel das Frequenzsignal, das gültig ist, um die oberste Frequenz des Ein- und Aus-Betriebs des Feldstromes während des Drehmomentbegrenzungsbetriebs zu bestimmen, von dem Frequenzsi gnal des PWM-Spannungssteuersystems erhalten, wodurch der Schaltungsaufbau des vorliegenden Ausführungsbeispiels vereinfacht wird und dessen Produktionsko sten ebenso reduziert werden.

Ein drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 11 erklärt.

Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist konstruiert, um einen mittleren Strom des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51, mit anderen Worten einen mittleren Strom der Feldwicklung 61, konstant zu steuern, wobei die Ausgabe 3a der Spannungsab weichungsschaltung 3 und die Ausgabe der Stromerfassungsschaltung 4 weiterhin in einer Stromabweichungsschaltung 7 für eine Addier- und Subtrahieroperation verar beitet werden und wobei das Ergebnis durch den Komparator 22 in der PWM- Signalerzeugungsschaltung 2 verglichen wird.

Die Stromerfassungsschaltung 4 verstärkt die Spannung, die durch die Widerstände 54 erfaßt wird, mit einem Verstärker 41 und Widerständen 43, 44, 45 und 46 und gibt das Spannungssignal 4a aus. Da das ausgegebene Spannungssignal 4a eine un terbrochene Form zeigt, wird das Spannungssignal durch eine Spitzenhalteschaltung, die eine Diode 47 und eine Kapazität 48 aufweist, gemittelt und an einen invertierten Eingangsanschluß des Verstärkers 71 in der Stromabweichungsschaltung 7 über ei nen Widerstand 74 eingegeben. Die Stromabweichungsschaltung 7 führt eine analo ge Verarbeitung an der Ausgabe 3a der Spannungsabweichungsschaltung 3 und der Ausgabe der Stromabweichungsschaltung 4 aus und verstärkt die Differenz dazwi schen. Die Ausgabe 2c der Stromabweichungsschaltung 7 wird an einen nicht invertierten Eingangsanschluß des Komparators 22 in der PWM- Signalerzeugungsschaltung 2 eingegeben, um ein PWM-Signal zu bilden. Die Stro merfassungsschaltung 4 gibt eine verstärkte Ausgabe aus, abhängig von einem Wi derstandsverhältnis der Widerstände 44 und 43 und der Widerstände 45 und 46, die einen Verstärkungsfaktor des Verstärkers 41 festlegen. Auf die gleiche Weise gibt die Stromabweichungsschaltung 7 eine verstärkte Ausgabe aus, abhängig von einem Widerstandsverhältnis der Widerstände 74 und 73, und der Widerstände 75 und 76, die einen Verstärkungsfaktor des Verstärkers 71 festlegen. Eine Kapazität 72, die parallel mit dem Widerstand 73 verbunden ist, dient der Phasenkompensation.

Die Zwischenspeicherschaltung 1 ist zwischen der PWM-Signalerzeugungs schaltung 2 und der Treiberschaltung 52 angeordnet, und der Schaltbetrieb des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51 wird über die Treiberschaltung 52 gesteuert.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel, worin, wenn die Strom erfassungsschaltung 4 in den Betriebszustand gebracht wird, der mittlere Strom, der durch das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 fließt, gesteuert wird, wird auch eine Halbleiter-Batterielade-AC-Generatorsteuervorrichtung realisiert, die bei einer kon stanten und stabilen PWM-Frequenz arbeitet.

Ein viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 12 erklärt.

Das vorliegende Ausführungsbeispiel ist konstruiert, um eine PWM-Steuerung an dem Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 unter Verwendung einer digitalen Verar beitungseinrichtung 80, wie sie durch einen Mikrocomputer dargestellt wird, auszu führen, wobei die Batteriespannung in einen A/D-Wandler 81 eingegeben wird, nachdem sie durch die Widerstände 57 und 58 geteilt ist, und wobei weiterhin der Strom, der durch das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 fließt, d. h. der Strom, der durch die Feldwicklung 61 fließt, ebenso in den A/D-Wandler 81 eingegeben wird, nachdem er in ein Spannungssignal über einen Erfassungswiderstand 94 umgewan delt ist.

Digitalisierte Daten der Erfassungswerte in dem A/D-Wandler 81 und ein PWM- Muster, das in einem ROM 82 gespeichert ist, werden in eine Verarbeitungsschal tung 83 synchron mit Zeitgabeimpulsen von einer Taktschaltung 84 eingegeben, wobei ein Arbeitspegel der PWM-Impulse bestimmt ist, um die Batteriespannung und den Strom, der durch das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 fließt, zu opti mieren.

Hierbei wird, wenn die Verarbeitungsschaltung 83 konstruiert ist, um maximale PWM-Frequenzen entsprechend den jeweiligen PWM-Mustern zu begrenzen, die PWM-Frequenz immer stabilisiert, und eine Zunahme der Schaltfrequenz des Halb leiter-Leistungsschaltelements 51 über die PWM-Frequenz aufgrund von Rauschen wird verhindert.

Die Stabilität der Schaltfrequenz gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird allein durch die Taktfrequenz und ihre Genauigkeit der Taktschaltung 84 bestimmt.

Da die digitale Verarbeitungseinrichtung 80 aus digitalen Logikelementen aufgebaut sein kann, die geeignet zur Integration sind, wird demgemäß mit dem vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Halbleiter-Batterielade-AC-Generatorsteuervorrichtung realisiert, die geeignet zur Integration ist und eine hochgenaue PWM-Steuerung er laubt.

Ein fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 13 erklärt.

In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist eine weitere Zwischenspei cherschaltung 110 zum Steuern einer Treiberschaltung 56 für ein weiteres Halbleiter- Schaltelement 55 bereitgestellt, das die Ladelampe 66 über den Schlüsselschalter 65 einschaltet, und bereitgestellt zum Stabilisieren der Schaltfrequenz des Halbleiter- Schaltelements 55. Der andere Schaltungsaufbau ist der gleiche wie jener von Fig. 1, und der Schaltungsaufbau der Zwischenspeicherschaltung 110 ist ebenso der gleiche wie jener der Zwischenspeicherschaltung 1 in Fig. 1.

Der Strom, der durch das Halbleiter-Schaltelement 55 fließt, wird in ein Spannungs signal über einen Widerstand 57 umgewandelt und mit einer eingestellten Spannung einer Spannungsquelle 142 durch den Komparator 141 in der Stromerfassungs schaltung 140 verglichen. Wenn das umgewandelte Spannungssignal den eingestell ten Spannungspegel überschreitet, wird die Ausgabe des Komparators 141 invertiert, und das Halbleiter-Schaltelement 55 wird über die Zwischenspeicherschaltung 110 und die Treiberschaltung 56 unterbrochen, um den Betriebsstrom zu begrenzen.

Demgemäß arbeitet, selbst wenn ein hochfrequentes Rauschen der Ausgabe des Komparators 141 überlagert ist, die Zwischenspeicherschaltung 110, um keine Im pulseingabe zu akzeptieren, die ein Intervall von weniger als einem vorbestimmten Intervall hat, was durch den Taktimpuls 2a, der von dem Oszillator 21 in der PWM- Signalerzeugungsschaltung 2 geliefert wird, bestimmt wird.

Anstelle des Taktimpulses 2a von dem Oszillator 21 kann die Zwischen speicherschaltung 110 irgendwelche anderen Taktimpulssignale verwenden, weil das Halbleiter-Schaltelement 55 nicht PWM-gesteuert ist. Obwohl das vorliegende Aus führungsbeispiel in Verbindung mit einer Strombegrenzungssteuerung für das Halb leiter-Schaltelement SS erklärt ist, ist das vorliegende Ausführungsbeispiel ebenso effektiv für eine schützende Steuerung gegen Überspannung oder Überhitzen des Halbleiter-Schaltelements 55.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird eine Halbleiter-Batterielade- AC-Generatorsteuervorrichtung realisiert, die das Auftreten eines Flackerns der Ladelampe 66 unterdrückt sowie einen stabilen Betrieb ohne Erhöhen des elektro magnetischen Induktionsrauschens in der gleichen Weise bewirkt wie in dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel.

Ein sechstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird mit Bezug auf Fig. 14 erklärt.

In dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird ein Leistungs-MOSFET für das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 verwendet, und anstelle des Bereitstellens der separaten Zwischenspeicherschaltung 1 wie in den vorigen Ausführungsbeispielen ist die Treiberschaltung 52 konstruiert, um eine Funktion der Zwischenspeicher schaltung 1 unter Verwendung der Charakteristik des MOSFETs aufzuweisen.

In dem Halbleiter-Leistungsschaltelement 51, wie einem Leistungs-MOSFET und IGBT, erscheint zwischen dem Gate und der Source eine elektrostatische Kapazität 250, wie veranschaulicht durch ein äquivalentes Element, und daher ist, um den Lei stungs-MOSFET einzuschalten und auszuschalten, es nötig, die elektrostatische Ka pazität 250 zwischen dem Gate und der Source zu laden und zu entladen.

Zu diesem Zweck ist die Treiberschaltung 52 aus Konstantstromquellen 201 und 202, Halbleiter-Schaltelementen 203 und 204 und Invertern 206, 207 und 208 aufge baut. Die elektrostatische Kapazität 250 zwischen dem Gate und der Source des Lei stungs-MOSFET, der das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 darstellt, wird durch die Konstantstromquelle 201 geladen, wobei der Ladestrom unterhalb einem vorbe stimmten Wert begrenzt wird, und das Entladen der elektrostatischen Kapazität wird durch die Konstantstromquelle 202 gesteuert, wobei der Entladestrom unterhalb ei nem vorbestimmten Wert begrenzt wird, um dadurch die Arbeitsgeschwindigkeit zu drücken, mit anderen Worten die Antwortgeschwindigkeit des Halbleiter- Leistungsschaltelements 51, und um eine Nicht-Antwort auf eine Frequenz zu er halten, die höher als die PWM-Frequenz ist, und somit wird die Funktion der Zwi schenspeicherschaltung 1 eingebaut.

Der Ein- und Aus-Betrieb des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51, mit anderen Worten der Betrieb des Ladens und Entladens der elektrostatischen Kapazität 250 zwischen dem Gate und der Source, wird ausgeführt durch positives Invertieren des PWM-Signals von der PWM-Signalerzeugungsschaltung 2 mit den Invertem 207 und 208, durch negatives Invertieren desselben mit dem Inverter 206 und durch komplementäres Schalten desselben mit den Schaltelementen 203 und 204.

Demgemäß wird durch Einstellen des Stromwerts von den Konstantstromquellen 201 und 202 auf einen vorbestimmten Wert die Betriebsgeschwindigkeit des Lei stungs-MOSFET, der das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 darstellt, variiert, wodurch die Schaltfrequenz des Halbleiter-Leistungsschaltelements S 1 unterhalb der PWM-Frequenz gehalten wird.

Ein Betrieb des Ausführungsbeispiels von Fig. 14 wird mit Bezug auf Fig. 15(a), Fig. 15(b) und Fig. 15(c) erklärt. Wenn ein hochfrequentes Rauschen in dem PWM- Signal erzeugt wird, wie veranschaulicht in Fig. 15(a), antwortet die Gate-Spannung des Leistungs-MOSFET, der das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 in einer her kömmlichen Vorrichtung darstellt, schnell, wie angezeigt durch eine gestrichelte Kurve in Fig. 15(b), wodurch, wie von der an der Last 60 angelegten Spannung V_F gesehen wird, der Leistungs-MOSFET einen Schaltbetrieb bei einer höheren Fre quenz als der PWM-Frequenz ausführt gemäß der Hoch geschwindigkeitsveränderung der Gate-Spannung, wie veranschaulicht durch die gestrichelte Kurve in Fig. 15(c), wobei tf die Abfallzeit der Ladespannung V_F dar stellt und tr deren Anstiegszeit darstellt.

Auf der anderen Seite wird in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 14 das Laden und Entladen bei einer konstanten Stromflußrate ausgeführt, wodurch die Antwort der Gate-Spannung V_G verzögert wird und die Gate-Spannung V_G nicht ausreichend ansteigt und abfällt in Antwort auf das hochfrequente Rauschen, wie veranschaulicht durch eine durchgehende Kurve in Fig. 15(b). Demzufolge wird verhindert, daß das Halbleiter-Leistungsschaltelement 51 auf das hochfrequente Rauschen und die Fre quenz der Ladespannung V_F antwortet, und mit anderen Worten ist die Schaltfre quenz unterhalb der PWM-Frequenz ausreichend stabilisiert. Die Anstiegszeit tr und die Abfallzeit tf können geändert werden durch Variieren des eingestellten Strom wertes der Konstantstromquellen 201 und 202. Gemäß dem vorliegenden Ausfüh rungsbeispiel ist eine Halbleiter-Batterielade-AC-Generatorsteuervorrichtung reali siert, die insbesondere ein elektromagnetisches Induktionsrauschen verringert, wel ches durch das Ansteigen und Abfallen des Halbleiter-Leistungsschaltelements 51 verursacht wird.

Fig. 16 ist ein Layout-Beispiel, wenn die Halbleiter-Batterielade-AC- Generatorsteuervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung in einen Leistungs- IC 300 integriert ist, der gebildet ist durch Einbauen eines Leistungselements 301, das z. B. die Schaltungen außer der Zwischenspeicherschaltung 1 und der PWM- Signalerzeugungsschaltung 2 in dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1, eine PWM- Signalerzeugungsschaltung 302, die eine analoge Schaltung darstellt, und eine Zwi schenspeicherschaltung 303, die eine digitale Schaltung darstellt, aufweist, und ent lang der Grenze der PWM-Signalerzeugungsschaltung 302 und der Zwischenspei cherschaltung 303 ist ein Abschirmband 304 zur Rauschabschirmung bereitgestellt, um zu verhindern, daß digitales Rauschen in die analoge Schaltung mischt.

Die Gestalt des Abschirmbandes 304 ist nicht eingeschränkt, wenn es sich um einen leitenden Körper handelt, jedoch hat es vorzugsweise eine Breite von mehr als 10 µm und ist mit einem Punkt verbunden, der ein gemeinsames Potential, wie Erde, hat, um dessen Potential konstant zu halten.

Gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist eine Halbleiter-Batterielade-AC- Generatorsteuervorrichtung realisiert, die ausreichend einen fehlerhaften PWM- Betrieb verhindert, einen stabilen Betrieb ausführt und geeignet zur Reduzierung der Größe ist.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird mit dem einfachen Schaltungsaufbau der Schaltverlust des Halbleiter-Leistungsschaltelements, das in der Halbleiter- Batterielade-AC-Generatorsteuervorrichtung enthalten ist, die auf der Grundlage einer PWM-Steuerung arbeitet, und das elektromagnetische Induktionsrauschen, das durch dessen Hochgeschwindigkeitsschalten induziert wird, reduziert, und weiterhin sind mit dem einfachen Schaltungsaufbau sowohl die Größe der Vorrichtung als auch die Produktionskosten der Vorrichtung reduziert.

Claims

1. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraftfahrzeug, das einen AC-Generator, eine Gleichrichtervorrichtung, die zwischen Aus gangsklemmen des AC-Generators verbunden ist, eine Batterie, die von dem AC-Generator über das Gleichrichterelement geladen wird, eine Feldwicklung des AC-Generators und eine Freilaufdiode, die parallel mit der Feldwicklung verbun den ist, aufweist, wobei die Vorrichtung aufweist:
ein Halbleiter-Leistungsschaltelement, das in Reihe mit der Feldwicklung ver bunden ist, zum Ausführen einer Einschalt- und Ausschaltsteuerung eines Stromes, der durch die Feldwicklung fließt;
einen Widerstand, der parallel mit der Batterie verbunden ist, zum Erfassen einer Spannung der Batterie;
eine Einrichtung zum Bestimmen einer Spannungsabweichung der erfaßten Spannung von dem Spannungserfassungswiderstand von einer Referenzspan nung; und
eine Einrichtung zum Erzeugen eines PWM-Signals auf der Grundlage des Spannungsabweichungssignals von der Spannungsabweichungs- Bestimmungseinrichtung zum Veranlassen eines Einschalt- und Ausschalt- Betriebs des Halbleiter-Leistungsschaltelements;
gekennzeichnet durch eine Rauschunterdrückungsvorrichtung zum Unterdrüc ken des PWM-Signals oberhalb einer bestimmten Frequenz beim Einschalt- und Ausschalt-Betrieb des Halbleiter-Leistungsschaltelements,
wobei die Rauschunterdrückungsvorrichtung eine Zwischenspeicherschaltung (1) ist, welche als eine Flip-Flop-Schaltung vom Setz-Rücksetz-Typ aufgebaut ist, die auf der Grundlage eines Taktsignals (2d) von der PWM- Signalerzeugungseinrichtung (2, 22) und eines Rechteckwellensignals (2% 1a) eines Oszillators arbeitet, und
wobei das Ausgangssignal (1e) der Zwischenspeicherschaltung (1) mit dem Rechteckwellensignal (2a, 1a) des Oszillators (21) synchronisiert wird und die Schaltfrequenz des Halbleiter-Leistungsschaltelements (51) steuert.

2. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraftfahrzeug nach Anspruch 1, wobei die Vorrichtung weiterhin aufweist:
einen Widerstand, der in Reihe mit dem Halbleiter-Leistungsschaltelement ver bunden ist, zum Erfassen eines Stromes, der durch die Feldwicklung fließt; und
eine Einrichtung zum Bestimmen, ob der erfaßte Strom von dem Stromerfas sungswiderstand einen Referenzstrom überschreitet, und zum Erzeugen eines Ausschaltsignals für das Halbleiter-Leistungsschaltelement, wenn von dem er faßten Strom bestimmt ist, daß der Referenzstrom überschritten ist.

3. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraftfahrzeug nach Anspruch 2, wobei die Vorrichtung weiterhin eine Logikverarbeitungsein richtung aufweist, die das PWM-Signal von der PWM- Signalerzeugungseinrichtung und das Ausschaltsignal von der Strombestim mungseinrichtung verarbeitet und ein verarbeitetes Signal an die Zwischenspei cherschaltung ausgibt.

4. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraftfahrzeug nach Anspruch 2, wobei die Vorrichtung weiterhin eine Logikverarbeitungsein richtung aufweist, die das PWM-Signal von der PWM- Signalerzeugungseinrichtung und ein Zwischenspeichersignal von der Zwi schenspeicherschaltung, an die das Ausschaltsignal von der Strombestim mungseinrichtung eingegeben ist, verarbeitet und ein Ein- und Aussignal an das Halbleiter-Leistungsschaltelement ausgibt.

5. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraftfahrzeug nach Anspruch 2, wobei die Vorrichtung weiterhin eine Verarbeitungseinrich tung aufweist, die das Spannungsabweichungssignal von der Spannungsabwei chungs-Bestimmungseinrichtung und das Ausschaltsignal von der Strombe stimmungseinrichtung verarbeitet und ein verarbeitetes Signal an die PWM- Signalerzeugungseinrichtung ausgibt.

6. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraftfahrzeug nach Anspruch 2, wobei die Vorrichtung weiterhin aufweist:
eine Reihenschaltung aus einem Schlüsselschalter, einer Ladelampe, einem Halbleiter-Schaltelement und einem weiteren Stromerfassungswiderstand, der zwischen den Ausgangsanschlüssen der Gleichrichtervorrichtung verbunden ist;
eine weitere Einrichtung zum Bestimmen, ob der erfaßte Strom von dem weite ren Stromerfassungswiderstand einen anderen Referenzstrom überschreitet, und zum Erzeugen eines anderen Ausschaltsignals für das Halbleiter- Schaltelement, wenn von dem erfaßten Strom bestimmt ist, daß der andere Re ferenzstrom überschritten ist; und
eine weitere Zwischenspeicherschaltung, die auf der Grundlage eines Taktsi gnals von der PWM-Signalerzeugungseinrichtung arbeitet, die das andere Aus schaltsignal von der weiteren Stromerfassungseinrichtung empfängt, und die ein Zwischenspeichersignal zum Ein- und Ausschalten des Halbleiter- Schaltelements ausgibt.

7. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraftfahrzeug nach Anspruch 2, wobei die Spannungsabweichungs-Bestimmungseinrichtung, die PWM-Signalerzeugungseinrichtung, die Rauschunterdrückungsvorrichtung und die Strombestimmungseinrichtung in einer Digitalverarbeitungseinrichtung gebildet sind, die folgendes aufweist:
einen A/D-Wandler, der die erfaßte Spannung von dem Spannungserfas sungswiderstand und den erfaßten Strom von dem Stromerfassungswiderstand in digitale Signale umwandelt, einen ROM, der PWM-Muster speichert, eine Verarbeitungsschaltung, die eine optimale Einschaltdauer eines PWM-Impulses für das Halbleiter-Leistungsschaltelement auf der Grundlage der umgewandel ten digitalen Signale von dem A/D-Wandler und von einem PWM-Muster, das von dem ROM eingegeben ist, bestimmt, und eine Taktschaltung, die eine Ein gabe-Zeitgabe der umgewandelten digitalen Signale von dem A/D-Wandler und des PWM-Musters von dem ROM an die Verarbeitungsschaltung steuert.

8. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraftfahrzeug nach Anspruch 2, wobei das Halbleiter-Leistungsschaltelement, der Span nungserfassungswiderstand, die Spannungsabweichungs-Bestimmungs einrichtung, die PWM-Signalerzeugungseinrichtung, die Zwischenspeicher schaltung, der Stromerfassungswiderstand und die Strombestimmungseinrich tung in einem IC integriert sind und wobei die PWM- Signalerzeugungseinrichtung von der Zwischenspeicherschaltung durch ein Abschirmband zum Abschirmen von Rauschen getrennt ist.

9. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraftfahrzeug nach Anspruch 1, wobei die vorbestimmte Frequenz 1 KHz ist.

10. Steuervorrichtung für einen Batterielade-AC-Generator für ein Kraftfahrzeug,
das einen AC-Generator, eine Gleichrichtervorrichtung, die zwischen Aus gangsklemmen des AC-Generators verbunden ist, eine Batterie, die von dem AC-Generator über das Gleichrichterelement geladen wird, eine Feldwicklung des AC-Generators und eine Freilaufdiode, die parallel mit der Feldwicklung verbunden ist, aufweist, wobei die Vorrichtung aufweist:
ein Halbleiter-Leistungsschaltelement, das in Reihe mit der Feldwicklung ver bunden ist, zum Ausführen einer Einschalt- und Ausschaltsteuerung eines Stromes, der durch die Feldwicklung fließt;
einen Widerstand, der parallel mit der Batterie verbunden ist, zum Erfassen einer Spannung der Batterie;
eine Einrichtung zum Bestimmen einer Spannungsabweichung der erfaßten Spannung von dem Spannungserfassungswiderstand von einer Referenzspan nung; und
eine Einrichtung zum Erzeugen eines PWM-Signals auf der Grundlage des Spannungsabweichungssignals von der Spannungsabweichungs- Bestimmungseinrichtung zum Veranlassen eines Einschalt- und Ausschalt- Betriebs des Halbleiter-Leistungsschaltelements;
gekennzeichnet durch eine Rauschunterdrückungsvorrichtung zum Unterdrüc ken des PWM-Signals oberhalb einer bestimmten Frequenz beim Einschalt- und Ausschalt-Betrieb des Halbleiter-Leistungsschaltelements,
wobei das Halbleiter-Leistungsschaltelement ein MOSFET (51) ist, und wobei die Rauschunterdrückungsvorrichtung eine Vorrichtung (52) zum Begrenzen eines Lade- und Entladestromes für ein Gate des MOSFET ist, welche auf der Grundlage eines Taktsignals von der PWM-Signalerzeugungseinrichtung (2) arbeitet.