JP2815265B2 - 半導体充電制御装置 - Google Patents
半導体充電制御装置Info
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Description
の出力電圧を制御する半導体充電制御装置に係り、特に
車両用発電機制御装置に好適な半導体充電制御装置に関
する。
た車両でも各種の電装品を必要とし、かつ、電装品の中
には、スタータなど内燃機関が停止しているときでも動
作させなければならない機器がある。そこで、このよう
な車両では、バッテリ(蓄電池)を設け、これを内燃機関
で駆動される発電機により充電しながら電装品に電力を
供給するようになっているのが通例であり、このため、
この発電機の出力電圧を制御して、バッテリが常に適正
な充電状態に保たれるようにするための充電制御装置が
使用されている。
両用発電機の界磁巻線の電流(界磁電流)を制御して、そ
の発電電圧を適正値に制御するものであるが、この装置
の従来技術としては、例えば特開平1−283030号
公報に記載のように、半導体パワースイッチング素子を
用い、これをオンオフ制御して界磁電流をPWM(パル
ス幅変調)制御する方式の半導体充電制御装置が知られ
ている。
ースイッチング素子の出力状態を、フリップフロップ回
路により保持して制御する方式の半導体充電制御装置が
特開昭63−18933号公報に記載されており、同様
に、フリップフロップを用いて、タイミングパルスでラ
ッチする方式の半導体充電制御装置が、特開昭62−6
4299号公報や特開平2−184300号公報などに
記載されている。
体パワースイッチング素子がノイズや保護回路等の外乱
によって余分なオンオフ動作をしてしまい、半導体パワ
ースイッチング素子が実際にオンオフ動作する周波数
(スイッチング周波数)が、PWM周波数(PWMのため
の搬送波の周波数)よりも高くなってしまう点について
配慮がされておらず、スイッチング損失が増加したり、
高速スイッチングによる電磁誘導ノイズの増加をもたら
してしまうなどの問題があった。
ロップを用いてラッチする方式の装置では、オンオフ周
波数の変動は比較的抑えられるが、タイミングパルスを
発生する回路が必要となるなど回路規模が増加し、コス
トアップの原因となった。
グ素子のオンオフ周波数が安定で、スイッチング損失の
増加や電磁誘導ノイズの発生を充分に抑えることができ
る半導体充電制御装置を、簡単な回路構成で安価に実現
することである。
蓄電池が接続された発電機と、この発電機の界磁電流を
オンオフ制御する半導体パワースイッチング素子を備
え、前記蓄電池の端子電圧に応じてパルス幅変調された
パルスにより、前記半導体パワースイッチング素子をに
よるオンオフ制御する方式の半導体充電装置において、
前記半導体パワースイッチング素子のオンオフ動作周波
数を、前記パルス幅変調の周波数以下に制限する安定化
回路手段を設けることにより達成される。
ング信号のオンオフ変化を抑え強制的にPWM周波数に
一致させるように働く。従って、半導体パワースイッチ
ング素子が実際にオンオフ動作するときの周波数は常に
PWM周波数以下にされるので、スイッチング損失の増
加や電磁誘導ノイズの発生を確実に抑えることができ
る。
いて、図示の実施例により詳細に説明する。図1は本発
明を自動車に適用した場合の一実施例で、図において、
Aは交流発電機(オルタネータ)、Bはバッテリ、そして
CがICレギュレータ(半導体充電制御装置)である。交
流発電機Aは、界磁巻線61と電機子巻線62、それに
整流ダイオード64からなる周知のもので、図示してな
い内燃機関により回転駆動されるようになっている。バ
ッテリBは、交流発電機Aにより充電され、自動車の電
装品に電力を供給する働きをする、これも周知のもので
ある。
WM発生回路(PWM信号発生回路)2、電圧偏差回路
3、電流検出回路4、半導体パワースイッチング素子5
1と、これにスイッチング信号を供給するための駆動回
路52とを備え、さらにチャージランプ66の電流を制
御する半導体パワースイッチング素子55と、これに制
御信号を供給する駆動回路56等からなっており、その
一般的な働きは、バッテリBの電圧が一定になるよう
に、交流発電機Aの界磁巻線61の電流を半導体パワー
スイッチング素子51でオンオフし、PWM制御するも
のである。なお、65はキースイッチである。
成と動作について説明する。電圧偏差回路3は、バッテ
リBの電圧を検出し、これと基準電圧値との差を表わす
電圧誤差信号を出力する働きをするもので、コンパレー
タ31を備え、このコンパレータ31に、バッテリBの
電圧を抵抗57、58で所定の比に分圧して取り込み、
基準設定値を与える電圧源32の電圧と比較し、設定値
との差を検出し増幅して出力するようになっている。な
お、抵抗33と34は、コンパレータ31の帰還抵抗と
入力抵抗であり、コンデンサ59はノイズ吸収用であ
る。
1kHzの発振周波数を有する矩形波発振器21とコン
パレータ22とを備え、発振器31からのパルス出力
(矩形波信号)2aをそのまま出力すると共に、この矩形
波信号をコンデンサ23で三角波に変換して取り出した
基準三角波出力(PWM搬送波信号)2bと、電圧偏差回
路3の出力2cをコンパレータ22で比較し、PWMパ
ルス(PWM制御信号)2dを発生する働きをする。
駆動回路52に入力してやれば、一般的なPWM制御に
よる充電制御装置として動作するが、この実施例では、
PWMパルス2dと半導体パワースイッチング素子51
の駆動回路52との間に、ラッチ回路1を設けたことを
特徴としている。なお、ダイオード53は、半導体パワ
ースイッチング素子51がオフされたとき、界磁巻線6
1の電流を流すための還流ダイオードである。
設け、電流検出用の直列抵抗54で検出した界磁巻線6
1の電流をコンパレータ41で電流基準値を与える電圧
源42と比較し、これにより交流発電機Aの出力電流を
制限する機能を設けているので、このためアンド論理回
路16が設けられ、PWMパルス2dは、このコンパレ
ータ41の出力4aと論理演算された信号1bがラッチ
回路1に入力されるようになっている。
1、12からなるセット−リセット型のフリップ・フロ
ップ回路と、オア論理回路13、それにナンド論理回路
14とで構成され、インバータ回路15を介して発振器
21から入力した矩形波信号2aの反転信号1aによっ
て、パルス出力2a(実際には出力4aと論理演算され
た信号1b)によるセット、リセットのタイミングをと
って出力する働きをする。
回路1の動作を中心にして、図2により詳細に説明す
る。まず、図2の(a)に示すように、コンパレータ22
の負入力である基準三角波出力2bは、電圧レベルVH
とVLで変化方向が反転している。そして、発振器21
のパルス出力2aは、同図(c)に示すように、基準三角
波出力2bがVLからVHに上昇する間がハイレベル
で、VHからVLに下降する期間がローレベルであり、
基準三角波出力2bと同期している。
数の基本波で、半導体パワースイッチング素子51のス
イッチング周波数となる。ここで、コンパレータ22の
出力であるPWMパルス2dは、電圧偏差回路3の出力
2cに応じて高周波パルスを発生する場合が多い。これ
は、一般にコンパレータ22の入力ゲインが高く、電圧
偏差回路3の出力2cが発電機のリップル電圧やスイッ
チングノイズの影響を受けやすいためである。また、電
流検出回路4のコンパレータ41についても同様のこと
が考えられる。
パレータ22の入力である電圧偏差回路3の出力2cが
変動の激しい波形であるとすると、PWM発生回路の出
力2dには、同図(b)に示すように、幅の短いパルスが
発生し、半導体パワースイッチング素子51のスイッチ
ング周波数が一時的に高周波化してしまう。電流検出回
路4の出力4aに、幅の短いパルスが発生した場合も同
様である。
1のスイッチング周波数に対する電磁誘導ノイズとスイ
ッチング損失の割合を示したもので、これから明らかな
ように、スイッチング周波数が高くなると、スイッチン
グ損失、電磁誘導ノイズともに増加する。そして、スイ
ッチング損失を抑えるためには、なるべく低い周波数で
スイッチングするのが望ましい。また、電磁誘導ノイズ
は、それによる変調周波数が、人の可聴周波数帯である
20Hzから20kHzの間で一定レベルを越えると、
ラジオノイズとして聞こえるようになってしまうため、
ラジオを使用しているときユーザに不快感を与えてしま
うようになるが、スイッチング周波数が1kHz以下に
なるように制限すれば、電磁誘導ノイズのレベルも低
く、問題を生じることがない。
の出力2aがローレベルのとき、PWM発生回路の出力
2dと、電流検出回路4の出力4aのANDゲート16
の出力1bが、ローレベルからハイレベルになる立ち上
りを一度だけ取り込み、出力1eをハイレベルを保持
し、発振器21の出力2aがハイレベルのときは、逆に
立ち下がりを一度だけ取り込んでローレベルを保持す
る。
の出力2aがハイレベルの期間に、ANDゲート16の
出力1bに立ち上がりを生じ、ハイレベルのままになっ
た場合には、発振器21の出力2aがハイレベルからロ
ーレベルに変化した時点でハイレベルを取り込み、ハイ
レベルを保持する。ハイレベル状態においても同様の動
作をする。
M周波数と常に一致してだけ変化することになり、半導
体スイッチング素子51のスイッチング周波数がPWM
周波数よりも高くなることはなく、常に一定の周波数と
なり、安定に動作する。
ノイズが発生した場合でも、スイッチング周波数が変動
することが無く、常に一定で安定にスイッチング動作
し、電磁誘導ノイズのない、しかもスイッチング損失の
少ない半導体充電制御装置を容易に得ることができる。
また、この実施例によれば、タイミングをとるための回
路を必要とせず、回路構成が簡単なため、ICとして集
積化するのが容易な半導体充電制御装置を容易に得るこ
とができる。
4により説明する。この図4の実施例は、電流検出回路
4によるノイズの影響が特に問題になる場合に好適な実
施例で、PWM変調回路系でのノイズについては、電圧
偏差回路3にコンデンサ35を設けるか、図には表われ
ていないが、コンパレータ22にヒステリシスを設けて
PWM発生回路2の出力を安定化するようにした上で、
電流検出回路4の出力4aによってPWM周波数が変動
することがないよう、電流検出回路4とANDゲート1
7の間にラッチ回路1を設けたことを特徴とするもので
あり、PWM発生回路の出力2dとラッチ回路1の出力
1eは、ANDゲート17によって論理演算され、駆動
回路52を介して半導体パワースイッチング素子51を
スイッチングするようになっている。
4が動作し、半導体パワースイッチング素子51の電流
制限がされた場合でも、PWM周波数が一定で安定な半
導体充電制御装置が実現できる。
説明する。この図5の実施例は、半導体パワースイッチ
ング素子51の電流値、すなわち界磁巻線61の電流値
を平均値として一定に制御するように構成した場合の一
実施例で、電圧偏差回路3の出力と、電流検出回路4の
出力を、さらに電流偏差回路7で加減算し、その演算結
果をPWM発生回路2のコンパレータ22で比較するよ
うになっている。
PWM発生回路2の出力2dと、駆動回路52の間に設
けてあり、駆動回路52を介して半導体パワースイッチ
ング素子51をスイッチングするように構成してある。
作し、半導体パワースイッチング素子51の電流値の平
均値を制御した場合でも、PWM周波数が一定で安定な
半導体充電制御装置が実現できる。
る。この図6の実施例では、半導体パワースイッチング
素子51を、例えば、マイクロコンピュータに代表され
るようなデジタル演算手段80を用いてPWM制御する
ように構成した一実施例例で、バッテリB電圧は、抵抗
57、58で分圧された後、A/D変換器81に取り込
まれる。また、半導体パワースイッチング素子51に流
れる電流、すなわち、界磁巻線61の電流も、検出抵抗
54で電圧変換された上で、同様にA/D変換器81に
取り込まれる。
1でデジタル化したデータと、ROM82に記憶してあ
るPWMパターンとを、クロック回路84のタイミング
で演算回路83へ取り込み、PWMパターンに応じて、
バッテリBの電圧と半導体パワースイッチング素子51
に流れる電流とが最適になるようなPWMパルスのデュ
ーティを計算する。
ターンに応じたPWM周波数の最大値が制限されるよう
に構成してやれば、PWM周波数は常に安定化されるこ
とになり、ノイズなどにより半導体パワースイッチング
素子51のスイッチング周波数がPWM周波数よりも高
くなることはなくなる。そして、このときのスイッチン
グ周波数の安定度は、クロック回路84のクロック周波
数や精度によってだけ決定される。
子で構成できるため、集積化に適しており、従って、こ
の実施例によれば、集積化に適した高精度なPWM制御
が可能な半導体充電制御装置を容易に実現できる。
り説明する。この図7の実施例は、キースイッチ65に
よってチャージランプ66を点灯するための半導体スイ
ッチング素子55の駆動回路56の入力にもラッチ回路
110を設け、この半導体スイッチング素子55のスイ
ッチング周波数を安定化するようにしたもので、その他
は図1の実施例と同じであり、且つ、ラッチ回路110
も、図1の実施例におけるラッチ回路1と同じである。
は、抵抗57によって電圧に変換され、電流検出回路1
40のコンパレータ141によって設定電圧源142の
電圧と比較される。そして、電流値が一定値を越えれば
コンパレータ141の出力が反転し、ラッチ回路110
と駆動回路56を介しで半導体スイッチング素子55を
遮断し、動作電流を制限するのである。
波のノイズ成分が乗ったとしても、ラッチ回路110の
働きにより、発振器2から供給されているパルス出力2
aによって定まる一定周期以下のパルス入力を受け付け
ないように動作する。なお、このラッチ回路110の入
力に発振器2のパルス出力を用いず、他のパルス信号を
用いるようにしてもよい。これは、半導体スイッチング
素子55はPWM制御していないので、特に問題とはな
らないからである。また、この実施例では、特に半導体
スイッチング素子55の電流を制限する手段について述
べているが、半導体スイッチング素子55の過電圧や加
熱の保護といった制御についても有効である。
プ66にちらつきが発生するのが抑えられるのに加え
て、図1の実施例と同じく、電磁誘導ノイズが増加する
ことなく安定に制御された半導体充電制御装置が実現で
きる。
る。この図8の実施例は、半導体パワースイッチング素
子51としてパワーMOSFETを用いた場合、このM
OSFETの特性を活かし、図1の実施例などにおける
ラッチ回路に代えて、駆動回路52にラッチ回路と同じ
機能を持たせるようにしたものである。
導体パワースイッチング素子51では、そのゲート・ソ
ース間に、図8に等価的に示されている静電容量250
が存在し、従って、これをオンオフするには、このゲー
ト・ソース間の静電容量250を充放電する必要があ
る。そこで、駆動回路52を、定電流源201、202
と、半導体スイッチング素子203、204、それにイ
ンバータ206、207、208で構成し、パワーMO
SFETからなる半導体パワースイッチング素子51の
ゲート・ソース間静電容量250の充電には定電流源2
01を、放電には定電流源202を用いて充放電電流が
所定値に制限されるようにし、これにより半導体パワー
スイッチング素子51の動作速度(応答速度)を抑え、P
WM周波数以上の周波数には応答しないようにしてラッ
チ回路の機能を得るようにしたのである。
オフ、すなわち、ゲート・ソース間静電容量250の充
放電の切り替えは、PWM発生回路2のPWM信号をイ
ンバータ207、208で正転、インバータ206反転
して、スイッチング素子203、204で相補的に切り
替えて行う。従って、定電流源201、202の電流値
を所定値に設定することによって、パワーMOSFET
からなる半導体パワースイッチング素子51の動作速度
を変え、PWM周波数未満になるようにすることができ
る。
図9により詳細に説明すと、いま、図9の(a)に示すよ
うに、PWM信号に高周波ノイズが発生した場合、同図
(b)に示すように、従来はパワーMOSFETからなる
半導体パワースイッチング素子51のゲート電圧VG が
高速に応答するため、同図(c)に示すように、負荷電圧
VF が完全にオンオフ動作し、この結果、PWM周波数
以上の高い周波数でスイッチング動作してしまう。
放電するので、ゲート電圧VG の応答が遅れ、高周波ノ
イズに対してはゲート電圧VG が十分に上昇、下降せ
ず、この結果、半導体パワースイッチング素子51は、
この高周波ノイズに対しては応答しなくなり、負荷電圧
VF の周波数、つまりスイッチング周波数は十分に安定
化され、PWM周波数より高くなることはなくなる。な
お、負荷電圧VF の立上り時間と、立ち下がり時間を意
図的に変えるためには、上述した通り、定電流源20
1、202による設定電流値を変えてやればよい。この
実施例では、特に、半導体パワースイッチング素子の立
上り、立ち下がりによる電磁誘導ノイズを低減した半導
体充電制御装置が実現できる。
制御装置を集積してパワーICとして構成した場合の一
実施例で、この実施例によるパワーIC300は、例え
ば、図1の実施例におけるラッチ回路1と、PWM発生
回路2を除く部分をパワー素子301として構成し、ア
ナログ回路からなるPWM発生回路302(2)及びデジ
タル回路として構成されるラッチ回路303(1)を内蔵
させたものであるが、このとき、デジタルノイズがアナ
ログ回路に混入するのを防ぐため、PWM発生回路30
2とラッチ回路303との境界にノイズシールド用のガ
ードバンド304を設けたものである。
ば、その形状は特に規定しないが、少なくとも幅が10
μm以上で、電位が一定に保たれるように、例えばアー
スなどの共通電位に接続されたものであればよい。そし
て、このガードバンド304を挾んで、PWM発生回路
302と、ラッチ回路303を別々にレイアウトしたも
のである。
分に防止でき、安定かつ小型化に適した半導体充電制御
装置が実現できる。
M方式の半導体充電制御装置における半導体パワースイ
ッチング素子のスイッチング損失と、高速スイッチング
による電磁誘導ノイズが低減でき、小型化、ローコスト
化が容易であるという効果がある。
例を示す回路図である。
波形図である。
磁誘導ノイズの関連を示す特性図である。
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
例におけるゲート駆動回路の回路図である。
波形図である。
C化した場合の一実施例を示すレイアウト図である。
Claims (13)
- 【請求項1】 出力端子に蓄電池が接続された発電機
と、この発電機の界磁電流をオンオフ制御する半導体パ
ワースイッチング素子を備え、前記蓄電池の端子電圧に
応じてパルス幅変調されたパルスにより、前記半導体パ
ワースイッチング素子をオンオフ制御する方式の半導体
充電制御装置において、 前記半導体パワースイッチング素子のオンオフ動作周波
数を、前記パルス幅変調の周波数以下に制限する安定化
回路手段が設けられていることを特徴とする半導体充電
制御装置。 - 【請求項2】 請求項1の発明において、 前記蓄電池の検出電圧と設定電圧との差を誤差電圧とし
て発生する誤差電圧演算回路と、 この誤差電圧演算回路の誤差電圧に応じて前記半導体パ
ワースイッチング素子をPWM制御するPWM発生回路
と、 このPWM発生回路の出力により前記半導体パワースイ
ッチング素子を駆動する駆動回路とを有し、 前記安定化回路手段が、前記PWM発生回路と前記駆動
回路との間に設けられていることを特徴とする半導体充
電制御装置。 - 【請求項3】 請求項1又は請求項2の発明において、 前記半導体パワースイッチング素子の動作周波数が1k
Hz以下に制限されるように、前記安定化回路手段が構
成されていることを特徴とする半導体充電制御装置。 - 【請求項4】 請求項2の発明において、 前記界磁電流の検出値と予め設定してある電流値とを比
較する電流検出回路が設けられ、 この回路の出力と前記PWM発生手段の出力との論理演
算結果が前記安定化回路手段に入力されるように構成し
たことを特徴とする半導体充電制御装置。 - 【請求項5】 請求項4の発明において、 前記誤差電圧演算回路の誤差電圧を平滑化する手段を設
け、 前記PWM発生回路の出力を前記駆動回路に直接入力す
ると共に、前記電流検出回路の出力と前記駆動回路の入
力との間に前記安定化回路手段が設けられていることを
特徴とする半導体充電制御装置。 - 【請求項6】 請求項4の発明において、 前記誤差電圧演算回路の誤差電圧と、前記電流検出回路
の出力との演算結果が前記PWM発生回路に入力され、 前記安定化回路手段が、前記駆動回路と前記PWM発生
回路の間に設けられていることを特徴とする半導体充電
制御回路。 - 【請求項7】 請求項1の発明において、 キースイッチによってチャージランプを点灯するための
半導体スイッチング素子と、 この半導体スイッチングの動作周波数を安定化する安定
化回路手段とが設けられていることを特徴とする半導体
充電制御装置。 - 【請求項8】 請求項2の発明において、 前記安定化回路手段が、前記PWM発生回路のデューテ
ィを制御する三角波に同期した基本PWMパルスを用
い、PWM周波数に同期して前記半導体パワースイッチ
ング素子のスイッチング周波数を安定化させるように構
成されていることを特徴とする半導体充電制御装置。 - 【請求項9】 請求項2の発明において、 前記安定化回路手段が、PWM周波数の1サイクル周期
におけるPWM出力の立上りと立下り変化が1回以下と
なるように構成されていることを特徴とする半導体充電
制御装置。 - 【請求項10】 請求項8又は請求項9の発明におい
て、 前記安定化回路手段が、フリップフロップと、このフリ
ップフロップのセット、リセットの優先回路を用いて構
成されていることを特徴とする半導体充電制御装置。 - 【請求項11】 請求項1又は請求項2の発明におい
て、 前記半導体パワースイッチング素子が、所定のクロック
により動作するディジタル演算回路により制御されるよ
うに構成されていることを特徴とする半導体充電制御装
置。 - 【請求項12】 請求項2の発明において、 前記PWM発生回路と前記安定化回路手段とが分離して
配置され、ICとして集積化されていることを特徴とす
る半導体充電制御装置。 - 【請求項13】 請求項1又は請求項2の発明におい
て、 前記半導体パワースイッチング素子がMOSFETであ
り、前記安定化回路手段が、前記MOSFETのゲート
の充放電電流を制限する手段で構成されていることを特
徴とする半導体充電制御装置。
Priority Applications (3)
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JP4179919A Expired - Fee Related JP2815265B2 (ja) | 1992-07-03 | 1992-07-07 | 半導体充電制御装置 |
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