JP3892333B2 - Pfm制御スイッチングレギュレータ制御回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、出力電圧が設定電圧に非常に近づいた際に、安定なDutyと耐ノイズ性があるPFM制御スイッチングレギュレータ制御回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
スイッチングレギュレータ制御回路では、出力電圧をフィードバックして、出力電圧制御用コンパレータで基準電圧と比較し、出力電圧がある設定電圧より小さくなると、コンパレータが動作して、発振開始信号を発振回路に送り、発振回路のスイッチングパルスを出力させ、出力トランジスタをON_OFFさせることにより出力電圧を調整するものが基本である。
【0003】
ここで図5に、PFM制御スイッチングレギュレータを適用した昇圧型DC−DCコンバータの一例を示す。
【0004】
PFM制御スイッチングレギュレータでは出力トランジスタのON時間が常に一定であり、OFF時間を調整することにより出力電圧を一定の値に安定させる。従来のPFMスイッチングレギュレータでは、図2で示している制御回路が多用されており、発振回路から出力されたスイッチングパルスを上記出力電圧制御用コンパレータの出力信号の制御で出力される。
【0005】
図2では上記コンパレータの出力信号Vosc_ EN信号が“H”の場合は発振回路が動作しておりEXTにはスイッチングパルスが出力される。一方Vosc_EN信号が“L”の場合は発振回路は停止しており、EXTは“L”となる。
【0006】
Vosc_EN信号が“L”から“H”へ変化すると、直ちにEXTは“L”から“H”となり、以後発振を継続する。 Vosc_EN信号が“H”から“L”へ変化すると、直ちにEXTは“L”となる。
【0007】
しかし、出力電圧が設定電圧に非常に近づいた場合、ノイズの影響で、上記コンパレータの出力信号Vosc_ENが頻繁にチャタリングし、それに従って、通常のスイッチングON時間より短いON時間が連続的に出る異常Duty問題がありえる。
【0008】
異常Dutyが発生する場合では、出力ON時間が短くなるに従って、OFF時間も短くなるので、スイッチングレギュレータの制御回路における消費電流が大きくなって、軽負荷時の効率に対して、大きな悪影響を与える。
【0009】
上記のような問題に対して、出力電圧制御用コンパレータの後段にヒステリシスを設けることで、コンパレータの出力信号のチャタリングを抑える手法もあった。しかし、こういった手法では集積回路製造上のバラツキによる歩留まり率の低下等の原因で新たな問題が起った。従って、より簡単、効果的な解決法が必要である。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はこのような従来の問題点を解消すべく創案されたロジック上の簡単な論理構成を用いて、従来のヒステリシス回路方式に比較して簡単有効と共に集積回路製造上の難しさをなくす回路構成で、安定なDutyと耐ノイズ性があるPFMスイッチングレギュレータ制御回路を提供することを課題とする。
【0011】
【課題を解決する為の手段】
本発明は、簡単な論理構成を使い、出力をONさせる信号をフィードバックして、出力電圧制御用コンパレータの出力信号との論理信号を発振回路に入力することで、出力電圧が設定電圧に非常に近づいた時に起こりがちなコンパレータの出力信号の頻繁的な変動が生じても、発振回路に決められた出力トランジスタのON時間を確保することで、課題を解決する。
【0012】
本願発明は、DC−DCコンバータの出力電圧を制御する為の基準電圧回路と、電圧分割回路と、前記基準回路の出力と前記電圧分割回路の出力を入力とする出力電圧制御用コンパレータと、DC−DCコンバータの出力電圧を制御するトランジスタを制御する為の信号を出力するリングオシレータ発振回路と、前記リングオシレータ回路の出力と前記出力電圧制御用コンパレータの出力とが入力される論理OR回路と、を有し、前記論理OR回路の出力が、前記リングオシレータ回路の入力に接続されていることを特徴とする。
【0013】
また、前記リングオシレータ回路は、発振回路と、論理AND回路と、を有し、前記発振回路の入力は、前記論理AND回路の出力に接続されており、前記AND回路の入力は、前記発振回路の出力と前記論理OR回路の出力とが接続されており、前記AND回路の出力が前記リングオシレータ回路の出力であることを特徴とする。
【0014】
【発明の実施の形態】
図5に、従来のものと同様であるが、本発明のPFM制御スイッチングレギュレータ制御回路が適用される一例として、昇圧型DC−DCコンバータのブロック図と、動作特性を示す。図5において、入力電圧Vinより高い出力電圧Voutを得るために、VinとコイルLを直列に付加する構成となっている。
【0015】
具体的な動作について、まず、PFM制御スイッチングレギュレータ制御回路10によりTrをONすることで充電電流ionを流しコイルLにエネルギーを蓄積する。次に、PFM制御スイッチングレギュレータ制御回路10によりTrをOFFすると蓄積エネルギーによりコイルL起電力が発生し、Vin以上の電圧にて出力に放電電流ioffを流しVout電圧を上昇させる。又、PFM制御スイッチングレギュレータ制御回路10によりTrのON時間により蓄積されるエネルギーを調節し、Voutを安定化するものである。尚、本発明に係るPFM制御スイッチングレギュレータ制御回路は、昇圧型DC−DCコンバータに限らず、降圧型DC−DCコンバータや反転型DC−DCコンバータ等にも適用可能である。
【0016】
図1に本発明の実施例1として、本発明によるPFMスイッチングレギュレータ制御回路におけるDuty保証回路の基本的な論理構成を示す。この基本論理構成に基づいて、様々な論理回路を組むことによって、本発明で創案したDuty保証発信器回路を実現することが可能である。ここで,本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
【0017】
図1で示したように、出力をONさせるEXT信号をフィードバックし、出力電圧制御用コンパレータの出力信号のVosc_EN信号と論理ORをとって、得た信号New_Vosc_ENを発振開始制御信号として、発振回路に戻す。
【0018】
出力トランジスタはONしている時、EXTはHである。EXTがHの期間では、Vosc_ENの変化が無視される。
【0019】
出力トランジスタがOFFしている時、EXTはLであるから、New_Vosc_EN=Vosc_ENである。その時、もしVosc_ENはHであると、発振開始し、スイッチングパルスを出力させる。パルスのON時間は発振回路の時定数に決められるものである。もしVosc_ENはLであると、発振停止し、引き続き出力トランジスタをOFFする。つまり、発振回路の出力を制御しているVosc_EN信号を出力トランジスタがONしている期間は無視するということである。
【0020】
図3に、従来に多用されていたPFMスイッチングレギュレータ制御回路の一例を示している。発振回路から出力された矩形波パルスVosc信号を出力電圧制御用コンパレータから出力された発振開始信号Vosc_ENと論理ANDをとって得た信号を二系を分けて、一つを発振回路に戻し、リングオシレータ発振器回路を構成する。もう一つは出力トランジスタを制御するEXT信号として出力される。論理式は下記である。
【0021】
EXT=Vosc*Vosc_EN 式1
Vosc_ENはHの時、EXT=Voscであるから、発振回路が発振開始し、スイッチングパルスを出力させる。パルスのON時間は発振回路の時定数に決められるものである。
【0022】
一方、Vosc_ENはLの時、EXT=Lであるから、発振回路も発振停止する。このような回路では、上述のようなコンパレータの出力信号Vosc_ENがチャタリングを起こる場合、EXTから出たスイッチングパルスには発振回路で決められたON時間より短いON時間の細いパルスが連続的に出る不具合がある。
【0023】
図4には本発明の実施例2を示している。出力をONさせるEXT信号をフィードバックし、出力電圧制御用コンパレータの出力信号のVosc_ENと論理ORをとって得た信号New_Vosc_ENを発振開始信号として、発振回路から出力された矩形波パルスVosc信号と論理ANDをとって、得た信号を二系に分けて、一つを発振回路に戻し、リングオシレータ発振器回路を構成する。もう一つは出力トランジスタを制御するEXT信号として出力される。論理式は下記である。
EXTNEXT=Vosc*New_Vosc_EN
=Vosc(Vosc_EN+EXT) 式2
式2の中のEXTNEXTは、EXTの次の状態を表している。つまり、EXTはEXT端子の今の状態であり、EXTNEXTはEXT端子の次の状態である。EXT端子の今の状態EXTをフードバックされ、EXT端子の次の状態のEXTNEXTに影響を与える。出力トランジスタはONしている時、EXTはHであるから、EXTNEXT=Voscである。つまりEXTがHの期間では、Vosc_ENの変化が無視される。
【0024】
一方、出力トランジスタがOFFしている時、EXTがLであるから、EXTNEXT=Vosc*Vosc_EN
である(これは式1と等価である)。その時、Vosc_ENはHであると、EXTNEXT=Voscであり、発振開始し、スイッチングパルスを出力させる。パルスのON時間は発振回路の時定数に決められるものである。もし、Vosc_ENはLであると、EXTNEXT=Lであり、発振停止し、引き続き出力トランジスタをOFFする。つまり、発振回路の出力を制御しているVosc_EN信号を出力トランジスタがONしている期間は無視することを実現している。
【0025】
発振停止状態から発振開始状態に移る際に、EXTがLであり、Vosc_ENがHである。式2に従って、EXTNEXT=Voscであるから、本発明で創案されたDuty保証回路を加えることによって、元の発振回路の初期化に対する影響は無い。
【0026】
【発明の効果】
上述のように、本発明ではロジック上の簡単有効な回路で、PFMスイッチングレギュレータにおける軽負荷時に出力電圧が設定電圧に非常に近づいた際に起こりがちな出力電圧制御用コンパレータの出力信号の頻繁的な変動が生じても、発振回路に決められた出力トランジスタのON時間を確保することで、安定なDutyを保証する耐ノイズ性があるスイッチングレギュレータを実現することを可能にした。従来のヒステリシス回路方式により集積回路製造上の難しさを解消し、回路動作が確実である。また、回路規模も小さく、コストの面でも有効である。PFMスイッチングレギュレータ制御回路に対して、上に述べたように、本回路方式は最適である。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の実施例1を示すブロック図。
【図2】従来のPFMスイッチングレギュレータ制御回路を示すブロック図。
【図3】従来のPFMスイッチングレギュレータ制御回路一例を示すブロック図。
【図4】 本発明の実施例2を示すブロック図。
【図5】 (a)本発明のPFM制御スイッチングレギュレータ制御回路を適用した昇圧型DC−DCコンバータの一例を示すブロック図。
(b)昇圧型DC−DCコンバータの動作波形を示す図。
【符号の説明】
1, 11, 21, 31 基準電圧回路
10 PFM制御スイッチングレギュレータ
2, 3, 12, 13, 22, 23, 32, 33 電圧分割抵抗
4, 14, 24, 34 コンパレータ回路
5, 15, 25, 35 リングオシレータ発振器回路
6, 36 論理OR回路
Claims (2)
- DC−DCコンバータの出力電圧を制御する為のPFM制御スイッチングレギュレータ制御回路であって、
基準電圧回路と、
電圧分割回路と、
前記基準回路の出力と前記電圧分割回路の出力を入力とする出力電圧制御用コンパレータと、
前記DC−DCコンバータの出力電圧を制御するトランジスタを制御する信号を出力するリングオシレータ発振回路と、
前記リングオシレータ回路の出力と前記出力電圧制御用コンパレータの出力とが入力される論理OR回路と、
を有し、
前記論理OR回路の出力が、前記リングオシレータ回路の入力に接続されていることを特徴とするPFM制御スイッチングレギュレータ制御回路。 - 前記リングオシレータ回路は、
発振回路と、
論理AND回路と、を有し、
前記発振回路の入力は、前記論理AND回路の出力に接続されており、
前記AND回路の入力は、前記発振回路の出力と前記論理OR回路の出力とが接続されており、
前記AND回路の出力が前記リングオシレータ回路の出力であることを特徴とする請求項1に記載のPFM制御スイッチングレギュレータ制御回路。
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