JP2002034237A

JP2002034237A - 車載用電源装置

Info

Publication number: JP2002034237A
Application number: JP2000216035A
Authority: JP
Inventors: Yoshiharu Ishii; 義晴石井
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 2000-07-17
Filing date: 2000-07-17
Publication date: 2002-01-31

Abstract

(57)【要約】【課題】入力バッテリ電源電圧に大きな周波数変動や
電圧変動があっても、出力電圧の発振や、繰返しの大き
な周波数変動や電圧変動によるオーバーシュートを防止
する。【解決手段】検出回路２０が、ＶＤＤ電源電圧がＰＷ
Ｍ回路１１の動作上限電圧および動作下限電圧の範囲外
になったとき、ＰＷＭ回路のデューティ制御を停止させ
る。そして、検出回路は、ＶＤＤ電源電圧がＰＷＭ回路
の動作上限電圧および動作下限電圧の範囲内に復帰した
とき、所定の遅延時間ｔ２０後に、ＰＷＭ回路のデュー
ティ制御を開始させることにより、バッテリ電圧そして
直流入力電源電圧に大きな周波数変動や電圧変動または
これらの複合変動が発生したとしても、ＰＷＭ回路１１
の誤差増幅器１６が位相ずれにより正帰還領域で動作す
ることがなく、ＶＣＣ出力電圧の発振を防止することが
できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、自動車のバッテリ
からの直流入力電源電圧を、ＰＷＭ回路により制御され
るスイッチング素子を含むＤＣ−ＤＣコンバータによ
り、所定の直流電圧に変換する車載用電源装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】従来、このような車載用電源装置におい
ては、例えばＰＷＭ用ＩＣのデューティ制御端子ＤＴＣ
は、電源投入時にＰＷＭ用ＩＣの出力端子ＯＵＴを制御
することにより、出力端子からの出力電圧を所謂ソフト
スタートさせて、オーバーシュートを抑制し、あるいは
出力端子のＯＮ期間のデューティ幅を制限するために、
利用されている。このようなＰＷＭ用ＩＣを備えた車載
用電源装置として、例えば特開昭６０−２３４４６２号
においては、電源投入後、所定時刻以降にスイッチング
制御素子を動作させることにより、このスイッチング制
御素子を確実にＡＳＯ領域内で動作させる技術が開示さ
れている。

【０００３】図８は、従来の車載用電源装置の構成を示
している。図８において、車載用電源装置１００は、Ｐ
ＷＭ用ＩＣ１０１と、パワーオンクリア回路１０２と、
ＤＣ−ＤＣコンバータ１０３と、を設けてある。ＰＷＭ
用ＩＣ１０１は、スイッチング用パワーＰＭＯＳトラン
ジスタＱ１をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ用ＩＣであっ
て、ＶＤＤ入力電源端子，ＧＮＤ端子，ＣＴ端子，ＲＴ
端子，基準電源出力用のＶｒｅｆ端子，ＩＩ端子，ＦＢ
端子，ＯＵＴ端子，ＤＴＣ端子を備えている。

【０００４】ここで、ＶＤＤ入力電源端子には、電源と
してのＶＤＤ電源電圧が入力され、ＣＴ端子およびＲＴ
端子には、内部の三角波を発生させるためのオッシレー
タ（図示せず）の発振周波数を決定するためのコンデン
サＣ３および抵抗Ｒ７がそれぞれ接続される。また、Ｉ
Ｉ端子は、内部の誤差増幅器の入力に接続されていると
共に、ＦＢ端子は、内部の誤差増幅器の出力に接続され
ている。さらに、ＯＵＴ端子は、スイッチング用パワー
ＰＭＯＳトランジスタＱ１をドライブするためのもので
あり、ＤＴＣ端子は、上記ＯＵＴ端子を制御することに
より、スイッチング用パワーＰＭＯＳトランジスタＱ１
のソフトスタートやデューティ幅制御を行なうようにな
っている。

【０００５】上記Ｖｒｅｆ端子に接続されるコンデンサ
Ｃ５は、ＰＷＭ用ＩＣ１０１のＶｒｅｆ端子の基準電源
電圧Ｖｒｅｆを安定させるためのものであり、抵抗Ｒ６
およびコンデンサＣ６は、このＶｒｅｆ端子からＤＴＣ
端子に印加されるＤＴＣ電圧を徐々に上昇させるための
ものである。また、ダイオードＤ１は、自動車のバッテ
リが逆接されたり、負のサージ電圧が印加されたとき
に、バッテリから大電流が流れて、ＰＷＭ用ＩＣ１０１
やスイッチング用パワーＰＭＯＳトランジスタＱ１ある
いはコンデンサ，抵抗等の素子が破壊することを防止す
るためのものである。なお、上記バッテリのバッテリ電
圧ＶＢＡＴは、ダイオードＤ１を通過することにより、
順方向電圧降下を生ずるので、その出力電圧を、ＶＤＤ
電源とする。

【０００６】ツェナーダイオードＤ２は、正のサージ電
圧が印加されたとき、ＶＤＤ電源に接続されている素子
の最大印加電圧以内に電圧を抑制するためのものであ
る。また、コンデンサＣ１は、バッテリ電源が瞬断した
ときに、ＶＤＤ電源の出力電圧の降下を防止するための
ものである。

【０００７】上記スイッチング用パワーＰＭＯＳトラン
ジスタＱ１は、チョークコイルＬ１，平滑コンデンサＣ
２およびフライホイールダイオードＤ３と共に、チョッ
パ型のＤＣ−ＤＣコンバータ１０３を構成しており、そ
の出力電圧をＶＣＣ電源とする。また、抵抗Ｒ１および
Ｒ３は、スイッチング用ＰＭＯＳトランジスタＱ１のド
ライブ抵抗である。さらに、抵抗Ｒ２およびＲ４は、上
記ＶＣＣ電源電圧を分圧して、上記ＩＩ端子に対して直
接に、また上記ＦＢ端子に対して、互いに直列接続され
た抵抗Ｒ５およびコンデンサＣ４を介して、それぞれ分
圧した電圧を印加することにより、ＰＷＭ用ＩＣ１０１
に内蔵された誤差増幅器にフィードバックループを形成
して、負帰還をかける。

【０００８】上記パワークリアオン回路１０２は、前記
特開昭６０−２３４４６２号に開示されている電源投入
後、所定時刻以降にＰＷＭ用ＩＣ１０１のＯＵＴ端子制
御を遅延させるためのものである。

【０００９】このような構成の車載用電源装置１００に
よれば、自動車のバッテリからバッテリ電圧ＶＢＡＴが
供給されると、逆接防止ダイオードＤ１の順方向電圧降
下によるＶＤＤ電源の電圧が、ＰＷＭ用ＩＣ１０１のド
ライブ抵抗Ｒ１およびＰＷＭ用ＩＣ１０１のＶＤＤ入力
電源端子に供給される。これにより、ＰＷＭ用ＩＣ１０
１は、ＶＤＤ電源電圧の供給によって、Ｖｒｅｆ端子か
ら基準電源電圧Ｖｒｅｆを出力する。

【００１０】その際、ＰＷＭ用ＩＣ１０１のＯＵＴ端子
は、上記パワークリアオン回路１０２により制御される
ことにより、電源投入後、所定時刻まで動作しないの
で、この所定時刻経過後に、ＶＤＤ電源電圧は徐々に上
昇し、それに伴ってＤＴＣ端子が抵抗Ｒ６およびコンデ
ンサＣ６の時定数により徐々に基準電源電圧Ｖｒｅｆま
で上昇する。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
構成の車載用電源装置においては、例えば自動車のエン
ジン始動時にスタータモータ等に大電流が流れるとき、
スタータモータのインダクタンス成分により大きな周波
数変動や電圧変動が発生することがある。このような変
動によって、バッテリ電圧ＶＢＡＴそしてＶＤＤ電源電
圧にも、大きな周波数変動や電圧変動、または両者の複
合変動が発生すると、図９に示すように、ＰＷＭ用ＩＣ
１０１のＶＤＤ入力電源端子におけるＶＤＤ入力電圧異
常波形ＶＤＤａによって、内部の誤差増幅器が負帰還領
域から正帰還領域で動作することになって、ＶＣＣ電源
電圧が、図９にて符号ＶＣＣａで示すように、発振して
しまうことがある。

【００１２】ここで、パワークリアオン回路１０２によ
って、電源投入後、所定時刻以降に、ＰＷＭ用ＩＣ１０
１のＯＵＴ端子を制御させることにより、スイッチング
用パワーＰＭＯＳトランジスタＱ１を確実にＡＳＯ領域
内で動作させることができるが、ＰＷＭ用ＩＣ１０１の
誤差増幅器を安全に動作させるための位相を制御するこ
とはできない。これは、車載用電源装置１００では、Ｐ
ＷＭ用ＩＣ１０１の誤差増幅器の位相に関して考慮され
ていないので、ＶＤＤ入力電圧に大きな周波数変動や電
圧変動が発生すると、誤差増幅器が位相ずれによって正
帰還となることがあり、出力電圧の発振を防止すること
ができないからである。

【００１３】また、車載用電源装置１００では、バッテ
リ電圧ＶＢＡＴに関して、大きな周波数変動や電圧変動
が短期間で繰返し発生すると、出力電圧にオーバーシュ
ートが発生するが、このようなオーバーシュートの発生
を防止することができない。これは、ＤＴＣ端子のソフ
トスタートを行なうためのコンデンサＣ６の放電を遅延
回路によって確実に行なうことができるように構成され
ていないからである。

【００１４】さらに、車載用電源装置１００では、動作
上限電圧を設定することができないため、バッテリ電圧
ＶＢＡＴが正のサージ電圧の印加によって高電圧になっ
たときに、ＰＭＷ用ＩＣ１０１に内蔵された誤差増幅器
の位相が正帰還となり、出力電圧が発振してしまう。こ
れは、ＰＷＭ用ＩＣ１０１が、動作可能電圧であって
も、高電圧に対して内蔵の誤差増幅器の位相が正帰還と
ならないように、ＤＴＣ端子を制御して出力を停止する
ことができないからである。

【００１５】本発明は、上記の問題を解決すべくなされ
たものであり、入力バッテリ電源電圧に大きな周波数変
動や電圧変動があっても、出力電圧の発振や繰返しの大
きな周波数変動や電圧変動によるオーバーシュートを防
止することができると共に、動作上限電圧を設定するこ
とができるようにした、車載用電源装置の提供を目的と
する。

【００１６】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、本発明の請求項１記載の車載用電源装置は、自動車
のバッテリからの直流入力電源電圧を、ＰＷＭ回路によ
って制御されるスイッチング素子を含むＤＣ−ＤＣコン
バータにより、所定の直流電圧に変換する車載用電源装
置において、上記直流入力電源電圧を検出して、この直
流入力電源電圧がＰＷＭ回路の動作下限電圧未満のと
き、ＰＷＭ回路のデューティ制御を停止させる検出回路
を設けた構成としてある。

【００１７】車載用電源装置をこのような構成とする
と、バッテリ電圧そして直流入力電源電圧に大きな周波
数変動や電圧変動またはこれらの複合変動が発生したと
き、検出回路が、直流入力電源電圧がＰＷＭ回路の動作
下限電圧より低くなったことを検出して、ＰＷＭ回路の
デューティ制御を停止させる。そして、検出回路は、こ
れらの変動が無くなって、直流入力電源電圧がＰＷＭ回
路の動作下限電圧以上になったとき、ＰＷＭ回路のデュ
ーティ制御を開始させる。これにより、ＤＣ−ＤＣコン
バータが作動して、所定の直流電圧を出力することにな
る。したがって、バッテリ電圧そして直流入力電源電圧
に大きな周波数変動や電圧変動またはこれらの複合変動
が発生したとき、ＰＷＭ回路の誤差増幅器が位相ずれに
より正帰還領域で動作することがなく、出力電圧の発振
を防止することができる。

【００１８】また、請求項２記載の車載用電源装置は、
上記検出回路が、上記直流入力電源電圧がＰＷＭ回路の
動作下限電圧以上になった後、所定の遅延時間後に、デ
ューティ制御を開始させる構成としてある。車載用電源
装置をこのような構成とすると、検出回路は、バッテリ
電圧そして直流入力電源電圧に大きな周波数変動や電圧
変動またはこれらの複合変動が無くなって、直流入力電
源電圧がＰＷＭ回路の動作下限電圧以上になったとき、
所定の遅延時間後に、ＰＷＭ回路のデューティ制御を開
始させる。これにより、変動が無くなって、直流入力電
源電圧が安定した状態で、ＤＣ−ＤＣコンバータが作動
して、所定の直流電圧を出力することになる。

【００１９】また、請求項３記載の車載用電源装置は、
上記検出回路が、直流入力電源電圧と動作下限電圧を比
較するコンパレータと、このコンパレータの出力信号が
入力される遅延回路と、を有する構成としてある。車載
用電源装置をこのような構成とすると、検出回路を簡単
な構成により低コストで作製することができる。

【００２０】また、請求項４記載の車載用電源装置は、
上記検出回路が、直流入力電源電圧を監視すると共に、
所定の遅延時間を有する電源監視ＩＣから成る構成とし
てある。車載用電源装置をこのような構成とすると、検
出回路をより簡単な構成によって、より一層低コストで
作製することができる。

【００２１】また、請求項５記載の車載用電源装置は、
上記検出回路が、さらに直流入力電源電圧がＰＷＭ回路
の動作上限電圧を超えるときにも、ＰＷＭ回路のデュー
ティ制御を停止させる構成としてある。車載用電源装置
をこのような構成とすると、直流入力電源電圧がＰＷＭ
回路の動作下限電圧および動作上限電圧の範囲内にある
ときのみ、ＰＷＭ回路のデューティ制御を行なわせると
共に、バッテリ電圧そして直流入力電源電圧に大きな周
波数変動や電圧変動またはこれらの複合変動が発生した
とき、検出回路が、直流入力電源電圧がＰＷＭ回路の動
作下限電圧より低くまたは動作上限電圧より高くなった
ことを検出して、ＰＷＭ回路のデューティ制御を停止さ
せる。そして、検出回路は、これらの変動が無くなっ
て、直流入力電源電圧がＰＷＭ回路の動作下限電圧以上
または動作上限電圧以下になったとき、ＰＷＭ回路のデ
ューティ制御を開始させる。これにより、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータが作動して、所定の直流電圧を出力することに
なる。

【００２２】また、請求項６記載の車載用電源装置は、
上記検出回路が、直流入力電源電圧と動作下限電圧およ
び動作上限電圧をそれぞれ比較する二つのコンパレータ
により構成されるウィンドコンパレータと、このウィン
ドコンパレータの出力信号が入力される遅延回路と、を
有する構成としてある。車載用電源装置をこのような構
成とすると、検出回路を簡単な構成により低コストで作
製することができる。

【００２３】また、請求項７記載の車載用電源装置は、
自動車のバッテリから逆接防止用ダイオードを介して直
流入力電源電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバータおよびＰＷＭ
回路に印加される構成としてある。車載用電源装置をこ
のような構成とすると、自動車のバッテリが逆接された
り、負のサージ電圧が印加された場合に、バッテリから
大電流が流れることを逆接防止用ダイオードにより阻止
して、ＤＣ−ＤＣコンバータやＰＷＭ回路が破壊するこ
とを防止することができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して説明する。

【００２５】［第一実施形態］まず、本発明の車載用電
源装置の第一の実施形態について、図１〜図３を参照し
て説明する。図１は、本実施形態における車載用電源装
置の全体構成を示す図である。図１に示すように、車載
用電源装置１０は、ＰＷＭ回路としてのＰＷＭ用ＩＣ１
１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２と、検出回路２０と、
を設けてある。

【００２６】ＰＷＭ用ＩＣ１１は、スイッチング素子と
してのスイッチング用パワーＰＭＯＳトランジスタＱ１
をＰＷＭ制御するためのＰＷＭ用ＩＣであって、図２に
示すように、内部にオッシレータ１３，基準電源電圧発
生回路１４，１／２回路１５，誤差増幅器１６，ＰＷＭ
コンパレータ１７およびトランジスタ１８から構成され
ている。

【００２７】上記オッシレータ１３は、三角波を発生さ
せるためのものであり、その発振周波数は、ＣＴ端子に
接続されるコンデンサＣ３およびＲＴ端子に接続される
抵抗Ｒ７により決定される。

【００２８】上記基準電源電圧発生回路１４は、ＶＤＤ
入力電源端子から入力されるＶＤＤ電源電圧に基づい
て、基準電源電圧Ｖｒｅｆを発生し、Ｖｒｅｆ端子から
出力する。なお、ＰＭＷ用ＩＣ１１の内部回路は、すべ
てこの基準電源電圧Ｖｒｅｆにより駆動されるようにな
っている。また、上記１／２回路１５は、基準電源電圧
発生回路１４からの基準電源電圧Ｖｒｅｆを分圧する。

【００２９】上記誤差増幅器１６は、非反転入力に上記
１／２回路１５からの電圧が印加されると共に、反転入
力には、ＩＩ端子が接続されており、出力はＦＢ端子に
接続されている。

【００３０】上記ＰＷＭコンパレータ１７は、三入力端
子を備えており、一つの非反転入力には、誤差増幅器１
６の出力が接続され、もう一つの非反転入力には、ＤＴ
Ｃ端子が接続され、さらに反転入力には、オッシレータ
１３の出力が接続されている。ここで、ＰＷＭコンパレ
ータ１７は、誤差増幅器１６の出力とオッシレータ１３
の出力を比較し、誤差増幅器１６の出力がオッシレータ
１３の出力より高い場合に、信号を出力して、トランジ
スタ１８をオンさせることにより、ＯＵＴ端子をオンに
するが、低い場合には、信号を出力せず、トランジスタ
１８をオフにすして、ＯＵＴ端子をオフにする。

【００３１】なお、もう一つの非反転入力は、誤差増幅
器１６の出力が接続されている非反転入力より優先的に
作用して、ＤＴＣ端子の入力信号に基づいて、電源投入
時にトランジスタ１８のオン期間を徐々に広げて、ＯＵ
Ｔ端子を制御したり、トランジスタ１８のデューティ幅
を制御することにより、ＯＵＴ端子のデューティ制御を
行なう。

【００３２】上記トランジスタ１８は、ベースにＰＷＭ
コンパレータ１７の出力が接続されていると共に、エミ
ッタがＧＮＤ端子に接続され、またコレクタがＯＵＴ端
子に接続されている。

【００３３】ここで、ＯＵＴ端子は、スイッチング用パ
ワーＰＭＯＳトランジスタＱ１をドライブするためのも
のであり、ＤＴＣ端子は、ＰＷＭコンパレータ１７によ
り、上記ＯＵＴ端子を制御することにより、スイッチン
グ用パワーＰＭＯＳトランジスタＱ１のソフトスタート
やデューティ幅制御を行なうようになっている。

【００３４】さらに、車載用電源装置１０において、上
記ＰＷＭ用ＩＣ１１のＶｒｅｆ端子に接続されるコンデ
ンサＣ５は、ＰＷＭ用ＩＣ１１のＶｒｅｆ端子の基準電
源電圧Ｖｒｅｆを安定させるためのものであり、抵抗Ｒ
６およびコンデンサＣ６は、このＶｒｅｆ端子からＤＴ
Ｃ端子に印加されるＤＴＣ電圧を徐々に上昇させるため
のものである。

【００３５】また、ダイオードＤ１は、自動車のバッテ
リが逆接されたり、負のサージ電圧が印加されたとき
に、バッテリから大電流が流れて、ＰＷＭ用ＩＣ１１や
スイッチング用パワーＰＭＯＳトランジスタＱ１を含む
ＤＣ−ＤＣコンバータ１２等の素子が破壊することを防
止するためのものである。なお、上記バッテリのバッテ
リ電圧ＶＢＡＴは、ダイオードＤ１を通過することによ
り、順方向電圧降下を生ずるので、その降下した出力電
圧を、ＶＤＤ電源とする。

【００３６】ツェナーダイオードＤ２は、正のサージ電
圧が印加されたとき、ＶＤＤ電源に接続されている素子
の最大印加電圧以内に電圧を抑制するためのものであ
る。また、コンデンサＣ１は、バッテリ電源が瞬断した
ときに、ＶＤＤ電源の出力電圧の降下を防止するための
ものである。

【００３７】ＤＣ−ＤＣコンバータ１２は、上記スイッ
チング用パワーＰＭＯＳトランジスタＱ１，チョークコ
イルＬ１，平滑コンデンサＣ２およびフライホイールダ
イオードＤ３から構成されており、その出力電圧をＶＣ
Ｃ電源とする。また、抵抗Ｒ１およびＲ３は、スイッチ
ング用ＰＭＯＳトランジスタＱ１のドライブ抵抗であ
る。

【００３８】さらに、抵抗Ｒ２およびＲ４は、上記ＶＣ
Ｃ出力電圧を分圧して、上記ＩＩ端子に対して直接に、
また上記ＦＢ端子に対して、互いに直列接続された抵抗
Ｒ５およびコンデンサＣ４を介して、それぞれ分圧した
電圧を印加することにより、ＰＷＭ用ＩＣ１１に内蔵さ
れた誤差増幅器にフィードバックループを形成して、負
帰還をかける。

【００３９】上記検出回路２０は、図３に示すように構
成されている。図３において、検出回路２０は、ウイン
ドコンパレータを構成する二つのコンパレータ２１，２
２と、遅延回路２３と、一つのコンパレータ２４と、を
有している。第一のコンパレータ２１は、反転入力に対
して上記基準電源電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ８およびＲ９に
より分圧して入力され、これらの抵抗Ｒ８，Ｒ９の分圧
電圧により動作上限電圧が設定されている。また、第二
のコンパレータ２２は、非反転入力に対して上記基準電
源電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ１０およびＲ１１により分圧し
て入力され、これらの抵抗Ｒ１０，Ｒ１１の分圧電圧に
より動作下限電圧が設定されている。

【００４０】さらに、第一のコンパレータ２１の非反転
入力および第二のコンパレータ２２の反転入力に対し
て、比較信号となるべきＶＤＤ電源電圧が、抵抗Ｒ１２
およびＲ１３で分圧されて入力される。ここで、上記動
作上限電圧および動作下限電圧は、ＰＷＭ用ＩＣ１１に
おける誤差増幅器１６の位相が安全に負帰還となるよう
な周波数変動および電圧変動を計算することにより決定
される。

【００４１】上記遅延回路２３は、これらのコンパレー
タ２１，２２すなわちウィンドコンパレータの出力が動
作上限電圧および動作下限電圧の範囲内の場合には、遅
延なくロウレベル信号が出力されると共に、上記範囲外
の場合には、所定の遅延時間の後にロウレベルからＶｒ
ｅｆ電圧レベルを出力する。

【００４２】上記コンパレータ２４は、非反転入力に上
記遅延回路２３の出力が入力され、反転入力に対して上
記基準電源電圧Ｖｒｅｆが抵抗Ｒ１４およびＲ１５によ
り分圧して入力され、ＰＷＭ用ＩＣ１１のＤＴＣ端子に
対してオープンコレクタで出力するようになっている。
なお、上記各コンパレータ２１，２２，２４および遅延
回路２３は、図示しないが、電源として上記基準電源電
圧Ｖｒｅｆが供給されている。

【００４３】次に、本実施形態の車載用電源装置１０の
動作について説明する。自動車のバッテリからバッテリ
電圧ＶＢＡＴが供給されると、逆接防止ダイオードＤ１
の順方向電圧降下により降下したＶＤＤ電源電圧が、Ｐ
ＷＭ用ＩＣ１１のドライブ抵抗Ｒ１およびＰＷＭ用ＩＣ
１１のＶＤＤ入力電源端子に供給される。これにより、
ＰＷＭ用ＩＣ１１は、ＶＤＤ電源電圧の供給によって、
Ｖｒｅｆ端子から基準電源電圧（Ｖｒｅｆ波形電圧）
（ａ）を出力する。

【００４４】ここで、電源投入によりＶＤＤ電源電圧が
（ｆ）に示すように徐々に上昇すると、それに伴って、
ＰＷＭ用ＩＣ１１のオッシレータ１３が三角波発振電圧
（ｂ）を発生する。これに対して、ＰＷＭ用ＩＣ１１の
ＤＴＣ端子におけるＤＴＣ波形電圧は、図４（ｄ）に示
すように、抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ６による時定数
により徐々に基準電源電圧Ｖｒｅｆまで上昇する。

【００４５】そして、オッシレータ１３の三角波発振電
圧（ｂ）とＤＴＣ波形電圧（ｄ）に関して、ＤＴＣ波形
電圧（ｄ）が三角波発振電圧（ｂ）より高くなる期間ｔ
１，ｔ２，ｔ３，ｔ４で、ＰＷＭ用ＩＣ１１のＯＵＴ端
子がオンとなり、スイッチング用ＰＭＯＳトランジスタ
Ｑ１がオンする。その際、ＤＴＣ波形電圧（ｄ）の上昇
に伴って、上記期間ｔ１，ｔ２，ｔ３，ｔ４について、
ｔ１＜ｔ２＜ｔ３＜ｔ４の関係が成立する。

【００４６】その後、期間ｔ５以降に関しては、ＯＵＴ
端子のＯＵＴ波形電圧（ｃ）は、各期間ｔ５，ｔ
６，．．．．，ｔ１９，．．．のオン期間が一定時間と
なる。これは、ＶＤＤ電源電圧（ｆ）が一定となり、Ｄ
ＴＣ波形電圧（ｃ）がＦＢ波形電圧（ｅ）より高くなる
ので、ＰＷＭ用ＩＣ１１内のＰＷＭコンパレータ１７
が、三角波発振電圧（ｂ）およびＦＢ波形電圧（ｅ）の
比較により、ＯＵＴ端子の制御を行なうからである。し
たがって、ＯＵＴ端子からのＯＵＴ波形電圧（ｃ）に基
づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２のスイッチング用Ｐ
ＭＯＳトランジスタＱ１がオンオフ制御されることによ
り、ＶＣＣ電圧は、図４（ｇ）に示すように、一定に保
持される。

【００４７】ここで、図５に示すように、ＶＤＤ電源電
圧が大きい周波数変動や電圧変動またはこれらの複合変
動によるＶＤＤ入力電圧異常波形（ｈ）を生ずると、検
出回路２０は、ＶＤＤ電源電圧が二つのコンパレータ２
１，２２によるウィンドコンパレータの範囲外となった
とき、コンパレータ２４をオンにして、ＰＷＭ用ＩＣ１
１のＤＴＣ端子の電圧を０Ｖにする。これにより、ＰＷ
Ｍ用ＩＣ１１のＯＵＴ端子がオフとなり、ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ１２の出力電圧ＶＣＣ電圧が０Ｖになる。その
際、遅延回路２３が動作して、所定時間ｔ２０の間だけ
コンパレータ２４をオンにするので、この所定時間ｔ２
０内に、ＶＤＤ電源電圧が二つのコンパレータ２１，２
２によるウィンドコンパレータの範囲内に復帰したとし
ても、所定時間ｔ２０内は、コンデンサＣ６を十分に放
電させて、その後の抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ６の時
定数によるソフトスタートが安定して行なわれるように
する。

【００４８】そして、再びＶＤＤ電源電圧が上記範囲内
に復帰すると、検出回路２０は、二つのコンパレータ２
１，２２の出力がオフとなり、遅延回路２３が動作する
ことにより、所定時間ｔ２０の経過後に、コンパレータ
２４をオフにして、ＰＷＭ用ＩＣ１１のＤＴＣ端子の電
圧を０Ｖから基準電源電圧Ｖｒｅｆまで上昇させる。こ
れにより、図５に示すように、ＰＷＭ用ＩＣ１１のＯＵ
Ｔ端子がオンとなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２からＶ
ＣＣ出力電圧波形（ｊ）が出力される。このとき、ＶＣ
Ｃ出力電圧波形（ｊ）は、抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ
６により決まる時定数により、ソフトスタートして、Ｖ
ＣＣ出力電圧で安定することになる。

【００４９】このようにして、本実施形態による車載用
電源装置１０によれば、バッテリ電圧ＶＢＡＴに大きな
周波数変動や電圧変動があっても、ＰＷＭ用ＩＣ１１の
ＯＵＴ端子が、ＶＤＤ出力電圧を検出する検出回路２０
により、ＤＴＣ端子を介して制御される。これによっ
て、ＶＤＤ電源電圧の大きな周波数変動や電圧変動によ
り、ＶＤＤ電源電圧が、ウィンドコンパレータによる動
作上限電圧および動作下限電圧の範囲外となったときに
は、検出回路２０がＤＴＣ端子を０Ｖにして、ＯＵＴ端
子をオフするので、大きく変動するＶＤＤ電源電圧によ
りＶＣＣ出力電圧が生成されることはない。したがっ
て、ＰＷＭ用ＩＣ１１における誤差増幅器１６が位相ず
れを生じて正帰還領域で動作することがないので、ＶＣ
Ｃ出力電圧の発振を防止することができ、接続される各
種デバイスを保護することができる。

【００５０】これは、ＶＤＤ電源電圧が、ＰＷＭ用ＩＣ
１１の誤差増幅器１６で位相ずれを生じて正帰還領域で
動作するような動作上限電圧および動作下限電圧の範囲
外に変動したときには、検出回路２０によりＰＷＭ用Ｉ
Ｃ１１のＯＵＴ端子をオフにするからである。

【００５１】また、本実施形態による車載用電源装置１
０によれば、バッテリ電圧ＶＢＡＴの大きな周波数変動
や電圧変動が短周期で繰返し発生したとしても、検出回
路２０が遅延回路２３を有していることにより、所定時
間ｔ２０の間は、ＤＴＣ端子に接続されたコンデンサＣ
６を十分に放電させる。したがって、その後ＶＤＤ電源
電圧が上記範囲内に復帰したとき、ＰＷＭ用ＩＣ１１を
確実にソフトスタートさせることができるので、ＶＣＣ
出力電圧のオーバーシュートが発生せず、接続される各
種デバイスを保護することができる。

【００５２】さらに、本実施形態による車載用電源装置
１０によれば、検出回路２０によりＶＤＤ電源電圧が動
作上限電圧を超えた場合も、ＰＷＭ用ＩＣ１１のＯＵＴ
端子をオフにするので、入力されるバッテリ電圧ＶＢＡ
ＴそしてＶＤＤ電源電圧が、正のサージ電圧によって高
電圧になったとしても、ＰＷＭ用ＩＣ１１内の誤差増幅
器１６が位相ずれによって正帰還領域で動作することが
ない。したがって、出力電圧の発振を防止して、接続さ
れる各種デバイスを保護することができる。

【００５３】また、本実施形態による車載用電源装置１
０によれば、ＰＷＭ用ＩＣ１１の動作可能電圧を、ほぼ
ＶＤＤ電源電圧と同じに設定することができる。これ
は、ＰＷＭ用ＩＣ１１への電源供給のためのスイッチ回
路が不要であり、このようなスイッチ回路による入力電
圧降下が発生しないからである。

【００５４】［第二実施形態］図６は、本発明による車
載用電源装置の第二の実施形態における検出回路の構成
を示している。なお、車載用電源装置の検出回路以外の
構成は、図１および図２に示した車載用電源装置１０の
構成と同じである。

【００５５】図６において、検出回路３０は、ＶＤＤ電
源電圧が印加される電源監視ＩＣ３１から構成されてい
る。電源監視ＩＣ３１は、遅延機能を備えており、ＶＤ
Ｄ電源電圧が動作下限電圧より低くなったとき、ＤＴＣ
端子を０Ｖにすると共に、ＶＤＤ電源電圧が動作下限電
圧以上に復帰したとき、所定の遅延時間ｔ２０の後に、
ＤＴＣ端子を基準電源電圧Ｖｒｅｆにするように構成さ
れている。

【００５６】このような構成の検出回路３０を備えた車
載用電源装置によれば、図１および図２に示した車載用
電源装置１０と同様に、ＶＣＣ出力電圧を出力すると共
に、図７に示すように、ＶＤＤ電源電圧が大きい周波数
変動や電圧変動またはこれらの複合変動によるＶＤＤ入
力電圧異常波形（ｈ）を生ずると、検出回路３０は、Ｖ
ＤＤ電源電圧が電源監視ＩＣ３１により設定された動作
下限電圧より低くなったとき、ＰＷＭ用ＩＣ１１のＤＴ
Ｃ端子の電圧を０Ｖにする。これにより、ＰＷＭ用ＩＣ
１１のＯＵＴ端子がオフとなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ
１２の出力電圧ＶＣＣ電圧が０Ｖになる。

【００５７】その際、電源監視ＩＣ３１の遅延機能が動
作して、所定時間ｔ２０の間だけＰＷＭ用ＩＣ１１のＤ
ＴＣ端子の電圧を０Ｖにするので、この所定時間ｔ２０
内に、ＶＤＤ電源電圧が動作下限電圧以上に復帰したと
しても、所定時間ｔ２０内は、コンデンサＣ６を十分に
放電させて、その後の抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ６の
時定数によるソフトスタートが安定して行なわれるよう
にする。

【００５８】そして、再びＶＤＤ電源電圧が動作下限電
圧以上に復帰すると、検出回路３０は、電源監視ＩＣ３
１の遅延機能が動作することにより、所定時間ｔ２０の
経過後に、ＰＷＭ用ＩＣ１１のＤＴＣ端子の電圧を０Ｖ
から基準電源電圧Ｖｒｅｆまで上昇させる。これによ
り、図７に示すように、ＰＷＭ用ＩＣ１１のＯＵＴ端子
がオンとなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２からＶＣＣ出
力電圧波形（ｊ）が出力される。このとき、ＶＣＣ出力
電圧波形（ｊ）は、抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ６によ
り決まる時定数により、ソフトスタートして、ＶＣＣ出
力電圧で安定することになる。

【００５９】この実施形態においては、検出回路３０
は、ＶＤＤ電源電圧が動作下限電圧より低くなった場合
だけ、ＰＷＭ用ＩＣ１１のＯＵＴ端子をオフにするが、
ＶＤＤ電源電圧が動作上限電圧を超える可能性が低く、
動作下限電圧より低くなる場合のみ検出すればよいとき
には、検出回路３０自体の構成が簡単になり、コストを
低減することができる。なお、このような動作下限電圧
のみを検出すればよい場合、図３に示した検出回路２０
において、第一のコンパレータ２１および抵抗Ｒ８，Ｒ
９を省略することによって構成するようにしてもよい。

【００６０】上述した実施形態においては、車載用電源
装置におけるＰＷＭ回路は、ＰＷＭ用ＩＣ１１により構
成されているが、これに限らず、他の構成のＰＷＭ回路
によって構成されていてもよいことは明らかである。ま
た、上述した実施形態においては、ＤＣ−ＤＣコンバー
タ１２は、スイッチング用ＰＭＯＳトランジスタＱ１，
チョークコイルＬ１，平滑コンデンサＣ２およびフライ
ホイールダイオードＤ３から構成されているが、他の任
意の構成のＤＣ−ＤＣコンバータが使用されてもよい。
さらに、上述した実施形態においては、スイッチング素
子として、スイッチング用ＰＭＯＳトランジスタＱ１が
使用されているが、他の種類のスイッチング素子が使用
されてもよい。

【００６１】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、バッテ
リ電圧そして直流入力電源電圧に大きな周波数変動や電
圧変動またはこれらの複合変動が発生したとき、検出回
路が、直流入力電源電圧がＰＷＭ回路の動作下限電圧よ
り低くなったことを検出して、ＰＷＭ回路のデューティ
制御を停止させる。そして、検出回路は、これらの変動
が無くなって、直流入力電源電圧がＰＷＭ回路の動作下
限電圧以上になったとき、ＰＷＭ回路のデューティ制御
を開始させる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータが作
動して、所定の直流電圧を出力することになる。したが
って、バッテリ電圧そして直流入力電源電圧に大きな周
波数変動や電圧変動またはこれらの複合変動が発生した
とき、ＰＷＭ回路の誤差増幅器が位相ずれにより正帰還
領域で動作することがなく、出力電圧の発振を防止する
ことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一実施形態の車載用電源装置の構成
を示すブロック図である。

【図２】図１の車載用電源装置におけるＰＷＭ用ＩＣの
内部構成を示すブロック図である。

【図３】図１の車載用電源装置における検出回路の内部
構成を示すブロック図である。

【図４】図１の車載用電源装置における通常の動作開始
時の各部の電圧変化を示すタイムチャートである。

【図５】図１の車載用電源装置におけるＶＤＤ入力電圧
異常波形およびＶＣＣ出力電圧波形を示すタイムチャー
トである。

【図６】本発明の第二実施形態の車載用電源装置におけ
る検出回路の構成を示すブロック図である。

【図７】図６の車載用電源装置におけるＶＤＤ入力電圧
異常波形およびＶＣＣ出力電圧波形を示すタイムチャー
トである。

【図８】従来の車載用電源装置の一例の構成を示すブロ
ック図である。

【図９】図６の車載用電源装置におけるＶＤＤ入力電圧
異常波形およびＶＣＣ出力電圧波形を示すタイムチャー
トである。

【符号の説明】

１０車載用電源装置１１ＰＷＭ用ＩＣ（ＰＷＭ回路）１２ＤＣ−ＤＣコンバータ１３オッシレータ１４基準電圧発生回路１５１／２回路１６誤差増幅器１７ＰＷＭコンパレータ１８トランジスタ２０検出回路２１，２２，２４コンパレータ２３遅延回路３０検出回路３１電源監視ＩＣ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】自動車のバッテリからの直流入力電源電
圧を、ＰＷＭ回路によって制御されるスイッチング素子
を含むＤＣ−ＤＣコンバータにより、所定の直流電圧に
変換する車載用電源装置において、上記直流入力電源電圧を検出して、この直流入力電源電
圧がＰＷＭ回路の動作下限電圧未満のとき、ＰＷＭ回路
のデューティ制御を停止させる検出回路を設けたことを
特徴とする車載用電源装置。
【請求項２】上記検出回路が、上記直流入力電源電圧
がＰＷＭ回路の動作下限電圧以上になった後、所定の遅
延時間後に、デューティ制御を開始させることを特徴と
する請求項１に記載の車載用電源装置。
【請求項３】上記検出回路が、直流入力電源電圧と動
作下限電圧を比較するコンパレータと、このコンパレー
タの出力信号が入力される遅延回路と、を有することを
特徴とする請求項２に記載の車載用電源装置。
【請求項４】上記検出回路が、直流入力電源電圧を監
視すると共に、所定の遅延時間を有する電源監視ＩＣか
ら構成されていることを特徴とする請求項２に記載の車
載用電源装置。
【請求項５】上記検出回路が、さらに直流入力電源電
圧がＰＷＭ回路の動作上限電圧を超えるときにも、ＰＷ
Ｍ回路のデューティ制御を停止させることを特徴とする
請求項１または２記載の車載用電源装置。
【請求項６】上記検出回路が、直流入力電源電圧と動
作下限電圧および動作上限電圧をそれぞれ比較する二つ
のコンパレータにより構成されるウィンドコンパレータ
と、このウィンドコンパレータの出力信号が入力される
遅延回路と、を有することを特徴とする請求項５に記載
の車載用電源装置。
【請求項７】自動車のバッテリから逆接防止用ダイオ
ードを介して直流入力電源電圧が、ＤＣ−ＤＣコンバー
タおよびＰＷＭ回路に印加されることを特徴とする請求
項１〜６のいずれかに記載の車載用電源装置。