JP2019017186A - 電源装置および電子制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】リップルの低減を実現可能な電源装置、および当該電源装置を備える電子制御装置を提供する。
【解決手段】ＰＷＭ制御器２５は、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを生成し、ＰＦＭ制御器２６は、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍとは独立した位相を備えるＰＦＭ信号Ｓｐｆｍを生成する。レベル固定期間生成回路２７は、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのエッジに定められる選択タイミングを開始タイミングとするレベル固定期間を設定する。モード選択回路２８は、選択タイミングでＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの代わりにＰＷＭ信号Ｓｐｗｍをスイッチング制御信号Ｓｓｗとして選択し、当該スイッチング制御信号Ｓｓｗにおける選択タイミングからレベル固定期間の間の論理レベルを固定の論理レベルに制御する。
【選択図】図２

Description

本発明は、電源装置および電子制御装置に関し、例えば、車載用のＥＣＵ（Electronic Control Unit）に搭載される電源装置に関する。

特許文献１には、負荷の変動に迅速に応答可能な電源回路が示される。当該電源回路は、負荷の変動を検出した際にＰＷＭ信号の周波数を変更し、所定時間の経過後に当該周波数を元に戻す。この際に、当該電源回路は、周波数の変更に応じて、所定の信号を別途挿入したのち、実質的な周波数の変更を行っている。

特開２０１６−４６８９３号公報

近年、カーエレクトロニクス分野では、パワートレイン制御、ボディー制御、安全走行制御など向けに数多くの電子制御装置（ＥＣＵと呼ばれる）が実用化されている。ＥＣＵは、通常、各種制御を担うマイクロコントローラ（マイコンと略す）と、マイコンの電源を生成する電源装置とを搭載している。電源装置は、例えば、バッテリ電源をもとに入力された直流電圧を異なる直流電圧に変換して出力するスイッチングレギュレータ方式のＤＣ／ＤＣコンバータである。

ＥＣＵ向けのマイコンでは、制御対象の増大に伴い消費電流が増加しており、各制御対象の活性化・非活性化（例えば、スリープモードのオン・オフ）の切替等に伴い、単位時間あたりの消費電流の変化率も増加している。電源装置は、このようにマイコンの消費電流の変化率（電源装置から見た場合の負荷電流の急変率）が増加した場合であっても、マイコンの電源電圧変動（すなわち出力電圧のリップル）を要求範囲内に保つ必要がある。このため、電源装置には、負荷電流の急変（負荷急変と呼ぶ）に対する応答速度の向上が求められる。

応答速度を向上させる方式として、負荷急変に応じてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御とＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御とを切替る方式が考えられる。しかし、この場合、制御の切替時に、スイッチング素子に過大なオン期間またはオフ期間が生じ、リップルの増大を招く恐れがある。これは、位相が独立に制御される２個の信号（ＰＷＭ信号とＰＦＭ信号）を切り替える場合、特許文献１のように１個のＰＷＭ信号の周波数を切替る場合と異なり、制御の切替時のパルス幅を十分に制御できないためである。

本発明は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、リップルの低減を実現可能な電源装置、および当該電源装置を備える電子制御装置を提供することにある。

本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される実施の形態のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。

一実施の形態による電源装置は、第１および第２の制御器と、位相調整期間設定回路と、モード選択回路と、スイッチング素子とを有する。第１の制御器は、第１の制御モードを用いて第１のスイッチング信号を生成し、第２の制御器は、第２の制御モードを用いて、第１のスイッチング信号とは独立した位相を備える第２のスイッチング信号を生成する。位相調整期間設定回路は、第２のスイッチング信号のエッジに定められる選択タイミングを開始タイミングとする位相調整期間を設定する。モード選択回路は、選択タイミングで第２のスイッチング信号の代わりに第１のスイッチング信号をスイッチング制御信号として選択し、当該スイッチング制御信号における選択タイミングから位相調整期間の間の論理レベルを固定の論理レベルに制御する。スイッチング素子は、モード選択回路からのスイッチング制御信号に基づきオン・オフが制御され、出力電圧を制御する。

本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、リップルの低減を実現可能になる。

本発明の実施の形態１による電子制御装置の主要部の構成例を示す概略図である。 本発明の実施の形態１による電源装置の主要部の構成例を示す概略図である。 図２の電源装置における負荷急変時の動作例を示すタイミングチャートである。 図３におけるレベル固定期間の機能を説明するタイミングチャートである。 図３におけるレベル固定期間の機能を説明するタイミングチャートである。 （ａ）は、図２における一定期間生成回路の構成例を示す回路図であり、（ｂ）は、（ａ）の動作例を示すタイミングチャートである。 図２におけるレベル固定期間生成回路の構成例を示す回路図である。 図２におけるモード選択回路の構成例を示す回路図である。 本発明の実施の形態２による電源装置の主要部の構成例を示す概略図である。 本発明の実施の形態３による電源装置の主要部の構成例を示す概略図である。 図１０の電源装置における負荷急変時の動作例を示すタイミングチャートである。 本発明の比較例として検討した電源装置の主要部の構成例を示す概略図である。 図１２の電源装置における負荷急変時の動作例を示すタイミングチャートである。

以下の実施の形態においては便宜上その必要があるときは、複数のセクションまたは実施の形態に分割して説明するが、特に明示した場合を除き、それらは互いに無関係なものではなく、一方は他方の一部または全部の変形例、詳細、補足説明等の関係にある。また、以下の実施の形態において、要素の数等（個数、数値、量、範囲等を含む）に言及する場合、特に明示した場合および原理的に明らかに特定の数に限定される場合等を除き、その特定の数に限定されるものではなく、特定の数以上でも以下でも良い。

さらに、以下の実施の形態において、その構成要素（要素ステップ等も含む）は、特に明示した場合および原理的に明らかに必須であると考えられる場合等を除き、必ずしも必須のものではないことは言うまでもない。同様に、以下の実施の形態において、構成要素等の形状、位置関係等に言及するときは、特に明示した場合および原理的に明らかにそうでないと考えられる場合等を除き、実質的にその形状等に近似または類似するもの等を含むものとする。このことは、上記数値および範囲についても同様である。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。

（実施の形態１）
《電子制御装置の概略》
図１は、本発明の実施の形態１による電子制御装置の主要部の構成例を示す概略図である。図１に示す電子制御装置１は、例えば、車載用のＥＣＵである。当該電子制御装置１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０と、電源装置１１と、入力インタフェース１２と、マイクロコントローラ（マイコン）ＭＣＵと、ドライバ１３とを備え、これらが配線基板に実装された構成となっている。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、バッテリ電圧Ｖｂａｔ（例えば、１２Ｖ等）を電源電圧Ｖｉｎ（例えば、５Ｖ等）に変換する。電源装置１１は、このバッテリ電源Ｖｂａｔをもとにした入力電圧（電源電圧）Ｖｉｎを受けて、所定の出力電圧（電源電圧）Ｖｏを生成する。出力電圧Ｖｏは、例えば、１Ｖ等である。

マイコンＭＣＵは、電源装置１１の出力電圧Ｖｏを電源として動作する。マイコンＭＣＵは、例えば、複数のＭＰＵコア１５［１］〜１５［ｎ］、メモリ１６、アナログディジタル変換器（ＡＤＣ）１７、および各種周辺回路１８を備える。マイコンＭＣＵは、入力インタフェース１２を介して装置外部からの各種センサ信号Ｓｉｎを受け、それに応じた各種制御信号Ｓｏｕｔをプログラム処理等を用いて生成し、それをドライバ１３を介して装置外部へ送信する。装置外部には、当該各種制御信号Ｓｏｕｔを受けて動作する各種アクチュエータ等が設けられる。各種センサ信号Ｓｉｎは、例えば、各種アクチュエータの動作状態の検出結果等である。

近年、車両の高機能化が進む一方で、車両に搭載するＥＣＵ数の削減等が求められている。このため、１個の電子制御装置１による制御対象は増大傾向にあり、消費電流も増加傾向にある。マイコンＭＣＵは、このような消費電流の増加を抑制するため、必要な期間で必要な回路ブロック（例えば一部のＭＰＵコア）のみを活性化し、不必要な回路ブロックをスリープモードに設定するような機能を備える場合がある。この場合、電源装置１１から見た負荷電流（マイコンＭＣＵの消費電流）の急変率が増加する。一方、マイコンＭＣＵを正常に動作させるためには出力電圧Ｖｏの変動（すなわちリップル）を要求範囲内に保つ必要がある。このため、電源装置１１には、負荷急変に対する応答速度の向上（ひいてはリップルの低減）が求められる。

《電源装置（比較例）の構成および動作》
図１２は、本発明の比較例として検討した電源装置の主要部の構成例を示す概略図である。図１２に示す電源装置は、スイッチング回路ＳＷＵと、スイッチング制御回路ＳＷＣ’とを備え、生成した出力電圧Ｖｏを外部の負荷ＬＤ（例えば、図１のマイコンＭＣＵ）に供給する。スイッチング制御回路ＳＷＣ’は、出力電圧Ｖｏを帰還入力として、出力電圧Ｖｏを一定に保つためのスイッチング制御信号Ｓｓｗを生成する。

スイッチング回路ＳＷＵは、ドライバ２１と、ハイサイドのスイッチング素子ＳＷｈおよびロウサイドのスイッチング素子ＳＷｌと、インダクタＬ１と、平滑用出力コンデンサＣ１とを備える。スイッチング素子ＳＷｈは、入力電圧Ｖｉｎと出力ノードとの間に結合され、スイッチング素子ＳＷｌは、出力ノードと接地電源電圧ＧＮＤとの間に結合される。ドライバ２１は、スイッチング制御信号Ｓｓｗを受けて、ハイサイドのスイッチング素子ＳＷｈとロウサイドのスイッチング素子ＳＷｌのオン・オフを相補的に制御する。これによって、スイッチング素子ＳＷｈ，ＳＷｌは、出力電圧Ｖｏを制御する。

具体的には、スイッチング制御信号Ｓｓｗのハイレベル期間では、スイッチング素子ＳＷｈはオン、スイッチング素子ＳＷｌはオフとなる。この期間では、入力電圧Ｖｉｎからの電力がインダクタＬ１に蓄積されると共に、負荷ＬＤに供給される。一方、スイッチング制御信号Ｓｓｗのロウレベル期間では、スイッチング素子ＳＷｈはオフ、スイッチング素子ＳＷｌはオンとなる。この期間では、インダクタＬ１に蓄積された電力が負荷ＬＤに供給される。出力電圧Ｖｏは、このスイッチング制御信号Ｓｓｗの１サイクル（ハイレベル期間とロウレベル期間の合計）におけるハイレベル期間の比率（すなわちデューティ）によって制御される。平滑用出力コンデンサＣ１は、出力電圧Ｖｏのリップルを抑制する機能を担う。

スイッチング制御回路ＳＷＣ’は、ＰＷＭ制御器２５と、ＰＦＭ制御器２６と、モード選択回路２８’と、モード切替制御回路ＭＤＣ’とを備える。ＰＷＭ制御器２５は、ＰＷＭ制御モードを用いて、出力電圧Ｖｏからの帰還入力に応じて、周波数が一定でパルス幅が変化するＰＷＭ信号（スイッチング信号）Ｓｐｗｍを生成する。ＰＷＭ制御器２５は、図示は省略するが、様々な回路方式が知られており、そのいずれの回路方式を用いてもよい。代表的には、三角波（または鋸波）を直接生成して、当該三角波（鋸波）と出力電圧Ｖｏに基づく誤差信号とを比較することでＰＷＭ信号のデューティを定める方式や、三角波を、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬを利用して生成する方式等が挙げられる。

ＰＦＭ制御器２６は、ＰＦＭ制御モードを用いて、出力電圧Ｖｏからの帰還入力に応じて、周波数が変化するＰＦＭ信号（スイッチング信号）Ｓｐｆｍを生成する。ＰＦＭ制御器２６も、図示は省略するが、様々な回路方式が知られており、そのいずれの回路方式を用いてもよい。代表的には、２個の閾値電圧を設定し、出力電圧Ｖｏが当該２個の閾値電圧の範囲に収まるようにＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのハイレベル／ロウレベル期間を定める方式や、１個の閾値電圧を設定し、出力電圧Ｖｏが当該閾値電圧に達した際に固定パルス幅のハイパルスを出力する方式等が挙げられる。

モード切替制御回路ＭＤＣ’は、出力電圧Ｖｏが所定の電圧範囲から逸脱した際にモード切替信号Ｓｍｄをアサートし、出力電圧Ｖｏが回復し、一定期間を経過した後にモード切替信号Ｓｍｄをネゲートする。モード切替制御回路ＭＤＣ’は、具体的には、負荷急変検出回路３０と、一定期間生成回路３１’とを備える。

負荷急変検出回路３０は、例えば、出力電圧Ｖｏが所定の電圧範囲から逸脱したか否かを検出する２個のコンパレータ回路を備える。一方のコンパレータ回路は、出力電圧Ｖｏよりも電圧レベルが低い閾値電圧（負荷急増閾値電圧）を用いて、出力電圧Ｖｏが当該閾値電圧よりも低下している期間で負荷急変検出信号Ｓｄｅｔをアサートする。すなわち、当該負荷急変検出信号Ｓｄｅｔのアサートは、負荷急増の検出を意味する。他方のコンパレータ回路は、出力電圧Ｖｏよりも電圧レベルが高い閾値電圧（負荷急減閾値電圧）を用いて、出力電圧Ｖｏが当該閾値電圧よりも上昇している期間で負荷急変検出信号Ｓｄｅｔをアサートする。すなわち、当該負荷急変検出信号Ｓｄｅｔのアサートは、負荷急減の検出を意味する。

一定期間生成回路３１’は、負荷急変検出信号Ｓｄｅｔのアサートに応じてモード切替信号Ｓｍｄをアサートし、負荷急変検出信号Ｓｄｅｔがアサートからネゲートに変更されてから一定期間待ったのちにモード切替信号Ｓｍｄをネゲートする。当該一定期間は、出力電圧Ｖｏが目標値に回復し、安定状態となるのに必要とされる期間である。

モード選択回路２８’は、モード切替信号Ｓｍｄに応じて、ＰＷＭ信号ＳｐｗｍかＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの一方をスイッチング制御信号Ｓｓｗとして選択し、出力する。具体的には、モード選択回路２８’は、モード切替信号のネゲート期間（すなわち負荷ＬＤの定常時）でＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを選択し、モード切替信号Ｓｍｄのアサート期間（すなわち負荷ＬＤの急変時）でＰＦＭ信号Ｓｐｆｍを選択する。

ここで、ＰＷＭ制御モードでは、スイッチング周波数が固定であるため、負荷急変時の応答速度を向上させるためには、スイッチング周波数を高く設定する必要がある。しかし、この場合、電源装置のスイッチング損失が大きくなる（すなわち消費電力が増大する）ため、実際上、スイッチング周波数を高く設定することは容易でない。一方、ＰＦＭ制御モードでは、負荷電流Ｉｏによって周波数が変動するため、スイッチング損失をある程度抑制しつつ、負荷急変時の応答速度を速くすることができる。しかし、車載用の電源装置では、ＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）規格が厳しいため、ＰＦＭ制御モードのみを適用することは容易でない。そこで、図１２のように、負荷の定常時にはＰＷＭ制御モードを用い、負荷急変時にはＰＦＭ制御モードを用いるといったモード切替方式が有益となる。

《電源装置（比較例）の動作》
図１３は、図１２の電源装置における負荷急変時の動作例を示すタイミングチャートである。負荷電流Ｉｏの定常時となる期間Ｔ１では、モード切替制御回路ＭＤＣ’からのモード切替信号Ｓｍｄはネゲートレベル（ここではロウレベル）となり、モード選択回路２８’は、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍをスイッチング制御信号Ｓｓｗとして選択し、スイッチング回路ＳＷＵへ出力する。スイッチング回路ＳＷＵのスイッチング素子ＳＷｈ，ＳＷｌは、スイッチング制御信号Ｓｓｗ（すなわちＰＷＭ信号Ｓｐｗｍ）によってオン・オフが制御され、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏを生成する。

その後、負荷電流Ｉｏの急増時となる期間Ｔ２において、負荷急増に伴い出力電圧Ｖｏは低下し、負荷急変検出回路３０は、出力電圧Ｖｏが負荷急増閾値電圧よりも低下した段階で、負荷急変検出信号Ｓｄｅｔをアサートレベル（ここではハイレベル）に変更する。これに応じて、一定期間生成回路３１’は、モード切替信号Ｓｍｄをアサートレベル（ここではハイレベル）に変更する。モード切替信号Ｓｍｄのアサートに応じて、モード選択回路２８’は、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍをスイッチング制御信号Ｓｓｗとして選択し、スイッチング回路ＳＷＵへ出力する。

スイッチング回路ＳＷＵのスイッチング素子ＳＷｈ，ＳＷｌは、スイッチング制御信号Ｓｓｗ（すなわちＰＦＭ信号Ｓｐｆｍ）によってオン・オフが制御され、出力電圧Ｖｏを安定化する。その結果、出力電圧Ｖｏの低下分が回復する。負荷急変検出回路３０は、出力電圧Ｖｏが負荷急増閾値を超えた段階で、負荷急変検出信号Ｓｄｅｔをネゲートレベル（ここではロウレベル）に変更する。一定期間生成回路３１’は、負荷急変検出信号Ｓｄｅｔのアサート期間を、出力電圧Ｖｏが負荷定常時の電圧レベル（すなわち目標値）に回復し、かつ安定状態となるまで一定期間Ｔｓだけ延ばす。

モード切替信号Ｓｍｄは、一定期間生成回路３１’による一定期間Ｔｓの経過後にネゲートレベルに変更される。その結果、期間Ｔ３において、モード選択回路２８’は、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍをスイッチング制御信号Ｓｓｗとして選択し、スイッチング回路ＳＷＵへ出力する。スイッチング回路ＳＷＵのスイッチング素子ＳＷｈ，ＳＷｌは、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍによって制御され、入力電圧Ｖｉｎから出力電圧Ｖｏを生成する。

《電源装置（比較例）の問題点》
しかし、図１２の電源装置では、図１３に示されるように、期間Ｔ２（ＰＦＭ制御モード）から期間Ｔ３（ＰＷＭ制御モード）への切り替え時に、出力電圧Ｖｏに大きなリップルが生じる恐れがある。具体的には、当該切り替えのタイミングと、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの立ち下がりエッジと、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの立ち上がりエッジとが偶発的に一致するワースト条件が生じ得る。当該ワースト条件では、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのハイパルス幅とＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのハイパルス幅とを合計した最大のハイパルスが生じるため、出力電圧Ｖｏに大きなリップルが生じる。

例えば、特許文献１のように、１個のＰＷＭ信号の周波数を切り替えるような方式では、このようなワースト条件は生じないが、図１２および図１３のように位相が独立に制御される２個の信号（ＰＷＭ信号ＳｐｗｍとＰＦＭ信号Ｓｐｆｍ）を切り替えるような方式では、その位相関係によってワースト条件が生じ得る。なお、ワースト条件は、図１３の場合に限らず、切り替えのタイミングと、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの立ち上がりエッジと、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの立ち下がりエッジとが偶発的に一致する場合にも生じ得る。この場合、最大のロウパルスが生じることになる。また、ここでは、負荷急増の場合を例としたが、負荷急減の場合も同様の問題が生じる恐れがある。

《電源装置（実施の形態１）の構成》
図２は、本発明の実施の形態１による電源装置の主要部の構成例を示す概略図である。図２に示す電源装置は、スイッチング回路ＳＷＵと、スイッチング制御回路ＳＷＣ１とを備え、生成した出力電圧Ｖｏを外部の負荷ＬＤ（例えば、図１のマイコンＭＣＵ）に供給する。スイッチング回路ＳＷＵの構成は、図１２の場合と同様である。

スイッチング制御回路ＳＷＣ１は、ＰＷＭ制御器２５と、ＰＦＭ制御器２６と、モード選択回路２８と、モード切替制御回路ＭＤＣと、レベル固定期間生成回路２７とを備える。ＰＷＭ制御器２５、ＰＦＭ制御器２６および負荷急変検出回路３０は、図１２の場合と同様の構成を備え、モード選択回路２８およびモード切替制御回路ＭＤＣは、図１２の場合と若干異なる構成を備える。レベル固定期間生成回路２７は、図１２に対して新たに設けられる。

モード切替制御回路ＭＤＣは、図１２の場合と同様に、出力電圧Ｖｏが所定の電圧範囲から逸脱した際にモード切替信号Ｓｍｄをアサートし、出力電圧Ｖｏが回復し、一定期間を経過した後にモード切替信号Ｓｍｄをネゲートする。ただし、モード切替制御回路ＭＤＣは、図１２の場合とは異なり、一定期間を経過した後の選択タイミングでモード切替信号Ｓｍｄをネゲートする。当該選択タイミングは、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのエッジに定められる。

モード切替制御回路ＭＤＣは、具体的には、負荷急変検出回路３０と、一定期間生成回路３１とを備える。負荷急変検出回路３０は、図１２の場合と同様の構成を備える。一定期間生成回路３１は、図１２の場合と異なり、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍが入力されることで、モード切替信号Ｓｍｄをネゲートする際のタイミング（選択タイミング）をＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのエッジに定める。

レベル固定期間生成回路（位相調整期間設定回路）２７は、前述した選択タイミングを開始タイミングとするレベル固定期間（位相調整期間）を設定する。具体的には、レベル固定期間生成回路２７は、レベル固定期間でハイレベルおよびロウレベルの一方となり、レベル固定期間を除く期間でハイレベルおよびロウレベルの他方となるレベル固定信号Ｓｌｆを生成する。

モード選択回路２８は、図１２の場合と同様に、スイッチング制御信号Ｓｓｗとして、モード切替信号Ｓｍｄのアサート期間でＰＦＭ信号Ｓｐｆｍを選択し、モード切替信号Ｓｍｄのネゲート期間でＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを選択する。この際に、モード選択回路２８は、モード切替信号Ｓｍｄに基づき、前述した選択タイミングでＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの代わりにＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを選択する。そして、モード選択回路２８は、図１２の場合と異なり、レベル固定信号Ｓｌｆに基づき、当該スイッチング制御信号Ｓｓｗ（すなわちＰＷＭ信号Ｓｐｗｍに相当）における選択タイミングからレベル固定期間の間の論理レベルを、強制的に固定の論理レベルに制御する。

《電源装置（実施の形態１）の動作》
図３は、図２の電源装置における負荷急変時の動作例を示すタイミングチャートである。図３において、負荷電流Ｉｏの定常時となる期間Ｔ１での動作は、図１３の場合と同様である。負荷電流Ｉｏの急増時となる期間Ｔ２において、負荷急増に伴い出力電圧Ｖｏは低下し、負荷急変検出回路３０は、出力電圧Ｖｏが負荷急増閾値電圧よりも低下した段階で、負荷急変検出信号Ｓｄｅｔをアサートレベル（ここではハイレベル）に変更する。これに応じて、一定期間生成回路３１は、モード切替信号Ｓｍｄをアサートレベル（ここではハイレベル）に変更する。モード切替信号Ｓｍｄのアサートに応じて、モード選択回路２８は、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍをスイッチング制御信号Ｓｓｗとして選択し、スイッチング回路ＳＷＵへ出力する。

スイッチング回路ＳＷＵのスイッチング素子ＳＷｈ，ＳＷｌは、スイッチング制御信号Ｓｓｗ（すなわちＰＦＭ信号Ｓｐｆｍ）によってオン・オフが制御され、出力電圧Ｖｏを安定化する。その結果、出力電圧Ｖｏの低下分が回復する。負荷急変検出回路３０は、出力電圧Ｖｏが負荷急増閾値を超えた段階で、負荷急変検出信号Ｓｄｅｔをネゲートレベル（ここではロウレベル）に変更する。一定期間生成回路３１は、負荷急変検出信号Ｓｄｅｔのアサート期間を、出力電圧Ｖｏが負荷定常時の電圧レベル（すなわち目標値）に回復し、かつ安定状態となるまで一定期間Ｔｓだけ延ばす。一定期間生成回路３１は、一定期間Ｔｓを経過後、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのエッジ（この例では立ち下がりエッジ）を選択タイミングＴＭｓｌとしてモード切替信号Ｓｍｄをネゲートレベル（ここではロウレベル）に変更する。

モード選択回路２８は、モード切替信号Ｓｍｄをネゲートに応じて、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍをスイッチング制御信号Ｓｓｗとして選択し、スイッチング回路ＳＷＵへ出力する。一方、レベル固定期間生成回路２７は、モード切替信号Ｓｍｄのネゲートを受けて、選択タイミングＴＭｓｌを開始タイミングとしてレベル固定期間（位相調整期間）Ｔｆｘのパルス幅を備えるレベル固定信号（この例ではロウパルス信号）Ｓｌｆを生成する。モード選択回路２８は、選択したスイッチング制御信号Ｓｓｗ（すなわちＰＷＭ信号Ｓｐｗｍ）の論理レベルを、このレベル固定期間Ｔｆｘの間、強制的に固定レベル（この例ではロウレベル）に制御する。レベル固定期間Ｔｆｘの経過後、スイッチング制御信号Ｓｓｗは、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍに等しくなり、図１３の場合と同様に、ＰＷＭ制御モードによる定常動作が行われる。

なお、一定期間生成回路３１による一定期間Ｔｓの最小値は、負荷急変が最も大きい場合を前提として、出力電圧Ｖｏが負荷急増閾値から負荷定常時の電圧レベル（目標値）に回復する時間によって決まる。この一定期間Ｔｓの最小値は、例えば、シミュレーション等によって算出される。一定期間Ｔｓの最大値は、負荷急変の頻度によって決まり、次の負荷急変が生じる前に終了している必要があるため、負荷急変が生じ得る最小間隔によって決まる。この負荷急変が生じ得る最小間隔は、マイコンの仕様に基づき定めることができる。例えば、マイコンが１ＭＨｚ（１μｓ周期）で動作する場合、一定期間Ｔｓの最大値は１μｓとなる。

《レベル固定期間の詳細》
図４および図５は、図３におけるレベル固定期間の機能を説明するタイミングチャートである。図４には、図１３で述べたように、選択タイミングＴＭｓｌと、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの立ち下がりエッジと、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの立ち上がりエッジとが一致し、最大のハイパルスが生じるワースト条件が示される。この場合、レベル固定信号Ｓｌｆによって、スイッチング制御信号Ｓｓｗをレベル固定期間Ｔｆｘの間、強制的にロウレベルに制御することで、ワースト条件が緩和される。その結果、ハイパルスに伴うインダクタ電流ＩＬの増加を抑制でき、出力電圧Ｖｏのリップルを低減することが可能になる。

このワースト条件を緩和する観点で、レベル固定期間Ｔｆｘの長さは、選択タイミングＴＭｓｌ直前のＰＦＭ信号Ｓｐｆｍにおける固定の論理レベルとは異なる論理レベル（ここではハイレベル）のパルス幅Ｔｈｆよりも短ければよい。または、レベル固定期間Ｔｆｘの長さは、選択タイミングＴＭｓｌ直後のＰＷＭ信号Ｓｐｗｍにおける固定の論理レベルとは異なる論理レベル（ハイレベル）のパルス幅Ｔｈｗよりも短ければよい。

ただし、望ましくは、レベル固定期間Ｔｆｘの長さは、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのハイパルス幅Ｔｈｗの１／２程度（例えば１／３〜２／３の範囲等）であるとよい。これは、ケース［２］に示されるように、レベル固定期間Ｔｆｘの長さが過剰に短いと、インダクタ電流ＩＬの増加を十分に抑制できず、リップルの低減効果が弱まるためである。また、ケース［３］に示されるように、レベル固定期間Ｔｆｘの長さが過剰に長いと、インダクタ電流ＩＬが過剰に減少し、出力電圧Ｖｏに、ケース［２］の場合とは逆極性の大きなリップルが生じ得るためである。そこで、レベル固定期間Ｔｆｘの長さをハイパルス幅Ｔｈｗの１／２程度に設定すると、ケース［１］に示されるように、インダクタ電流ＩＬの増加を適度に抑制でき、リップルの低減効果を高めることが可能になる。

図５には、図４の場合と異なり、選択タイミングＴＭｓｌと、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの立ち上がりエッジと、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの立ち下がりエッジとが一致し、最大のロウパルスが生じるワースト条件が示される。この場合、レベル固定信号Ｓｌｆによって、スイッチング制御信号Ｓｓｗをレベル固定期間Ｔｆｘの間、強制的にハイレベルに制御することで、ワースト条件が緩和される。その結果、ロウパルスに伴うインダクタ電流ＩＬの減少を抑制でき、出力電圧Ｖｏのリップルを低減することが可能になる。この場合も、図４の場合と同様に、レベル固定期間Ｔｆｘの長さは、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのロウパルス幅Ｔｌｗの１／２程度であるとよい。

このように、選択タイミングＴＭｓｌが一定期間生成回路３１によってＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの立ち下がりエッジに予め定められる場合、レベル固定期間Ｔｆｘに伴う固定の論理レベルは、図４に示されるようにロウレベルとなる。一方、選択タイミングＴＭｓｌが一定期間生成回路３１によってＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの立ち上がりエッジに予め定められる場合、レベル固定期間Ｔｆｘに伴う固定の論理レベルは、図５に示されるようにハイレベルとなる。

《主要な回路の詳細》
図６（ａ）は、図２における一定期間生成回路の構成例を示す回路図であり、図６（ｂ）は、図６（ａ）の動作例を示すタイミングチャートである。図６（ａ）の一定期間生成回路３１は、立ち下がりエッジ検出回路３１１と、遅延回路３１２と、ＳＲラッチ回路３１３，３１５と、Ｄフリップフロップ回路３１４とを備える。立ち下がりエッジ検出回路３１１は、負荷急変検出信号Ｓｄｅｔの立ち下がりエッジが生じた際に、内部の遅延回路によって定められるパルス幅のハイパルス信号Ｓｘを出力する。

遅延回路３１２は、例えば、複数段のインバータ回路等によって構成され、立ち下がりエッジ検出回路３１１からのハイパルス信号Ｓｘを一定時間Ｔｓだけ遅延させる。一定時間Ｔｓは、図３で述べたように、シミュレーション等によって予め定められる。ＳＲラッチ回路３１３は、遅延回路３１２からのハイパルス信号に応じて出力信号Ｓｙをセットレベル（ハイレベル）に駆動する。

Ｄフリップフロップ回路３１４は、ＳＲラッチ回路３１３の出力信号ＳｙをＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの立ち下がりエッジでラッチする。その結果、Ｄフリップフロップ回路３１４は、出力信号Ｓｙがハイレベルになった後（言い換えれば、一定期間Ｔｓを経過した後）のＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの最初の立ち下がりエッジでハイレベルの出力信号Ｓｚを出力する。

ＳＲラッチ回路３１５は、負荷急変検出信号Ｓｄｅｔのアサートに応じて、モード切替信号Ｓｍｄをセットレベル（ハイレベル）に駆動し、Ｄフリップフロップ回路３１４からのハイレベルの出力信号Ｓｚに応じてモード切替信号Ｓｍｄをリセットレベル（ロウレベル）に駆動する。また、ＳＲラッチ回路３１３は、モード切替信号Ｓｍｄのリセットレベル（ロウレベル）に応じて出力信号Ｓｙをリセットレベル（ロウレベル）に駆動する。その後、Ｄフリップフロップ回路３１４は、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの立ち下がりエッジに応じて出力信号Ｓｚをロウレベルに戻す。

なお、一定期間生成回路３１は、勿論、このような回路に限らず、様々な回路で実現することが可能である。また、図２の負荷急変検出回路３０は、ここでは、図３に示したように、出力電圧Ｖｏが負荷急増閾値まで回復した際に負荷急変検出信号Ｓｄｅｔをネゲートしたが、目標値まで回復した際に負荷急変検出信号Ｓｄｅｔをネゲートしてもよい。この場合、一定期間生成回路３１は、目標値まで回復した出力電圧Ｖｏを安定させるための待ち時間を生成する。

図７は、図２におけるレベル固定期間生成回路の構成例を示す回路図である。図７に示すレベル固定期間生成回路２７は、遅延回路２７１と、論理ゲート２７２とを備える。遅延回路２７１は、例えば、複数段のインバータ回路等によって構成され、モード切替信号Ｓｍｄをレベル固定期間Ｔｆｘだけ遅延させる。論理ゲート２７２は、モード切替信号Ｓｍｄと、遅延回路２７１の反転出力信号とのオア演算結果をレベル固定信号Ｓｌｆとして出力する。

ここで、遅延回路２７１の遅延時間（すなわちレベル固定期間Ｔｆｘ）は、予め固定的に定めることが可能である。すなわち、例えば、図１に示したように、電源装置１１の入力電圧Ｖｉｎを、バッテリ電圧ＶｂａｔではなくＤＣ／ＤＣコンバータ１０の出力電圧とする場合、入力電圧Ｖｉｎの値はほぼ一定となる。電源装置１１は、一定の入力電圧Ｖｉｎから一定の出力電圧Ｖｏを生成する。このため、定常時におけるデューティを予め高精度に予測することができ、例えば、図４に示したＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのハイパルス幅Ｔｈｗも高精度に予測することができる。

図８は、図２におけるモード選択回路の構成例を示す回路図である。図８に示すモード選択回路２８は、選択回路２８１と、論理ゲート２８２とを備える。選択回路２８１は、モード切替信号Ｓｍｄがネゲートレベル（ロウレベル）の場合にはＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを選択し、モード切替信号Ｓｍｄがアサートレベル（ハイレベル）の場合にはＰＦＭ信号Ｓｐｆｍを選択する。論理ゲート２８２は、選択回路２８１の出力と、レベル固定信号Ｓｌｆとのアンド演算結果をスイッチング制御信号Ｓｓｗとして出力する。

なお、図６（ａ）、図７および図８では、選択タイミングＴＭｓｌをＰＦＭ信号Ｓｐｆｍの立ち下がりエッジに定める場合を例としたが、立ち上がりエッジに定める場合も同様である。この場合、例えば、図６（ａ）におけるＤフリップフロップ回路３１４を立ち上がりエッジトリガの構成に変更し、図７におけるレベル固定信号Ｓｌｆの極性を反転し、図８の論理ゲート２８２をオアゲートに変更すればよい。

《実施の形態１の主要な効果》
以上、実施の形態１の電源装置および電子制御装置を用いることで、位相が独立に制御される２個の信号を切り替えることによるワースト条件を緩和でき、リップルの低減が実現可能になる。その結果、例えば、車載用の電子制御装置において、制御対象の拡大等が図れる。なお、ここでは、負荷急増の場合を例としたが、負荷急減の場合にも同様に適用可能である。

（実施の形態２）
《前提となる問題点》
前述した実施の形態１では、図７で説明したように、レベル固定期間Ｔｆｘを固定値に定めた。しかし、例えば、図１において、電源装置１１にバッテリ電圧Ｖｂａｔを直接入力するような場合や、電源装置１１の使用環境が大きく変化する場合や、各回路の特性ばらつきが生じるような場合には、図４のＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのハイパルス幅Ｔｈｗを高精度に予測できない恐れがある。当該ハイパルス幅Ｔｈｗとレベル固定期間Ｔｆｘとの比率を適切に保てない場合、図４に示したように、リップルの低減効果が弱まることになる。

《電源装置（実施の形態２）の構成および動作》
図９は、本発明の実施の形態２による電源装置の主要部の構成例を示す概略図である。図９に示す電源装置は、図２に示した電源装置と比較して、スイッチング制御回路ＳＷＣ２の構成が異なっている。当該スイッチング制御回路ＳＷＣ２は、図２のスイッチング制御回路ＳＷＣ１と比較して、レベル固定期間生成回路３５の構成が若干異なり、さらに、デューティ検出回路３６を新たに備えている。

デューティ検出回路３６は、図３に示したモード切替制御回路ＭＤＣの一定期間ＴｓにおけるＰＦＭ信号ＳｐｆｍまたはＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティを検出し、当該デューティを反映してレベル固定期間（位相調整期間）Ｔｆｘの長さを可変制御する。この際に、望ましくは、デューティ検出回路３６は、デューティの検出結果に基づきＰＷＭ信号Ｓｐｗｍにおけるレベル固定期間Ｔｆｘとは異なる論理レベル（図３ではハイレベル）の期間の長さを認識する。そして、デューティ検出回路３６は、当該認識した長さとレベル固定期間Ｔｆｘの長さとが所定の比率（例えば、図４のケース［１］のように２：１）を保つようにレベル固定期間Ｔｆｘを制御する。この場合、例えば、図３において、一定期間ＴｓにおけるＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのハイパルス期間（ひいてはＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのハイパルス期間）が長くなれば、ロウレベルのレベル固定期間Ｔｆｘも長くなる。

図９の例では、デューティ検出回路３６は、モード切替信号Ｓｍｄと負荷急変検出信号Ｓｄｅｔに基づき一定期間Ｔｓを認識し、当該一定期間ＴｓでＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのデューティを検出している。一定期間Ｔｓでは、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのデューティは安定しているため、デューティ検出回路３６は、例えば、予め定めた所定のＰＦＭサイクルのデューティや、または、各ＰＦＭサイクルのデューティの平均値等によってＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのデューティを検出する。そして、デューティ検出回路３６は、予め定まっているＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの１サイクルの長さに、当該検出したデューティを反映させることで、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍにおけるハイレベル期間の長さを認識する。

レベル固定期間生成回路３５は、例えば、図７の遅延回路２７１を可変遅延回路に変更したような構成を備える。当該可変遅延回路の遅延時間は、デューティ検出回路３６によって可変制御される。なお、ここでは、図９のデューティ検出回路３６の回路方式として、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのデューティを検出し、それをＰＷＭ信号Ｓｐｗｍにおけるハイレベル期間の長さに換算する方式を用いたが、勿論、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティを直接検出する方式を用いてもよい。ただし、負荷急変に対する応答速度の観点から、一定期間ＴｓにおけるＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティは不安定となっている可能性があるため、この例では、ＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのデューティを検出する方式を用いている。

《実施の形態２の主要な効果》
以上、実施の形態２の電源装置および電子制御装置を用いることで、実施の形態１の場合と同様の効果が得られることに加えて、リップルの更なる低減が図れる場合がある。すなわち、各種ばらつき要因があった場合でも、それに応じてレベル固定期間Ｔｆｘの長さを適切に保つことができ、リップルの低減効果を高めることができる。

（実施の形態３）
《前提となる問題点》
実施の形態１および２では、ＰＷＭ制御モードの応答速度によっては、ＰＦＭ信号ＳｐｆｍからＰＷＭ信号Ｓｐｗｍに切り替えた直後で、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティが適正な値に収束していない場合がある。すなわち、切り替え直前のＰＦＭ信号Ｓｐｆｍとデューティと、切り替え直後のＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティとの間に乖離が生じる恐れがある。この場合、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの不適正なデューティに起因して、リップルが生じ得る。

《電源装置（実施の形態３）の構成》
図１０は、本発明の実施の形態３による電源装置の主要部の構成例を示す概略図である。図１０に示す電源装置は、図２に示した電源装置と比較して、スイッチング制御回路ＳＷＣ３の構成が異なっている。当該スイッチング制御回路ＳＷＣ３は、図２のスイッチング制御回路ＳＷＣ１と比較して、ＰＷＭ制御器４０の構成が若干異なり、さらに、図９の場合とは構成が若干異なるデューティ検出回路４１を備えている。

ＰＷＭ制御器４０は、レベル固定期間（位相調整期間）ＴｆｘでＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの生成動作を停止し、レベル固定期間Ｔｆｘが終了するタイミングでＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの生成動作を再開するような動作を行う。具体的には、例えば、ＰＷＭ制御器４０の回路方式が、三角波生成回路で生成した三角波信号と誤差信号との比較結果に基づいてＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを生成するような方式である場合を想定する。この場合、三角波生成回路は、レベル固定期間Ｔｆｘで三角波信号の生成動作を停止し、レベル固定期間Ｔｆｘが終了するタイミングで生成動作を再開する。

また、ＰＷＭ制御器４０の回路方式が、クロック生成回路からのクロック信号でＳＲラッチ回路を定期的にセットし、誤差信号に基づくタイミングでＳＲラッチ回路をリセットすることでＰＷＭ信号Ｓｐｗｍを生成するような方式である場合を想定する。この場合、クロック生成回路は、レベル固定期間Ｔｆｘでクロック信号の生成動作を停止し、レベル固定期間Ｔｆｘが終了するタイミングで生成動作を再開する。デューティ検出回路４１は、モード切替制御回路ＭＤＣの一定期間におけるＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのデューティを検出し、当該デューティを、生成動作を再開したＰＷＭ制御器４０からのＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの最初の１サイクルに反映させる。

《電源装置（実施の形態３）の動作》
図１１は、図１０の電源装置における負荷急変時の動作例を示すタイミングチャートである。図１１では、図３の場合と異なり、期間Ｔ２内の一定期間Ｔｓにおいて、デューティ検出回路４１がＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのデューティを検出している。また、選択タイミングＴＭｓｌ後のレベル固定期間Ｔｆｘにおいて、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの生成動作の停止に伴いＰＷＭ信号Ｓｐｗｍ自体がロウレベルに固定され、これに応じて、スイッチング制御信号Ｓｓｗも‘Ｌ’レベルに固定される。

その後、レベル固定期間Ｔｆｘを経過すると、ＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの生成動作が再開される。この再開されたＰＷＭ信号Ｓｐｗｍの最初の１サイクルのデューティは、デューティ検出回路４１によって検出されたＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのデューティと同じ値に設定される。その結果、図３の場合と比較して、期間Ｔ３の初期段階における出力電圧Ｖｏのリップルを低減可能になる。

《実施の形態３の主要な効果》
以上、実施の形態３の電源装置および電子制御装置を用いることで、実施の形態１の場合と同様の効果が得られることに加えて、リップルの更なる低減が図れる場合がある。すなわち、一定期間ＴｓにおけるＰＦＭ信号Ｓｐｆｍのデューティは、負荷電流Ｉｏに応じた適正な値となっており、この適正な値を、切り替え直後のＰＷＭ信号Ｓｐｗｍのデューティに反映させることができる。その結果、ＰＷＭ制御モードの応答速度が十分に得られない場合であっても、出力電圧Ｖｏのリップルを低減することが可能になる。

以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

例えば、各実施の形態の電源装置は、車載用のＥＣＵに限らず、負荷急変が大きい負荷に電源を供給する装置として広く適用可能である。

１ 電子制御装置
１１ 電源装置
２５ ＰＷＭ制御器
２６ ＰＦＭ制御器
２７ レベル固定期間生成回路
２８ モード選択回路
３６，４１ デューティ検出回路
ＭＣＵ マイクロコントローラ
ＭＤＣ モード切替制御回路
ＳＷＣ スイッチング制御回路
ＳＷＵ スイッチング回路
ＳＷｈ，ＳＷｌ スイッチング素子
Ｓｌｆ レベル固定信号
Ｓｍｄ モード切替信号
Ｓｐｆｍ ＰＦＭ信号
Ｓｐｗｍ ＰＷＭ信号
Ｓｓｗ スイッチング制御信号
Ｔｆｘ レベル固定期間
Ｔｓ 一定期間
Ｖｏ 出力電圧
ＴＭｓｌ 選択タイミング

Claims (15)

1. 第１の制御モードを用いて第１のスイッチング信号を生成する第１の制御器と、
   第２の制御モードを用いて、前記第１のスイッチング信号とは独立した位相を備える第２のスイッチング信号を生成する第２の制御器と、
   前記第２のスイッチング信号のエッジに定められる選択タイミングを開始タイミングとする位相調整期間を設定する位相調整期間設定回路と、
   前記選択タイミングで前記第２のスイッチング信号の代わりに前記第１のスイッチング信号をスイッチング制御信号として選択し、前記スイッチング制御信号における前記選択タイミングから前記位相調整期間の間の論理レベルを固定の論理レベルに制御するモード選択回路と、
   前記モード選択回路からの前記スイッチング制御信号に基づきオン・オフが制御され、前記出力電圧を制御するスイッチング素子と、
   を有する電源装置。
2. 請求項１記載の電源装置において、
   前記第１の制御モードは、固定周波数のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御モードであり、
   前記第２の制御モードは、可変周波数のＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御モードである、
   電源装置。
3. 請求項１記載の電源装置において、
   前記位相調整期間設定回路は、前記位相調整期間でハイレベルおよびロウレベルの一方となり、前記位相調整期間を除く期間でハイレベルおよびロウレベルの他方となるレベル固定信号を生成する、
   電源装置。
4. 請求項１記載の電源装置において、
   前記固定の論理レベルは、前記選択タイミングが前記第２のスイッチング信号の立ち下がりエッジに予め定められる場合には、ロウレベルであり、前記第２のスイッチング信号の立ち上がりエッジに予め定められる場合には、ハイレベルである、
   電源装置。
5. 請求項４記載の電源装置において、
   前記位相調整期間は、前記選択タイミング直前の前記第２のスイッチング信号における前記固定の論理レベルとは異なる論理レベルのパルス幅よりも短いか、または、前記選択タイミング直後の前記第１のスイッチング信号における前記固定の論理レベルとは異なる論理レベルのパルス幅よりも短い、
   電源装置。
6. 請求項４記載の電源装置において、
   さらに、前記出力電圧が所定の電圧範囲から逸脱した際にモード切替信号をアサートし、前記出力電圧が回復し、一定期間を経過した後の前記選択タイミングで前記モード切替信号をネゲートするモード切替制御回路を有し、
   前記モード選択回路は、前記モード切替信号のアサート期間で前記第２のスイッチング信号を選択し、前記モード切替信号のネゲート期間で前記第１のスイッチング信号を選択する、
   電源装置。
7. 請求項６記載の電源装置において、
   さらに、前記モード切替制御回路の前記一定期間における前記第１のスイッチング信号または前記第２のスイッチング信号のデューティを検出し、当該デューティを反映して前記位相調整期間の長さを可変制御するデューティ検出回路を有する、
   電源装置。
8. 請求項７記載の電源装置において、
   前記デューティ検出回路は、前記デューティの検出結果に基づき前記第１のスイッチング信号における前記固定の論理レベルとは異なる論理レベルの期間の長さを認識し、当該認識した長さと前記位相調整期間の長さとが所定の比率を保つように前記位相調整期間を制御する、
   電源装置。
9. 請求項６記載の電源装置において、
   前記第１の制御器は、前記位相調整期間で前記第１のスイッチング信号の生成動作を停止し、前記位相調整期間が終了するタイミングで前記第１のスイッチング信号の生成動作を再開する、
   電源装置。
10. 請求項９記載の電源装置において、
    前記第１の制御モードは、固定周波数のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御モードであり、
    前記第２の制御モードは、可変周波数のＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御モードであり、
    前記電源装置は、さらに、前記モード切替制御回路の前記一定期間における前記第２のスイッチング信号のデューティを検出し、当該デューティを前記生成動作を再開した前記第１の制御器からの前記第１のスイッチング信号の最初の１サイクルに反映させるデューティ検出回路を有する、
    電源装置。
11. バッテリ電源をもとに所定の出力電圧を生成する電源装置と、
    前記電源装置の前記出力電圧を電源として動作するマイクロコントローラと、
    を有する電子制御装置であって、
    前記電源装置は、
    第１の制御モードを用いて第１のスイッチング信号を生成する第１の制御器と、
    第２の制御モードを用いて、前記第１のスイッチング信号とは独立した位相を備える第２のスイッチング信号を生成する第２の制御器と、
    前記第２のスイッチング信号のエッジに定められる選択タイミングを開始タイミングとする位相調整期間を設定する位相調整期間設定回路と、
    前記選択タイミングで前記第２のスイッチング信号の代わりに前記第１のスイッチング信号をスイッチング制御信号として選択し、前記スイッチング制御信号における前記選択タイミングから前記位相調整期間の間の論理レベルを固定の論理レベルに制御するモード選択回路と、
    前記モード選択回路からの前記スイッチング制御信号に基づきオン・オフが制御され、前記出力電圧を制御するスイッチング素子と、
    を有する電子制御装置。
12. 請求項１１記載の電子制御装置において、
    前記第１の制御モードは、固定周波数のＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御モードであり、
    前記第２の制御モードは、可変周波数のＰＦＭ（Pulse Frequency Modulation）制御モードである、
    電子制御装置。
13. 請求項１１記載の電子制御装置において、
    前記固定の論理レベルは、前記選択タイミングが前記第２のスイッチング信号の立ち下がりエッジに予め定められる場合には、ロウレベルであり、前記第２のスイッチング信号の立ち上がりエッジに予め定められる場合には、ハイレベルである、
    電子制御装置。
14. 請求項１３記載の電子制御装置において、
    前記電源装置は、さらに、前記出力電圧が所定の電圧範囲から逸脱した際にモード切替信号をアサートし、前記出力電圧が回復し、一定期間を経過した後の前記選択タイミングで前記モード切替信号をネゲートするモード切替制御回路を有し、
    前記モード選択回路は、前記モード切替信号のアサート期間で前記第２のスイッチング信号を選択し、前記モード切替信号のネゲート期間で前記第１のスイッチング信号を選択する、
    電子制御装置。
15. 請求項１４記載の電子制御装置において、
    前記電源装置は、さらに、前記モード切替制御回路の前記一定期間における前記第１のスイッチング信号または前記第２のスイッチング信号のデューティを検出し、当該デューティを反映して前記位相調整期間の長さを可変制御するデューティ検出回路を有する、
    電子制御装置。

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