KR100912865B1 - 스위칭 레귤레이터 및 그 스위칭 레귤레이터를 구비하는반도체 장치 - Google Patents

스위칭 레귤레이터 및 그 스위칭 레귤레이터를 구비하는반도체 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 출력 전류 검출용 저항을 사용하지 않고 부하 상태에 따라 VFM 제어에서 PWM 제어로 전환할 때의 부하 전류를 정확하게 설정할 수 있는 스위칭 레귤레이터 및 그 스위칭 레귤레이터를 구비하는 반도체 장치를 제공한다.
VFM 펄스 발생 회로(4)에서 생성되는 펄스 신호(CKO)의 펄스 폭이 VFM 펄스 발생 회로(4) 내에 있는 정전류원(11)으로부터 공급되는 전류값, 콘덴서(C11)의 용량 및 기준 전압(Vs2)으로 설정되고, 인덕터(L1)의 여기 에너지가 0으로 된 것을 검출하기 위한 신호인 신호(CMPout)에 따라 펄스 신호(CKO)가 생성되도록 하고, 1 스위치 주기로 공급하는 에너지량이 VFM 펄스 발생 회로(4)에서 결정되는 펄스 신호(CKO)의 펄스 폭으로 정해지게 되며, 1 스위치 주기로 공급하는 에너지가 부족한 것을 검출하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하도록 하였다.
Figure R1020070092264
스위칭 레귤레이터, VFM/PWM 제어 회로, 콤퍼레이터, VFM 펄스 발생 회로, 오차 증폭 회로

Description

스위칭 레귤레이터 및 그 스위칭 레귤레이터를 구비하는 반도체 장치{SWITCHING REGULATOR AND SEMICONDUCTOR DEVICE USING THE SAME}
본 발명은 스위칭 레귤레이터 및 그 스위칭 레귤레이터를 구비하는 반도체 장치에 관한 것이고, 특히, PWM 제어와 VFM 제어를 부하 상태에 따라 전환하도록 한 스위칭 레귤레이터 및 그 스위칭 레귤레이터를 구비하는 반도체 장치에 관한 것이다.
근래, 환경 문제에 대한 배려로부터 전자 기기의 전력 절약화가 요구되고 있다. 특히 전지 구동에 의한 전자 기기에서 그 경향이 현저하다. 일반적으로, 전력 절약화를 도모하려면, 전자 기기에서 소비하는 전력을 삭감하는 것과, 전원 회로 자체의 효율을 향상시켜 불필요한 전력 소비를 억제하는 것이 중요하다.
소형의 전자 기기에 사용되는 고효율 전원 회로로서는, 인덕터를 이용한 비절연형의 스위칭 레귤레이터가 널리 이용되고 있다. 스위칭 레귤레이터의 제어 방법에는 크게 2 가지 방법이 알려져 있다.
하나는 일정 주파수의 클록 펄스의 듀티 주기를 변화시켜 출력 전압을 일정하게 제어하는 PWM(pulse width modulation) 제어이며, 또 하나는 출력 전압 오차 에 따라 펄스 폭이 일정한 클록 출력을 제어하여 출력 전압을 일정하게 제어하는 VFM(variable frequency modulation) 제어이다.
PWM 제어는 경부하에서도 일정 주기로 스위칭 트랜지스터의 온/오프 제어를 실행하기 때문에, 부하로 출력하는 전류가 작은 경부하에서의 효율은 악화된다. 이에 반하여, VFM 제어는 접속된 부하에 따라 스위칭 트랜지스터를 스위칭시키는 신호의 주파수를 변동시키기 때문에, 기기에 대하여 노이즈나 리플의 영향이 크지만, 경부하에 대해서는 PWM 제어보다 효율이 좋다.
이로부터, 종래는 부하 조건에 따라 PWM 제어와 VFM 제어를 전환하여 제어함으로써, 경부하로부터 중부하까지 전원 효율을 향상시킬 수 있도록 하고 있었다.
상기 부하 조건을 검출하는 방법으로서는 입력 전압을 이루는 전원 전압으로부터 출력 단자의 사이에 출력 전류 검출용 저항을 삽입하여 상기 출력 단자로부터의 출력 전류를 검출하는 방법이 일반적이다. 그러나, 이와 같은 방법으로는 출력 전류가 커질 수록 출력 전류 검출용 저항으로 인한 전력 손실이 증가하기 때문에, 전지를 전원으로 한 소형 전자 기기에는 적합하지 않았다. 이 때문에, 출력 전류 검출용 저항을 사용하지 않는 방법으로서 오차 증폭 회로의 전압 레벨을 이용하여 간접적으로 부하 상태를 검출하는 방법이 있었다(예를 들어, 일본 특허 공개 공보 제 3647811호 참조).
그러나, 오차 증폭 회로는 출력 전압에 중첩되어 있는 리플 성분의 영향을 제거하기 위한 적분 회로가 부속되어 있고, 이 적분 회로는 통상 위상 보상 회로로서 오차 증폭 회로에 부가되어 있다. 이 적분 회로는 통상 PWM 제어 시의 동작 주파수에 따라 최적화되어 있기 때문에, VFM 제어 시와 같이, PWM 제어 시보다 동작 주파수가 낮아지면(또는 PWM 제어용의 펄스 신호로부터 펄스를 스킵하면),적분 회로 출력은 차동 오차 출력이기도 하기 때문에, 스위칭 동작 직후는 유효하게 기능하지만, PWM 제어용의 펄스 신호로부터 펄스를 스킵하는 등으로 스위칭 동작이 정지한 상태에서는 오차 증폭 회로의 출력 전압이 0 V 또는 전원 전압 레벨로 되어 부하 전류를 검출하는 신호로서는 유효하게 기능하지 않게 된다. 이 때문에, VFM 제어 시에는, 오차 증폭 회로의 출력 전압이 부하 전류에 대하여 일정한 전압을 유지할 수 없게 되어 오차 증폭 회로의 출력 전압과 부하 전류의 관계가 일정하지 않게 된다. 이 때문에, 출력 전류 검출용 저항을 이용하여 부하 전류를 측정하는 방법보다 제어 방법이 전환될 때의 부하 전류를 정확하게 설정할 수 없다는 문제가 있었다.
본 발명은 이와 같은 문제를 해결하기 위하여 이루어진 것으로서, 출력 전류 검출용 저항을 사용하지 않고 부하 상태에 따라 VFM 제어에서 PWM 제어로 전환할 때의 부하 전류를 정확하게 설정할 수 있는 스위칭 레귤레이터 및 그 스위칭 레귤레이터를 구비하는 반도체 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명에 따른 스위칭 레귤레이터는 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 스위칭 레귤레이터에 있어서,
입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 스위칭 트랜지스터와,
상기 스위칭 트랜지스터의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압과,상기 인덕터의 여기 에너지가 0으로 된 것을 나타내는 미리 정해진 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과를 나타내는 2진 신호를 생성하여 출력하는 전압 비교 회로부와,
상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압과 미리 정해진 기준 전압의 전압차를 검출하여 출력하는 출력 전압 검출 회로부와,
상기 전압 비교 회로부의 출력 신호에 따라 VFM 제어 시에 상기 스위칭 트랜지스터를 온/오프 제어하기 위하여 사용되는 미리 정해진 펄스 폭의 펄스 신호를 생성하여 출력하는 펄스 발생 회로부와,
상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압으로 되도록, 상기 스위칭 트랜지스터에 대하여 VFM 제어 또는 PWM 제어 중 어느 하나를 실행하는 제어 회로부
를 구비하고,
상기 제어 회로부는 VFM 제어 시에, 상기 펄스 발생 회로부로부터 펄스 신 호가 출력되고 있는 동안에, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 변화하지 않는다고 판정하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하는 것이다.
구체적으로는, 상기 제어 회로부는 상기 펄스 발생 회로부로부터의 펄스 신호의 1 주기 동안에, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 변화하지 않는다고 판정하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하도록 하였다.
또, 상기 제어 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호의 신호 레벨이 변화하였을 때, 상기 출력 단자의 전압 변화 검출을 실행하도록 하였다.
또, 상기 펄스 발생 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호에 따라 상기 펄스 신호를 생성하고, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호에 따라 상기 생성한 펄스 신호를 출력하도록 하였다.
구체적으로는, 상기 펄스 발생 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호로부터 상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압이 상기 미리 정해진 전압으로 된 것을 검출하면, 상기 펄스 신호를 생성하고, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 미리 정해진 값 이하인 것을 검출하면, 생성한 펄스 신호를 출력하도록 하였다.
또, 상기 펄스 발생 회로부는 생성하는 펄스 신호의 펄스 폭을 설정할 수 있고, 상기 제어 회로부는 상기 펄스 폭의 설정에 따라 VFM 제어에서 PWM 제어로 전환할 때의 상기 출력 단자로부터의 출력 전류값을 설정할 수 있도록 하여도 좋 다.
또, 본 발명에 따른 반도체 장치는 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 스위칭 레귤레이터를 구비하는 반도체 장치에 있어서,
상기 스위칭 레귤레이터는,
입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 스위칭 트랜지스터와,
상기 스위칭 트랜지스터의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압과, 상기 인덕터의 여기 에너지가 0으로 된 것을 나타내는 미리 정해진 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과를 나타내는 2진 신호를 생성하여 출력하는 전압 비교 회로부와,
상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압과 미리 정해진 기준 전압의 전압차를 검출하여 출력하는 출력 전압 검출 회로부와,
상기 전압 비교 회로부의 출력 신호에 따라 VFM 제어 시에 상기 스위칭 트랜지스터를 온/오프 제어하기 위하여 사용되는 미리 정해진 펄스 폭의 펄스 신호를 생성하여 출력하는 펄스 발생 회로부와,
상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압으로 되도록, 상기 스위칭 트랜지스터에 대하여 VFM 제어 또는 PWM 제어 중 어느 하나를 실행하는 제어 회로부
를 구비하고,
상기 제어 회로부는 VFM 제어 시에, 상기 펄스 발생 회로부로부터 펄스 신호가 출력되고 있는 동안, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 변화하지 않는다고 판정하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하는 것이다.
구체적으로는, 상기 제어 회로부는 상기 펄스 발생 회로부로부터의 펄스 신호의 1 주기 동안, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 변화하지 않는다고 판정하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하도록 하였다.
또, 상기 제어 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호의 신호 레벨이 변화하였을 때에, 상기 출력 단자의 전압 변화의 검출을 실행하도록 하였다.
또, 상기 펄스 발생 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호에 따라 상기 펄스 신호를 생성하고, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호에 따라 상기 생성한 펄스 신호를 출력하도록 하였다.
구체적으로는, 상기 펄스 발생 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호로부터 상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압이 상기 미리 정해진 전압으로 된 것을 검출하면, 상기 펄스 신호를 생성하고, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 미리 정해진 값 이하인 것을 검출하면, 생성한 펄스 신호를 출력하도록 하였다.
또, 상기 펄스 발생 회로부는 생성하는 펄스 신호의 펄스 폭을 설정할 수 있고, 상기 제어 회로부는 상기 펄스 폭의 설정에 따라 VFM 제어에서 PWM 제어로 전환할 때의 상기 출력 단자로부터의 출력 전류값을 설정할 수 있도록 하여도 좋다.
본 발명의 스위칭 레귤레이터 및 그 스위칭 레귤레이터를 구비하는 반도체 장치에 의하면, VFM 제어 시에, 상기 펄스 발생 회로부로부터 펄스 신호가 출력되고 있는 동안, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 변화하지 않는다고 판정하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하도록 하였다. 이로부터, 출력 전류 검출용 저항을 사용하지 않고 부하 상태에 따라 VFM 제어에서 PWM 제어로 전환할 때의 부하 전류를 정확하게 설정할 수 있다.
또, 펄스 발생 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호와 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호에 의해 펄스의 생성 출력을 제어하도록 함으로써, 1 스위치 주기로 인덕터의 여기 에너지를 모두 출력 단자로부터 출력할 수 있다.
또, 펄스 발생 회로부에서 생성되는 펄스 신호의 펄스 폭을 임의로 설정할 수 있도록 함으로써, 출력 전류 검출용 저항을 사용하지 않고 VFM 제어에서 PWM 제어로 전환할 때의 부하 전류값을 임의로 설정할 수 있다.
다음에, 도면에 나타내는 실시예에 근거하여 본 발명을 상세하게 설명한다.
[제1 실시예 ]
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 구성예를 나타낸 도면이다.
도 1에 있어서, 스위칭 레귤레이터(1)는 입력 전압으로서 입력 단자(IN)에 입력된 입력 전압(Vin)을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 전압(Vout)으로서 출력 단자(OUT)로부터 부하(10)에 출력하는 인덕터를 사용한 비절연형의 스위칭 레귤레이터이다.
스위칭 레귤레이터(1)는 입력 전압(Vin)의 출력 제어를 수행하기 위한 스위칭 동작을 실행하는 PMOS 트랜지스터로 이루어지는 스위칭 트랜지스터(M1)와, NMOS 트랜지스터로 이루어지는 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 구비한다.
또한, 스위칭 레귤레이터(1)는 VFM/PWM 제어 회로(2), 콤퍼레이터(3), VFM 펄스 발생 회로(4), 오차 증폭 회로(5), 출력 전압(Vout)을 분압하여 분압 전압(Vfb)을 생성하는 출력 전압 검출용의 저항(R1, R2), 미리 정해진 기준 전압(Vs1)을 생성하여 출력하는 제1 기준 전압 발생 회로(6), 콘덴서(C1) 및 인덕터(L1)를 구비한다. 또한, VFM/PWM 제어 회로(2)는 제어 회로부를 이루고, 콤퍼레이터(3)는 전압 비교 회로부를 이루며, VFM 펄스 발생 회로(4)는 펄스 발생 회로부를 이루고, 오차 증폭 회로(5), 제1 기준 전압 발생 회로(6) 및 저항(R1, R2)은 출력 전압 검출 회로부를 이룬다. 또, 스위칭 레귤레이터(1)에 있어서, 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋고, 경우에 따라서는, 스위칭 트랜지스터(M1), 동기 정류용 트랜지스터(M2), 인덕터(L1) 및 콘덴서(C1)를 제외한 각 회로를 하나의 IC에 집적하도록 하여도 좋다. 또, 스위칭 레귤레이터(1)가 미리 정해진 기능을 구비하는 반도체 장치에 내장되도록 하여도 좋다.
입력 단자(IN)와 접지 전압(GND)의 사이에는, 스위칭 트랜지스터(M1) 및 동기 정류용 트랜지스터(M2)가 직렬로 접속되고 그 스위칭 트랜지스터(M1)와 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 접속부를 Lx로 한다. 접속부(Lx)와 출력 단자(OUT)의 사이에는 인덕터(L1)가 접속되고, 출력 단자(OUT)와 접지 전압(GND)의 사이에는 콘덴서(C1)가 접속된다. 콤퍼레이터(3)에 있어서, 비반전 입력단은 접속부(Lx)에 접속되고, 반전 입력단은 접지 전압(GND)에 접속된다. 콤퍼레이터(3)는 접속부(Lx)의 전압과 접지 전압(GND)의 전압 비교를 실행하고, 상기 전압 비교 결과를 나타내는 2진 신호(CMPout)를 생성하여 VFM/PWM 제어 회로(2) 및 VFM 펄스 발생 회로(4)에 각각 출력한다.
또, 출력 단자(OUT)와 접지 전압(GND)의 사이에는, 저항(R1 및 R2)이 직렬로 접속되고, 저항(R1)과 저항(R2)의 접속부는 오차 증폭 회로(5)의 반전 입력단에 접속된다. 또, 오차 증폭 회로(5)의 비반전 입력단에는 기준 전압(Vs1)이 입력되고, 오차 증폭 회로(5)는 분압 전압(Vfb)과 기준 전압(Vs1)의 전압 비교를 실행하며, 상기 비교 결과를 나타내는 2진 신호(ERRout)를 생성하여 VFM/PWM 제어 회로(2) 및 VFM 펄스 발생 회로(4)에 각각 출력한다. VFM 펄스 발생 회로(4)는 VFM 제어 시에 스위칭 트랜지스터(M1)의 온 시간을 제어하기 위한 펄스 신호(CKO)를 생성하여 VFM/PWM 제어 회로(2)에 출력한다. 스위칭 트랜지스터(M1)와 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 각 게이트는 VFM/PWM 제어 회로(2)에 각각 접속되고, 스위칭 트랜지스터(M1)의 게이트에는 제어 신호(PHSIDE)가 입력되고, 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 게이트에는 제어 신호(NLSIDE)가 입력된다. 또한, 제어 신호(PHSIDE 및 NLSIDE)는 VFM 펄스 발생 회로(4)에 각각 입력된다.
도 2는 도 1의 VFM 펄스 발생 회로(4)의 회로예를 나타낸 도면이다.
도 2에 있어서, VFM 펄스 발생 회로(4)는 PMOS 트랜지스터(M11), NMOS 트랜지스터(M12), 콘덴서(C11), 정전류원(11), 인버터(12), NOR 회로(13~16), D 플립 플롭(17), OR 회로(18), 콤퍼레이터(19) 및 미리 정해진 기준 전압(Vs2)을 생성하여 출력하는 제2 기준 전압 발생 회로(20)로 구성된다.
입력 전압(Vin)과 접지 전압(GND)의 사이에는, 정전류원(11), PMOS 트랜지스터(M11) 및 NMOS 트랜지스터(M12)가 직렬로 접속되고, NMOS 트랜지스터(M12)에 병렬로 콘덴서(C11)가 접속된다. PMOS 트랜지스터(M11)와 NMOS 트랜지스터(M12)의 접속부는 콤퍼레이터(19)의 비반전 입력단에 접속되고, 콤퍼레이터(19)의 반전 입력단에는 기준 전압(Vs2)이 입력된다.
NOR 회로(15 및 16)는 리세트·세트·플립 플롭(이하, RS 플립 플롭이라 함)을 형성하고, 콤퍼레이터(19)의 출력단은 NOR 회로(16)의 한 쪽 입력단에 접속되고, NOR 회로(16)의 다른 쪽 입력단은 NOR 회로(15)의 출력단에 접속된다. NOR 회로(16)의 출력단은 NOR 회로(15)의 한 쪽 입력단에 접속되고, NOR 회로(15)의 다른 쪽 입력단은 D 플립 플롭(17)의 출력단(Q)에 접속된다. 한편, OR 회로(18)의 한 쪽 입력단은 D 플립 플롭(17)의 출력단(Q)에 접속되고, OR 회로(18)의 다른 쪽 입력단에는 제어 신호(NLSIDE)가 입력되며, OR 회로(18)의 출력단은 D 플립 플롭(17)의 입력단(D)에 접속된다. D 플립 플롭(17)의 클록 입력단(CK)에는 신호(CMPout)가 입력되고, D 플립 플롭(17)의 리세트 입력단(RB)에는 제어 신호(PHSIDE)가 입력된 다.
또, NOR 회로(13 및 14)는 RS 플립 플롭을 형성하고, NOR 회로(14)의 출력단은 NOR 회로(13)의 한 쪽 입력단에 접속되며, NOR 회로(13)의 다른 쪽 입력단은 NOR 회로(15)의 출력단에 접속된다. 또, NOR 회로(14)의 한 쪽 입력단에는 신호(ERRout)가 입력되고, NOR 회로(14)의 다른 쪽 입력단은 NOR 회로(13)의 출력단에 접속된다. NOR 회로(13)의 출력단은 인버터(12)를 통하여 PMOS 트랜지스터(M11) 및 NMOS 트랜지스터(M12)의 각 게이트에 각각 접속되고, 인버터(12)의 출력단으로부터 펄스 신호(CKO)가 출력된다.
이와 같은 구성에 있어서, VFM/PWM 제어 회로(2)는 예컨대, 부하(10)에 흐르는 부하 전류가 작은 경부하 시에는 VFM 제어를 선택하고, 상기 부하 전류가 큰 중부하 시에는 PWM 제어를 선택하는 바와 같이, VFM 제어 또는 PWM 제어 중 어느 하나를 선택한다. VFM/PWM 제어 회로(2)는 선택한 제어 방법에 따라 스위칭 트랜지스터(M1)의 게이트에 제어 신호(PHSIDE)를 출력하고, 동기 정류용 트랜지스터(M2)의 게이트에 제어 신호(NLSIDE)를 출력한다. 또, VFM/PWM 제어 회로(2)는 인덕터(L1)의 여기 에너지가 0으로 된 것을 검출하기 위한 콤퍼레이터(3)로부터 출력된 신호(CMPout)가 입력된다.
VFM/PWM 제어 회로(2)는 신호(CMPout)로부터 인덕터(L1)의 여기 에너지가 0으로 된 것을 검출하면, 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 오프시키기 위하여 제어 신호(NLSIDE)를 저레벨로 한다. 이것은 콘덴서(C1)의 전하가 인덕터(L1) 및 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 통하여 접지 전압(GND)으로 방전됨으로 인한 역전류를 방지 하기 위해서이다. 또, VFM/PWM 제어 회로(2)에는 분압 전압(Vfb)과 기준 전압(Vs1)을 전압 비교한 결과를 나타내는 신호(ERRout)가 입력되고, 상기 신호(ERRout)에 근거하여 출력 전압(Vout)이 미리 정해진 전압으로 되도록 스위칭 트랜지스터(M1)에 대한 제어 신호(PHSIDE)를 생성하여 출력한다. 또한, VFM/PWM 제어 회로(2)는 VFM 제어 시에는 펄스 신호(CKO)를 제어 신호(PHSIDE)로서 출력한다.
VFM 펄스 발생 회로(4)는 오차 증폭 회로(5)의 출력 신호(ERRout)가 고레벨일 때에, 정전류원(11)으로부터 공급되는 전류값, 콘덴서(C11)의 용량 및 기준 전압(Vs2)으로 정해지는 펄스 폭의 고레벨의 펄스 신호(CKO)를 생성하여 출력한다. 또, VFM 펄스 발생 회로(4)는 펄스 신호(CKO)를 저레벨로 하강시키면, 다음에 콤퍼레이터(3)로부터의 출력 신호(CMPout)가 고레벨로 상승할 때까지는 고레벨의 펄스 신호(CKO)를 생성하지 않도록 하고 있다. 이것은 VFM 제어 시에는, 1 스위치 주기의 여기 에너지가 0으로 되는 것을 검출할 때까지는 고레벨의 펄스 신호(CKO)를 발생하지 않도록 제어하기 위해서이다.
VFM 제어를 선택하였을 때의 스위칭 레귤레이터(1)는 경부하 시의 동작을 실행하므로 비연속 모드 동작을 실행한다.
도 3은 VFM 제어 시의 각 신호 파형예를 나타낸 타이밍 도이다. 도 3을 참조하면서 도 1의 스위칭 레귤레이터(1)의 동작에 대하여 설명한다. 또한 도 3에서는 펄스 신호(CKO)의 신호 레벨을 반전시킨 신호를 제어 신호(PHSIDE)에 사용하는 경우를 예로 나타내고 있다.
부하 전류가 적어지면, 인덕터(L1)에 흐르는 전류도 적어지기 때문에, 인덕 터(L1)에 저축되는 에너지도 적어진다. 이로부터, 스위칭 트랜지스터(M1)가 오프 하여 다음에 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 하기 전에 인덕터(L1)의 에너지가 모두 방출되어 버린다. 이 때문에, 출력 단자(OUT)에 접속되어 있는 콘덴서(C1)의 전하가 인덕터(L1)와 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 통하여 접지 전압(GND)으로 방전됨으로써 역전류가 발생하여 극단적으로 효율이 저하된다.
이와 같은 상태로 되면, 접속부(Lx)는 정전압으로 되기 때문에, 콤퍼레이터(3)로부터 출력되는 신호(CMPout)는 고레벨로 상승한다. VFM/PWM 제어 회로(2)는 신호(CMPout)가 고레벨로 상승하게 되면 동기 정류용 트랜지스터(M2)로의 제어 신호(NLSIDE)를 저레벨로 하여 동기 정류용 트랜지스터(M2)를 오프시켜 차단 상태로 함으로써 상기 역전류로 인한 효율 저하를 방지할 수 있다. 접속부(Lx)가 정전압으로 되어 다음에 스위칭 트랜지스터(M1)가 온 할 때까지의 기간이 대기 기간이며, 비연속 모드 시에서 제어 주기의 1 프레임의 동작은 스위칭 트랜지스터(M1)의 온 기간+동기 정류 트랜지스터(M2)의 온 기간+대기 기간으로 된다.
상기와 같이, VFM/PWM 제어 회로(2)가 VFM 제어를 선택하고 있을 때에는, VFM 펄스 발생 회로(4)는 콤퍼레이터(3)로부터의 신호(CMPout)가 고레벨로 되어 비연속 모드가 검출되면 펄스 신호(CKO)를 생성하여 출력하기 때문에, 비연속 모드의 동작만으로 된다. VFM/PWM 제어 회로(2)는 비연속 모드의 동작 상태에 있어서, 1 스위치 주기의 여기 에너지가 0으로 되어도, 오차 증폭 회로(5)로부터 출력되는 신호(ERRout)가 변동하지 않을 때, 즉, 펄스 신호(CKO)가 고레벨로 상승한 후 다음에 고레벨로 상승할 때까지의 동안에 신호(ERRout)가 고레벨 그대로 변화하지 않을 때 에는, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환한다.
상기 대기 기간은 스위칭 트랜지스터(M1)와 동기 정류용 트랜지스터(M2)가 모두 오프하여 차단 상태로 되는 기간이기 때문에, 인덕터(L1)에 축적된 여기 에너지는 0으로 되어 있다. 도 3으로부터 알 수 있듯이, 인덕터(L1)의 여기 에너지가 0으로 되면, 비연속 모드 검출 신호인 신호(CMPout)가 저레벨로부터 고레벨로 상승하기 때문에, VFM/PWM 제어 회로(2)는 신호(CMPout)가 고레벨로 상승하였을 때, 출력 오차를 나타내는 오차 증폭 회로(5)로부터의 신호(ERRout)가 저레벨이면, 1 스위치 주기로 공급한 에너지로 출력 전압(Vout)을 유지할 수 있다고 판단한다.
VFM/PWM 제어 회로(2)는 도 3의 A구간 및 B구간에 나타낸 바와 같이, 1 스위치 주기로 공급한 에너지로 출력 전압(Vout)을 유지할 수 있다고 판단하면, VFM 제어를 유지하고, 신호(ERRout)가 재차 고레벨로 된 시점에서 VFM 펄스 발생 회로(4)로부터 펄스 신호(CKO)가 출력되어 에너지 공급이 수행된다. 반대로, VFM/PWM 제어 회로(2)는 신호(CMPout)가 고레벨로 상승하였을 때, 신호(ERRout)가 고레벨인 경우에는, 1 스위치 주기로 공급한 에너지로는 출력 전압(Vout)을 유지할 수 없다고 판단한다. 이로부터, VFM/PWM 제어 회로(2)는 출력 전압(Vout)을 유지할 수 없다고 판단하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환한다.
또, VFM 펄스 발생 회로(4)는 상기한 바와 같이, 펄스 신호(CKO)의 펄스 폭이 정전류원(11)으로부터 공급되는 전류값, 콘덴서(C11)의 용량 및 기준 전압(Vs2)으로 설정되어 비연속 모드 검출 신호인 신호(CMPout)에 따라 펄스 신호(CKO)를 생성한다. 이 때문에, 1 스위치 주기로 공급하는 에너지량은 VFM 펄스 발생 회로(4) 에서 결정되는 펄스 신호(CKO)의 펄스 폭으로 정해지게 된다. VFM/PWM 제어 회로(2)는 1 스위치 주기로 공급하는 에너지가 부족한 것을 검출하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하기 때문에, 상기 제어 전환 시의 부하 전류는 펄스 신호(CKO)의 펄스 폭을 변경함으로써 임의의 전류값으로 설정할 수 있다.
이와 같이, 본 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터는 VFM 펄스 발생 회로(4)에서 생성되는 펄스 신호(CKO)의 펄스 폭이 정전류원(11)으로부터 공급되는 전류값, 콘덴서(C11)의 용량 및 기준 전압(Vs2)에 의해 설정되고, 인덕터(L1)의 여기 에너지가 0으로 된 것을 검출하기 위한 신호인 신호(CMPout)에 따라 펄스 신호(CKO)가 생성되도록 하여 1 스위치 주기로 공급하는 에너지량이 VFM 펄스 발생 회로(4)에서 결정되는 펄스 신호(CKO)의 펄스 폭으로 정해지게 되며, 1 스위치 주기로 공급하는 에너지가 부족한 것을 검출하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 제어를 전환하도록 하였다. 이로부터, 상기 제어 전환 시의 부하 전류를 펄스 신호(CKO)의 펄스 폭을 변경함으로써 임의의 전류값으로 설정할 수 있고, 출력 전류 검출용 저항을 사용하지 않고 부하 상태에 따라 VFM 제어에서 PWM 제어로 전환할 때의 부하 전류를 정확하게 설정할 수 있다.
또한, 상기 설명에서는 동기 정류 방식의 강압형 스위칭 레귤레이터를 예로 하여 설명하였지만, 이것은 일례이며, 본원 발명은 이것에 한정되는 것은 아니고, 비동기 방식의 스위칭 레귤레이터 및 승압형 스위칭 레귤레이터에도 적용할 수 있다.
또, 상기 설명에서는 펄스 신호(CKO)가 고레벨로 상승한 후 재차 고레벨로 상승할 때까지의 1 스위치 주기 동안에 신호(ERRout)가 고레벨 그대로 변화하지 않을 때에는, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하도록 하였지만, 복수개의 스위치 주기 동안에 신호(ERRout)가 고레벨 그대로 변화하지 않을 때에, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하도록 하여도 좋다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 스위칭 레귤레이터의 구성예를 나타낸 도면.
   도 2는 도 1의 VFM 펄스 발생 회로(4)의 회로예를 나타낸 도면.
   도 3은 도 1의 각 부의 파형예를 나타낸 타이밍 도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
 1  스위칭 레귤레이터
 2  VFM/PWM 제어 회로
 3, 19 콤퍼레이터
 4  VFM 펄스 발생 회로
 5  오차 증폭 회로
 6  제1 기준 전압 발생 회로
 11  정전류원
 12  인버터
 13~16  NOR 회로
 17  D 플립 플롭
 18  OR 회로
 20  제2 기준 전압 발생 회로
 M1  스위칭 트랜지스터
 M2  동기 정류용 트랜지스터
 M11  PMOS 트랜지스터
 M12 NMOS 트랜지스터
 L1  인덕터
 C1, C11 콘덴서
 R1, R2  저항

Claims (12)

  1. 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단자로부터 출력하는 스위칭 레귤레이터에 있어서,
    입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 스위칭 트랜지스터와,
    상기 스위칭 트랜지스터의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
    상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압과, 상기 인덕터의 여기 에너지가 0으로 된 것을 나타내는 미리 정해진 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과를 나타내는 2진 신호를 생성하여 출력하는 전압 비교 회로부와,
    상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압과 미리 정해진 기준 전압의 전압차를 검출하여 출력하는 출력 전압 검출 회로부와,
    상기 전압 비교 회로부의 출력 신호에 따라 VFM 제어 시에 상기 스위칭 트랜지스터를 온/오프 제어하기 위하여 사용되는 미리 정해진 펄스 폭의 펄스 신호를 생성하여 출력하는 펄스 발생 회로부와,
    상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압으로 되도록, 상기 스위칭 트랜지스터에 대하여, VFM 제어 또는 PWM 제어 중 어느 하나를 실행하는 제어 회로부
    를 구비하고,
    상기 제어 회로부는 VFM 제어 시에, 상기 펄스 발생 회로부로부터 펄스 신 호가 출력되고 있는 동안, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 변화하지 않는다고 판정하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어 회로부는 상기 펄스 발생 회로부로부터의 펄스 신호의 1 주기 동안, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 변화하지 않는다고 판정하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제어 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호의 신호 레벨이 변화하였을 때, 상기 출력 단자의 전압 변화의 검출을 실행하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  4. 제1항에 있어서, 
    상기 펄스 발생 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호에 따라 상기 펄스 신호를 생성하고, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호에 따라 상기 생성한 펄스 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 펄스 발생 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호로부터 상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압이 상기 미리 정해진 전압으로 된 것을 검출하면, 상기 펄스 신호를 생성하고, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 미리 정해진 값 이하인 것을 검출하면, 상기 생성한 펄스 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  6. 제4항에 있어서,
    상기 펄스 발생 회로부는 생성하는 펄스 신호의 펄스 폭을 설정할 수 있고, 상기 제어 회로부는 상기 펄스 폭의 설정에 따라 VFM 제어에서 PWM 제어로 전환할 때의 상기 출력 단자로부터의 출력 전류값을 설정할 수 있는 것을 특징으로 하는 스위칭 레귤레이터.
  7. 입력 단자에 입력된 입력 전압을 미리 정해진 정전압으로 변환하여 출력 단 자로부터 출력하는 스위칭 레귤레이터를 구비하는 반도체 장치에 있어서,
    상기 스위칭 레귤레이터는,
    입력된 제어 신호에 따라 스위칭을 실행하는 스위칭 트랜지스터와,
    상기 스위칭 트랜지스터의 스위칭에 의해 상기 입력 전압에 의한 충전을 수행하는 인덕터와,
    상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압과 상기 인덕터의 여기 에너지가 0으로 된 것을 나타내는 미리 정해진 전압의 전압 비교를 실행하고, 상기 비교 결과를 나타내는 2진 신호를 생성하여 출력하는 전압 비교 회로부와,
    상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압과 미리 정해진 기준 전압의 전압차를 검출하여 출력하는 출력 전압 검출 회로부와,
    상기 전압 비교 회로부의 출력 신호에 따라 VFM 제어 시에 상기 스위칭 트랜지스터를 온/오프 제어하기 위하여 사용되는 미리 정해진 펄스 폭의 펄스 신호를 생성하여 출력하는 펄스 발생 회로부와,
    상기 출력 단자로부터 출력되는 출력 전압이 상기 미리 정해진 정전압으로 되도록, 상기 스위칭 트랜지스터에 대하여 VFM 제어 또는 PWM 제어 중 어느 하나를 실행하는 제어 회로부
    를 구비하고,
    상기 제어 회로부는 VFM 제어 시에, 상기 펄스 발생 회로부로부터 펄스 신호가 출력되고 있는 동안, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 변화하지 않는다고 판정하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하 는 것을 특징으로 하는 반도체 장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제어 회로부는 상기 펄스 발생 회로부로부터의 펄스 신호의 1 주기 동안, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 변화하지 않는다고 판정하면, VFM 제어에서 PWM 제어로 전환하는 것을 특징으로 하는 반도체 장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제어 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호의 신호 레벨이 변화하였을 때, 상기 출력 단자의 전압 변화의 검출을 실행하는 것을 특징으로 하는 반도체 장치.
  10. 제7항에 있어서,
    상기 펄스 발생 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호에 따라 상기 펄스 신호를 생성하고, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호에 따라 상기 생성한 펄스 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 반도체 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 펄스 발생 회로부는 상기 전압 비교 회로부의 출력 신호로부터 상기 스위칭 트랜지스터와 상기 인덕터의 접속부 전압이 상기 미리 정해진 전압으로 된 것을 검출하면, 상기 펄스 신호를 생성하고, 상기 출력 전압 검출 회로부의 출력 신호로부터 상기 출력 단자의 전압이 미리 정해진 값 이하인 것을 검출하면, 상기 생성한 펄스 신호를 출력하는 것을 특징으로 하는 반도체 장치.
  12. 제10항에 있어서,
    상기 펄스 발생 회로부는 생성하는 펄스 신호의 펄스 폭을 설정할 수 있고, 상기 제어 회로부는 상기 펄스 폭의 설정에 따라 VFM 제어에서 PWM 제어로 전환할 때의 상기 출력 단자로부터의 출력 전류값을 설정할 수 있는 것을 특징으로 하는 반도체 장치.
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