JP2708856B2 - 自動車用充電発電機制御装置 - Google Patents
自動車用充電発電機制御装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、界磁電流をチヨツパ制御する方式の自動車
用充電発電機制御装置に係り、特に乗用自動車に好適な
充電発電機の出力電圧制御装置に関する。
用充電発電機制御装置に係り、特に乗用自動車に好適な
充電発電機の出力電圧制御装置に関する。
［従来の技術］ 近年、充電用発電機の電圧制御を、チヨツパによる界
磁電流のオン・オフデユーテイ制御により行なう方式の
自動車用充電発電機制御装置が広く採用されているが、
このような方式の制御装置では、従来から、例えば、特
開昭51−25715号、特開昭55−18839号、或いは特開昭57
−22338号の各公報などに開示のように、チヨツピング
周期を一定に保つた固定周波数方式が用いられている。
磁電流のオン・オフデユーテイ制御により行なう方式の
自動車用充電発電機制御装置が広く採用されているが、
このような方式の制御装置では、従来から、例えば、特
開昭51−25715号、特開昭55−18839号、或いは特開昭57
−22338号の各公報などに開示のように、チヨツピング
周期を一定に保つた固定周波数方式が用いられている。
［発明が解決しようとする課題］ 上記従来技術は充電発電機の電磁電流制御が固定周波
数方式であるため、界磁電流の脈動（リプル）がスイツ
チングのデユーテイによつて変化するので、発電機の出
力電圧の脈動が負荷に悪影響を与え、特にヘツドランプ
等がちらつき現象をおこして好ましくない。またこの問
題点の対策方法としてスイツチング周波数を高くするこ
とも考えられるが、スイツチング周波数を高くして発電
機の出力電圧の脈動（リプル）周波数を同期すると制御
が不安定になるうえ、周波数が高くなるとチヨツピング
による電波障害を起こしてラジオへの雑音を混入させ
る。
数方式であるため、界磁電流の脈動（リプル）がスイツ
チングのデユーテイによつて変化するので、発電機の出
力電圧の脈動が負荷に悪影響を与え、特にヘツドランプ
等がちらつき現象をおこして好ましくない。またこの問
題点の対策方法としてスイツチング周波数を高くするこ
とも考えられるが、スイツチング周波数を高くして発電
機の出力電圧の脈動（リプル）周波数を同期すると制御
が不安定になるうえ、周波数が高くなるとチヨツピング
による電波障害を起こしてラジオへの雑音を混入させ
る。
さらに、制御回路の構成を具体的に検討する場合に
は、例えば、PWM発生部等のコンデンサの容量が問題と
なる。すなわち、回路のIC化を図る場合にはコンデンサ
容量が大きいとIC化が困難になる等の問題があつた。
は、例えば、PWM発生部等のコンデンサの容量が問題と
なる。すなわち、回路のIC化を図る場合にはコンデンサ
容量が大きいとIC化が困難になる等の問題があつた。
本発明の目的は充電発電機の界磁電流の脈動（リプ
ル）をデユーティにかかわりなく小さくして、発電機の
出力電圧の脈動による負荷のヘツドランプ等のちらつき
現象や高周波スイツチングによる電波雑音障害等も防止
するとともに、制御回路のIC化に当つては、PWM制御回
路等に用いているコンデンサの小容量化が図れ、ワンチ
ツプIC化を容易にする自動車用充電発電機の制御装置を
提供するにある。
ル）をデユーティにかかわりなく小さくして、発電機の
出力電圧の脈動による負荷のヘツドランプ等のちらつき
現象や高周波スイツチングによる電波雑音障害等も防止
するとともに、制御回路のIC化に当つては、PWM制御回
路等に用いているコンデンサの小容量化が図れ、ワンチ
ツプIC化を容易にする自動車用充電発電機の制御装置を
提供するにある。
［課題を解決するための手段］ 上記目的は、充電発電機の界磁電流制御を可変周波数
方式とし、界磁制御用チヨツパの周波数可変形PWM制御
（パルス幅制御）手段により、チヨツパの周波数をデユ
ーテイに対応して制御し、好ましくはチヨツパの周波数
ｆをデユーテイαの２次関数α（１−α）に制御するこ
とにより達成される。
方式とし、界磁制御用チヨツパの周波数可変形PWM制御
（パルス幅制御）手段により、チヨツパの周波数をデユ
ーテイに対応して制御し、好ましくはチヨツパの周波数
ｆをデユーテイαの２次関数α（１−α）に制御するこ
とにより達成される。
また、PWM制御手段の回路においては、出力電圧を入
力へ帰還させてPWM波形を発生させる場合に、出力電圧
を分圧して入力へ帰還することで、PWM発生回路のコン
デンサ容易値及び抵抗値の小容量化ができる。上記手段
により、自動車用充電発電機の制御装置の制御回路のIC
化が容易に達成される。
力へ帰還させてPWM波形を発生させる場合に、出力電圧
を分圧して入力へ帰還することで、PWM発生回路のコン
デンサ容易値及び抵抗値の小容量化ができる。上記手段
により、自動車用充電発電機の制御装置の制御回路のIC
化が容易に達成される。
［作用］ 上記自動車用充電発電機の制御装置は、発電機の界磁
制御用チヨツパの周波数可変形PWM制御により、チヨツ
パの周波数をデユーテイに対応して可変にしているの
で、該チヨツパの周波数をデユーテイαの２次関数α
（１−α）に比例して可変にすることにより、発電機の
界磁電流の脈動（リプル）あるいは脈動率をデユーテイ
に無関係に一定して界磁平均電流の変動を抑制すること
ができ、これにより発電機の出力電圧の変動を少なくし
て負荷のヘツドランプのちらつきなどが起こることもな
い。
制御用チヨツパの周波数可変形PWM制御により、チヨツ
パの周波数をデユーテイに対応して可変にしているの
で、該チヨツパの周波数をデユーテイαの２次関数α
（１−α）に比例して可変にすることにより、発電機の
界磁電流の脈動（リプル）あるいは脈動率をデユーテイ
に無関係に一定して界磁平均電流の変動を抑制すること
ができ、これにより発電機の出力電圧の変動を少なくし
て負荷のヘツドランプのちらつきなどが起こることもな
い。
また、制御装置のPWM発生回路等に用いるコンデンサ
容量が小容量となるので、回路のIC化に際して、コンデ
ンサのICチツプ面積を大きく必要とせず、コンデンサの
IC内蔵化が可能である。
容量が小容量となるので、回路のIC化に際して、コンデ
ンサのICチツプ面積を大きく必要とせず、コンデンサの
IC内蔵化が可能である。
［実施例］ 以下、本発明による自動車用充電発電機制御装置につ
いて、図示の実施例により詳細に説明する。
いて、図示の実施例により詳細に説明する。
まず、第11図は本発明による自動車用充電発電機制御
装置の一実施例の適用対象である自動車用充電発電機の
全体構成図で、この第11図において、１は発電機、２は
電機子巻線、３は界磁巻線、４は全波整流器、５は制御
装置、６はキースイツチ、７はバツテリ、８はヘツドラ
ンプ等の負荷である。
装置の一実施例の適用対象である自動車用充電発電機の
全体構成図で、この第11図において、１は発電機、２は
電機子巻線、３は界磁巻線、４は全波整流器、５は制御
装置、６はキースイツチ、７はバツテリ、８はヘツドラ
ンプ等の負荷である。
発電機１は３相の電機子巻線２と、界磁巻線３と、電
機子巻線の交流出力を直流に交換する３相全波整流器４
とを有し、エンジン（図示しない）により駆動される。
発電機１の出力電圧は制御装置５で界磁巻線３に流れる
電流を制御することにより制御され、バツテリ７を充電
したり、負荷８へ電力供給したりする。制御装置５はエ
ンジンのキースイツチ６をONすることにより作動する。
機子巻線の交流出力を直流に交換する３相全波整流器４
とを有し、エンジン（図示しない）により駆動される。
発電機１の出力電圧は制御装置５で界磁巻線３に流れる
電流を制御することにより制御され、バツテリ７を充電
したり、負荷８へ電力供給したりする。制御装置５はエ
ンジンのキースイツチ６をONすることにより作動する。
第１図は本発明による自動車用充電発電機制御装置の
一実施例を示す全体構成図で、本発明を第11図の制御装
置５に適用した場合の構成例を示し、各図面を通じて同
一符号は相当部分を示すものであり、この第１図におい
て、51は電圧制御装置、52は周波数可変形PWM制御装
置、53は界磁巻線３に流れる電流をスイツチング制御す
るパワートランジスタやFET等のスイツチング素子から
なるチヨツパ、54は電圧制御装置51とPWM制御装置52へ
電源電圧VCCを供給する定電圧電源装置で、これらの装
置51〜54により制御装置５を構成する。なお、その他の
構成は第11図と同様である。
一実施例を示す全体構成図で、本発明を第11図の制御装
置５に適用した場合の構成例を示し、各図面を通じて同
一符号は相当部分を示すものであり、この第１図におい
て、51は電圧制御装置、52は周波数可変形PWM制御装
置、53は界磁巻線３に流れる電流をスイツチング制御す
るパワートランジスタやFET等のスイツチング素子から
なるチヨツパ、54は電圧制御装置51とPWM制御装置52へ
電源電圧VCCを供給する定電圧電源装置で、これらの装
置51〜54により制御装置５を構成する。なお、その他の
構成は第11図と同様である。
電圧制御装置51において、R1,R2は分圧抵抗で、定電
圧電源装置54の電源電圧VCCを分圧してバツテリ７の充
電電圧（発電機１の出力電圧）の設定値VBCを出力す
る。R3,R4は入力分圧抵抗で、バツテリ電圧VBをフィー
ドバツクする。A1は演算増幅器で、入力抵抗R4〜R6を有
し、フィードバツク部に抵抗R7とコンデンサC1で比例積
分回路を構成する。
圧電源装置54の電源電圧VCCを分圧してバツテリ７の充
電電圧（発電機１の出力電圧）の設定値VBCを出力す
る。R3,R4は入力分圧抵抗で、バツテリ電圧VBをフィー
ドバツクする。A1は演算増幅器で、入力抵抗R4〜R6を有
し、フィードバツク部に抵抗R7とコンデンサC1で比例積
分回路を構成する。
PWM制御装置52において、A2は演算増幅器で、入力抵
抗R8と帰還コンデンサC2で積分器を構成し、入力電圧E
02に対して積分動作を行うとともに、入力抵抗R9とR10
で入力電圧E1を分圧した電圧と他方の入力電圧E02との
加減算を行う。後段のA3も演算増幅器で、入力抵抗R11
を介して制御増幅器（積分器）A2の出力EIを正端子へ入
力するとともに、出力E0を帰還抵抗R12を介して同様に
正端子へフイードバツクすることにより、ヒステリシス
をもつたコンパレータを構成する。そして、このコンパ
レータの動作レベルは、電源電圧VCCを分圧抵抗R13,R1
で分圧してから入力抵抗R15を介して負端子へ与えられ
る電圧によつて定まる。このような回路構成の積分器と
コンパレータの組合せで、コンパレータの出力E0を、分
圧・抵抗R16とR17で分圧した電圧E02を積分器の入力へ
フイードバツクすると、方形波を出力する自励発振器と
して動作する（動作の詳細は後述）。
抗R8と帰還コンデンサC2で積分器を構成し、入力電圧E
02に対して積分動作を行うとともに、入力抵抗R9とR10
で入力電圧E1を分圧した電圧と他方の入力電圧E02との
加減算を行う。後段のA3も演算増幅器で、入力抵抗R11
を介して制御増幅器（積分器）A2の出力EIを正端子へ入
力するとともに、出力E0を帰還抵抗R12を介して同様に
正端子へフイードバツクすることにより、ヒステリシス
をもつたコンパレータを構成する。そして、このコンパ
レータの動作レベルは、電源電圧VCCを分圧抵抗R13,R1
で分圧してから入力抵抗R15を介して負端子へ与えられ
る電圧によつて定まる。このような回路構成の積分器と
コンパレータの組合せで、コンパレータの出力E0を、分
圧・抵抗R16とR17で分圧した電圧E02を積分器の入力へ
フイードバツクすると、方形波を出力する自励発振器と
して動作する（動作の詳細は後述）。
チヨツパ53は、スイツチング用のパワートランジスタ
T1とドライバトランジスタT2、それにフライホイールダ
イオードD1等で構成され、界磁巻線３に流れる電流をス
イツチング制御する。なお、このチヨツパ用素子として
は、他にもFET等のスイツチング素子があるが、いずれ
の手段を用いてもよい。
T1とドライバトランジスタT2、それにフライホイールダ
イオードD1等で構成され、界磁巻線３に流れる電流をス
イツチング制御する。なお、このチヨツパ用素子として
は、他にもFET等のスイツチング素子があるが、いずれ
の手段を用いてもよい。
上記構成において、電圧制御回路51は、実際のバツテ
リ電圧（発電機出力電圧）VBがバツテリ充電電圧設定値
（発電機出力電圧設定値）VBCと一致するようにフイー
ドバツク制御を行い、電圧設定値（電圧指令値）VBCと
バツテリ電圧VBの偏差電圧E1を出力して、周波数可変形
PWM制御装置52へ与える。
リ電圧（発電機出力電圧）VBがバツテリ充電電圧設定値
（発電機出力電圧設定値）VBCと一致するようにフイー
ドバツク制御を行い、電圧設定値（電圧指令値）VBCと
バツテリ電圧VBの偏差電圧E1を出力して、周波数可変形
PWM制御装置52へ与える。
PWM制御装置52は、この偏差電圧E1に応じてON・OFFの
PWM制御（パルス幅制御）パルスの出力E0を発生させる
ことにより、チヨツパ53を介して第２図に示すように発
電機１の界磁巻線３に断続するパルス電圧vfを印加す
る。
PWM制御（パルス幅制御）パルスの出力E0を発生させる
ことにより、チヨツパ53を介して第２図に示すように発
電機１の界磁巻線３に断続するパルス電圧vfを印加す
る。
第２図はチヨツパ53のパルス電圧vfと界磁電流ifの関
係を示す動作説明図で、バツテリ電圧VBと等しい振幅の
パルス電圧vfによつて、界磁巻線３には界磁電流ifの脈
動電流が流れることを示している。
係を示す動作説明図で、バツテリ電圧VBと等しい振幅の
パルス電圧vfによつて、界磁巻線３には界磁電流ifの脈
動電流が流れることを示している。
この場合に、チヨツパ53によるパルス電圧vfのON期間
t1とOFF期間t2の関係、すなわちON期間と周期（t1＋
t2）の関係を示すデユーテイ（比）α＝t1/（t1＋t2）
を変えることによつて界磁電流if（平均電流If）を増減
させることができる。
t1とOFF期間t2の関係、すなわちON期間と周期（t1＋
t2）の関係を示すデユーテイ（比）α＝t1/（t1＋t2）
を変えることによつて界磁電流if（平均電流If）を増減
させることができる。
そこで、いま界磁電流ifの脈動電流の最大値をifma
x、最小値をifmin、平均値（平均電流）をIfとすると、
界磁電流ifの脈動（リプル）Δifおよび脈動率μ１＝Δ
if/Ifは次式で表わされる。
x、最小値をifmin、平均値（平均電流）をIfとすると、
界磁電流ifの脈動（リプル）Δifおよび脈動率μ１＝Δ
if/Ifは次式で表わされる。
Δif＝ifmax−ifmin ……（１） μ１＝Δif/If＝（ifmax−ifmin）/If …（２） また、第１図の回路での界磁電流if（平均電流If）の
脈動（リプル）Δifおよび脈動率μ１＝Δif/Ifは回路
定数から一般に次式のように表わすことができる。
脈動（リプル）Δifおよび脈動率μ１＝Δif/Ifは回路
定数から一般に次式のように表わすことができる。
Δif＝VB・α（１−α）/L・ｆ ……（３） μ１＝VB・α（１−α）/L・If・ｆ… （４） ここに、バツテリ電圧VB、磁界パルス電圧デユーテイ
α、界磁巻線インダクタンスＬ、界磁パルス周波数ｆ、
界磁平均電流Ifである。
α、界磁巻線インダクタンスＬ、界磁パルス周波数ｆ、
界磁平均電流Ifである。
いま、パルス周波数（チヨツピング周波）ｆを固定し
たとすると、（３）式から、脈動（リプル）Δifは第３
図に一点鎖線で示す特性となる。第３図はチヨツパ53の
デユーテイαと界磁電流ifの脈動（リプル）Δifの関係
を示す動作特性図で、上記の固定周波数ｆの場合には脈
動Δifがデユーテイαにより変化し、α＝０およびα＝
１でΔif＝0,α＝0.5でΔif＝最大となる２次関数特性
になることを示す。
たとすると、（３）式から、脈動（リプル）Δifは第３
図に一点鎖線で示す特性となる。第３図はチヨツパ53の
デユーテイαと界磁電流ifの脈動（リプル）Δifの関係
を示す動作特性図で、上記の固定周波数ｆの場合には脈
動Δifがデユーテイαにより変化し、α＝０およびα＝
１でΔif＝0,α＝0.5でΔif＝最大となる２次関数特性
になることを示す。
そこで、可変パルス周波数（可変チヨツピング周波
数）ｆとデユーテイαの関係を次式の２次関数で与え
る。
数）ｆとデユーテイαの関係を次式の２次関数で与え
る。
ｆ＝K1・α（１−α） ……（６） ここにK1は定数である。
この（６）式から、可変周波数ｆは第４図に実線で示
す特性となることが判る。第４図は第１図の周波数可変
チヨツパ53のデユーテイαと周波数ｆの関係を示す動作
特性図である。
す特性となることが判る。第４図は第１図の周波数可変
チヨツパ53のデユーテイαと周波数ｆの関係を示す動作
特性図である。
この場合の可変周波数ｆはα＝０およびα＝１でｆ＝
0,α＝0.5でｆ＝最大となる２次関数の特性を示す。
0,α＝0.5でｆ＝最大となる２次関数の特性を示す。
したがって、この場合の脈動Δifは（３），（６）式
から次式となる。
から次式となる。
Δif＝VB/L・K1 ……（７） （７）式から明らかなように、上記の可変周波数ｆの
場合の脈動（リプル）Δifは、第３図に実線で示すよう
に、αに無関係に一定となる。なお可変周波数ｆをデユ
ーテイαの（６）式による２次関数とするほか、近似的
に、αの台形形状関数または３角形状関数等とすること
もできる。
場合の脈動（リプル）Δifは、第３図に実線で示すよう
に、αに無関係に一定となる。なお可変周波数ｆをデユ
ーテイαの（６）式による２次関数とするほか、近似的
に、αの台形形状関数または３角形状関数等とすること
もできる。
このように、チヨツパ53の周波数可変形PWM制御を
（６）式の２次関数によつて行えば、界磁巻線３の界磁
電流ifの脈動（リプル）Δif、または脈動率μ１をデユ
ーテイαに無関係に一定にできることがわかる。
（６）式の２次関数によつて行えば、界磁巻線３の界磁
電流ifの脈動（リプル）Δif、または脈動率μ１をデユ
ーテイαに無関係に一定にできることがわかる。
つぎに、チヨツパ53の周波数とデユーテイを関連づけ
て同時に制御する周波数可変形PWM制御装置52の動作の
詳細を、上記（６）式による場合について、第５図によ
り説明する。
て同時に制御する周波数可変形PWM制御装置52の動作の
詳細を、上記（６）式による場合について、第５図によ
り説明する。
第５図は、第１図の周波数可変形PWM制御装置52の基
本回路図であり、積分器とコンパレータで構成されてお
り、この実施例によれば、積分器の積分時定数を決定す
るコンデンサ容量及び抵抗値を小さくできる特徴を有し
ている。すなわち、抵抗値、コンデンサ容量値が小さい
ことはICのチツプ面積を小さくできるので、コンデンサ
等を外付けすることなくICに内蔵できるので、非常に有
利である。
本回路図であり、積分器とコンパレータで構成されてお
り、この実施例によれば、積分器の積分時定数を決定す
るコンデンサ容量及び抵抗値を小さくできる特徴を有し
ている。すなわち、抵抗値、コンデンサ容量値が小さい
ことはICのチツプ面積を小さくできるので、コンデンサ
等を外付けすることなくICに内蔵できるので、非常に有
利である。
第５図において、52aは積分器、52bはヒステリシスを
もつコンバータで、積分器52aの出力EIをコンパレータ5
2bに入力する。また、52cは分圧回路で、コンパレータ5
2bの出力E0を1/n0に分圧した電圧E02を発生し、この電
圧E02と制御入力電圧（アナログ量）E1との差を積分器5
2aへ入力して自励発振させる構成とする。
もつコンバータで、積分器52aの出力EIをコンパレータ5
2bに入力する。また、52cは分圧回路で、コンパレータ5
2bの出力E0を1/n0に分圧した電圧E02を発生し、この電
圧E02と制御入力電圧（アナログ量）E1との差を積分器5
2aへ入力して自励発振させる構成とする。
すなわち、PWM出力電圧E0を にしたもの、具体的には、第１図のPWM制御装置52にお
いて、 にしたものを、演算増幅器A2で構成される積分器へ入力
抵抗R9を介して入力する。その結果、積分コンデンサC2
への充電電流が1/n0と小さくなり、充電時間が長くな
る。したがつて、同一充電時間を得るには、E0を1/n0に
した方が、E0をそのままフイードバツクするものに較べ
て、コンデンサ容量を1/n0に小さくできる。その原理を
次に示す。
いて、 にしたものを、演算増幅器A2で構成される積分器へ入力
抵抗R9を介して入力する。その結果、積分コンデンサC2
への充電電流が1/n0と小さくなり、充電時間が長くな
る。したがつて、同一充電時間を得るには、E0を1/n0に
した方が、E0をそのままフイードバツクするものに較べ
て、コンデンサ容量を1/n0に小さくできる。その原理を
次に示す。
第６図に示す動作波形で、積分器出力EIは（８）式の
関係で表わされる。
関係で表わされる。
（８）式より、第６図に示した電圧EIが最大値Eaから
最小値Ebまで低下する時間をt1とすると、この時間t
1は、（８）式を用いて次式で与えられる。
最小値Ebまで低下する時間をt1とすると、この時間t
1は、（８）式を用いて次式で与えられる。
また、反対に、電圧EIが最小値Ebから最大値Eaに達す
る時間tzは、 となる。
る時間tzは、 となる。
（９），（10）式より、PWMの通流率αと周波数ｆは
次式によつて与えられる。
次式によつて与えられる。
（12）式に（11）を代入してE1を消去すると（13）式
を得る。
を得る。
すなわち、（11），（13）式より、通流率αは入力電
圧E1に比例し、周波数ｆはαが0.5で最大周波数を示す
２次関数の関係となることが分かる。その場合の周波数
ｆはPWMの出力電圧E0と積分器入力電圧E02との比、すな
わち、 で決定され、したがつて、積分器のコンデンサC2によら
ず、n0を大きくすることにより周波数ｆを低くできるこ
とを表わしている。
圧E1に比例し、周波数ｆはαが0.5で最大周波数を示す
２次関数の関係となることが分かる。その場合の周波数
ｆはPWMの出力電圧E0と積分器入力電圧E02との比、すな
わち、 で決定され、したがつて、積分器のコンデンサC2によら
ず、n0を大きくすることにより周波数ｆを低くできるこ
とを表わしている。
上記、コンデンサ小容量型PWM制御特性の一例を第７
図に示す。この図は、横軸にPWMの出力E0を1/n0した
値、すなわち、積分電圧E02を、縦横に（13）式に示し
たPWM周波数ｆの最大周波数（α＝0.5における周波数）
fmaxをとり、抵抗R8は一定に、積分コンデンサC2の容量
値をパラメータにした場合の特性を示す。
図に示す。この図は、横軸にPWMの出力E0を1/n0した
値、すなわち、積分電圧E02を、縦横に（13）式に示し
たPWM周波数ｆの最大周波数（α＝0.5における周波数）
fmaxをとり、抵抗R8は一定に、積分コンデンサC2の容量
値をパラメータにした場合の特性を示す。
この第７図から分かるように、例えば、PWM最大周波
数をfmxの値に設定する場合には、同一周波数でも、積
分電圧E02を小さくすることにより、積分コンデンサC2
の容量値を小さくできることが分かる。
数をfmxの値に設定する場合には、同一周波数でも、積
分電圧E02を小さくすることにより、積分コンデンサC2
の容量値を小さくできることが分かる。
以上、説明したコンデンサ小容量形周波数可変式PWM
制御を行うことにより、上記した発電機１の界磁電流if
の振動（リツプル）Δifをデユーテイによらず一定に制
御できる。
制御を行うことにより、上記した発電機１の界磁電流if
の振動（リツプル）Δifをデユーテイによらず一定に制
御できる。
第８図は、第１図の周波数可変形PWM制御装置52の他
の一実施例を示す回路である。なお、この第８図の実施
例も、基本的には第５図の実施例と同様に、積分器とコ
ンパレータを主要部として構成されており、異なるとこ
ろは、第８図において、コンパレータ52dの分圧回路が
積分器52aの出力側に入れてあり、積分器出力EIを1/n0
にすることである。
の一実施例を示す回路である。なお、この第８図の実施
例も、基本的には第５図の実施例と同様に、積分器とコ
ンパレータを主要部として構成されており、異なるとこ
ろは、第８図において、コンパレータ52dの分圧回路が
積分器52aの出力側に入れてあり、積分器出力EIを1/n0
にすることである。
そして、コンパレータ52bの入力EI2はE1/n0であり、
出力E0は分圧せず、そのまま積分器52aにフイードバツ
クされる。
出力E0は分圧せず、そのまま積分器52aにフイードバツ
クされる。
この第８図の実施例の回路動作波形を第９図に示す。
この第９図の動作波形からも分かるように、積分器出
力EIの信号をコンパレータ52bの動作レベルEa,Ebで動作
させれば積分時間が長くすることができ、第５図の実施
例と同様にコンデンサ小容量形PWM制御装置を提供する
ことができる。
力EIの信号をコンパレータ52bの動作レベルEa,Ebで動作
させれば積分時間が長くすることができ、第５図の実施
例と同様にコンデンサ小容量形PWM制御装置を提供する
ことができる。
第10図は、第１図の実施例における負荷変動時の過度
動作説明図で、この第10図において、負荷８が変化した
場合の各部動作波形を、動作時間ｔを拡大して示し、負
荷８が時刻t0に急増すると、バツテリ電圧VBが急源する
ので、電圧制御装置51が動作して偏差電圧E1を出力し、
これを制御入力電圧E1として、周波数可変形PWM制御装
置52より可変周波PWM制御パルスE0を発生させ、チヨツ
パ通流率α（E0）と周波数ｆ（E0）で動作するチヨツパ
53を制御して発電機１の界磁電流ifを増加させ、バツテ
リ電圧VBが設定値VBCとなるように制御する。このと
き、チヨツパ通流率α（E0）がαａからαｂに増加する
と同時に、周波数ｆ（E0）もfaからfbへ変化し、これに
伴つて、界磁電流ifの平均値IfがレベルIfaからIfbへ増
加するが、周波数ｆ（E0）が（６），（13）式により可
変されるため、脈動（リプル）Δifは一定にされ変化し
ない。したがつて、図示していないが、界磁電流ifの脈
動Δifの影響によるバツテリ電圧VBの変動は現われな
い。
動作説明図で、この第10図において、負荷８が変化した
場合の各部動作波形を、動作時間ｔを拡大して示し、負
荷８が時刻t0に急増すると、バツテリ電圧VBが急源する
ので、電圧制御装置51が動作して偏差電圧E1を出力し、
これを制御入力電圧E1として、周波数可変形PWM制御装
置52より可変周波PWM制御パルスE0を発生させ、チヨツ
パ通流率α（E0）と周波数ｆ（E0）で動作するチヨツパ
53を制御して発電機１の界磁電流ifを増加させ、バツテ
リ電圧VBが設定値VBCとなるように制御する。このと
き、チヨツパ通流率α（E0）がαａからαｂに増加する
と同時に、周波数ｆ（E0）もfaからfbへ変化し、これに
伴つて、界磁電流ifの平均値IfがレベルIfaからIfbへ増
加するが、周波数ｆ（E0）が（６），（13）式により可
変されるため、脈動（リプル）Δifは一定にされ変化し
ない。したがつて、図示していないが、界磁電流ifの脈
動Δifの影響によるバツテリ電圧VBの変動は現われな
い。
なお、上記実施例において、周波数可変形PWM制御装
置52の可変周波数ｆをデユーテイαの（６），（13）式
による２次関数とするほか、近似的にデユーテイαの台
形波関数または３角波関数としてもよい。
置52の可変周波数ｆをデユーテイαの（６），（13）式
による２次関数とするほか、近似的にデユーテイαの台
形波関数または３角波関数としてもよい。
また、本発明による周波数可変形PWM制御装置52の可
変周波数ｆはデユーテイαに対応するが、その対応関係
が上記関数関係に限定されるものではない。
変周波数ｆはデユーテイαに対応するが、その対応関係
が上記関数関係に限定されるものではない。
［発明の効果］ 本発明によれば、自動車用等充電発電機の界磁電流
を、周波数可変形PWM制御により、デユーテイに対応し
た可変周波数で制御しているので、デユーテイと周波数
の対応関数により、界磁電流の脈動（リプル）あるいは
脈動率をデユーテイに無関係に一定にすることなどが可
能となり、充電発電機の出力電圧の安定化などが計れる
ため、負荷のヘツドランプ等のちらつきを防止したり、
スイツチングによる電波障害を低減できるうえ、さらに
スイツチング周波数を高くする必要がなくなるため、充
電発電機の高速回転時の制御を安定化できるなどの効果
がある。
を、周波数可変形PWM制御により、デユーテイに対応し
た可変周波数で制御しているので、デユーテイと周波数
の対応関数により、界磁電流の脈動（リプル）あるいは
脈動率をデユーテイに無関係に一定にすることなどが可
能となり、充電発電機の出力電圧の安定化などが計れる
ため、負荷のヘツドランプ等のちらつきを防止したり、
スイツチングによる電波障害を低減できるうえ、さらに
スイツチング周波数を高くする必要がなくなるため、充
電発電機の高速回転時の制御を安定化できるなどの効果
がある。
さらに、本発明によれば、充電発電機用制御装置にお
ける周波数可変形PWM制御回路のIC化に際して、PWM発生
回路のコンデンサ容量値、及び抵抗値の小容量化が図
れ、IC化が容易にできる等の効果もある。
ける周波数可変形PWM制御回路のIC化に際して、PWM発生
回路のコンデンサ容量値、及び抵抗値の小容量化が図
れ、IC化が容易にできる等の効果もある。
第１図は本発明による自動車用充電発電機の制御装置の
一実施例を示す全体構成図、第２図は第１図のチヨツパ
の動作説明図、第３図は同じくチヨツパの動作特性図、
第４図は同じくチヨツパの周波数動作特性図、第５図は
第１図の周波数可変形PWM制御装置の基本回路図、第６
図は第５図の動作波形図、第７図は第５図の動作特性
図、第８図は第１図の周波数可変形PWM制御装置の他の
実施例の回路図、第９図は第８図の動作波形図、第10図
は第１図の過渡動作説明図、第11図は本発明を適用する
自動車充電発電機の全体構成図である。 １……発電機、２……電機子巻線、３……界磁巻線、４
……全波整流器、５……制御装置、51……電圧制御装
置、52……周波数可変形PWM制御装置、53……チヨツ
パ、54……定電圧電源装置、７……バツテリ、８……負
荷、52a……積分器、52b……コンパレータ、52c,52d…
…分圧回路。
一実施例を示す全体構成図、第２図は第１図のチヨツパ
の動作説明図、第３図は同じくチヨツパの動作特性図、
第４図は同じくチヨツパの周波数動作特性図、第５図は
第１図の周波数可変形PWM制御装置の基本回路図、第６
図は第５図の動作波形図、第７図は第５図の動作特性
図、第８図は第１図の周波数可変形PWM制御装置の他の
実施例の回路図、第９図は第８図の動作波形図、第10図
は第１図の過渡動作説明図、第11図は本発明を適用する
自動車充電発電機の全体構成図である。 １……発電機、２……電機子巻線、３……界磁巻線、４
……全波整流器、５……制御装置、51……電圧制御装
置、52……周波数可変形PWM制御装置、53……チヨツ
パ、54……定電圧電源装置、７……バツテリ、８……負
荷、52a……積分器、52b……コンパレータ、52c,52d…
…分圧回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 増野 敬一 茨城県勝田市大字高場2520番地 株式会 社日立製作所佐和工場内 (56)参考文献 特公 平６−81430（ＪＰ，Ｂ２)
Claims (2)
- 【請求項１】発電機の出力電圧と指令値電圧との偏差電
圧を入力とする積分器と、この積分器の出力と所定の基
準電圧とを入力する電圧比較器と、この電圧比較器の出
力を上記積分器にフィードバックする帰還回路とからな
るチョッパ信号発生手段を備え、このチョッパ信号発生
手段の出力で制御されるチョッパを用い、該チョッパの
オン・オフデューティ比とチョッパ周波数の双方の併用
による界磁電流の通流率制御により、上記発電機の出力
電圧を制御する方式の自動車用充電発電機制御装置にお
いて、 上記帰還回路が、上記電圧比較器の出力を所定の分割比
で分圧して上記積分器にフィードバックするように構成
されていることを特徴とする自動車用充電発電機制御装
置。 - 【請求項２】発電機の出力電圧と指令値電圧との偏差電
圧を入力とする積分器と、この積分器の出力と所定の基
準電圧とを入力とする電圧比較器と、この電圧比較器の
出力を上記積分器にフィードバックする帰還回路とから
なるチョッパ信号発生手段を備え、このチョッパ信号発
生手段の出力で制御されるチョッパを用い、該チョッパ
のオン・オフデューティ比とチョッパ周波数の双方の併
用による界磁電流の通流率制御により、上記発電機の出
力電圧を制御する方式の自動車用充電発電機制御装置に
おいて、 上記積分器の出力が、所定の分割比で分圧されてから上
記電圧比較器に入力されるように構成したことを特徴と
する自動車用充電発電機制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1060854A JP2708856B2 (ja) | 1989-03-15 | 1989-03-15 | 自動車用充電発電機制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1060854A JP2708856B2 (ja) | 1989-03-15 | 1989-03-15 | 自動車用充電発電機制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02241399A JPH02241399A (ja) | 1990-09-26 |
| JP2708856B2 true JP2708856B2 (ja) | 1998-02-04 |
Family
ID=13154386
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1060854A Expired - Lifetime JP2708856B2 (ja) | 1989-03-15 | 1989-03-15 | 自動車用充電発電機制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2708856B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04261344A (ja) * | 1991-02-13 | 1992-09-17 | Hitachi Ltd | Ｐｗｍ制御発振器 |
| JPH08284719A (ja) * | 1995-04-11 | 1996-10-29 | Hitachi Ltd | 車両用発電機の制御システム |
| EP0706172A1 (en) * | 1994-10-04 | 1996-04-10 | Hughes Aircraft Company | Low bit rate speech encoder and decoder |
| JP6711305B2 (ja) * | 2017-03-23 | 2020-06-17 | 株式会社デンソー | 回転電機制御装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0681430A (ja) * | 1992-08-31 | 1994-03-22 | Tonen Corp | 屋根一体型太陽電池 |
-
1989
- 1989-03-15 JP JP1060854A patent/JP2708856B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02241399A (ja) | 1990-09-26 |
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