JP2560282B2 - 直流モ−タ用駆動装置 - Google Patents
直流モ−タ用駆動装置Info
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- JP2560282B2 JP2560282B2 JP61019914A JP1991486A JP2560282B2 JP 2560282 B2 JP2560282 B2 JP 2560282B2 JP 61019914 A JP61019914 A JP 61019914A JP 1991486 A JP1991486 A JP 1991486A JP 2560282 B2 JP2560282 B2 JP 2560282B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
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- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries
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- Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、直流モータ用駆動装置に係り、とくにチョ
ッパ制御方式を採用した直流モータ用駆動装置に関す
る。
ッパ制御方式を採用した直流モータ用駆動装置に関す
る。
直流モータ用駆動装置にあっては、従来より、チョッ
パ制御方式によるものが多く用いられている。
パ制御方式によるものが多く用いられている。
この一例を電動車の場合について第５図ないし第７図
に示す。
に示す。
第５図において、２は電動車の駆動源としての直流モ
ータを示し、４は車載用のバッテリを示し、６は直流モ
ータ２とバッテリ４との間に装備されたモータ駆動部６
を示す。
ータを示し、４は車載用のバッテリを示し、６は直流モ
ータ２とバッテリ４との間に装備されたモータ駆動部６
を示す。
前記モータ駆動部６は、オペレータの速度制御操作に
基づいてパルス幅変調が施された速度信号を発生させる
速度信号形成手段８を備えている。そして、この速度信
号形成手段８の出力側は、NPN形トランジスタ10及びPNP
形トランジスタ12が図示の如く接続された第１のスイッ
チング手段14に至っており、詳しくは前段のトランジス
タ10のベースに至る。また、後段のトランジスタ12のコ
レクタは第２のスイッチ手段16の要部を構成するNPN形
トランジスタ18のベースに至る。そして、このトランジ
スタ18のコレクタは前記バッテリ４に至るとともに、エ
ミッタは前記直流モータ２を介してアースに至り、これ
によりエミッタフォロアー回路が構成されている。ここ
で、直流モータ２には、転流用のダイオード20が併設さ
れている。
基づいてパルス幅変調が施された速度信号を発生させる
速度信号形成手段８を備えている。そして、この速度信
号形成手段８の出力側は、NPN形トランジスタ10及びPNP
形トランジスタ12が図示の如く接続された第１のスイッ
チング手段14に至っており、詳しくは前段のトランジス
タ10のベースに至る。また、後段のトランジスタ12のコ
レクタは第２のスイッチ手段16の要部を構成するNPN形
トランジスタ18のベースに至る。そして、このトランジ
スタ18のコレクタは前記バッテリ４に至るとともに、エ
ミッタは前記直流モータ２を介してアースに至り、これ
によりエミッタフォロアー回路が構成されている。ここ
で、直流モータ２には、転流用のダイオード20が併設さ
れている。
また、前記モータ駆動部６において、第１のスイッチ
ング手段14のトランジスタ12のエミッタには、後述する
ように一定レベルに制御された駆動電圧Vd（即ち，エミ
ッタ電圧；ここでは、例えば27.1〔Ｖ〕が印加されてい
る。このため、速度信号形成手段８から出力される速度
信号パルスの所定の「ハイ」、「ロー」レベルに伴っ
て、第１のスイッチング手段14が断続（チョッパ）制御
され、更に、これに付勢されて第２のスイッチング手段
16が断続制御される。すなわち、最終段のトランジスタ
18がオンの間のみバッテリ４から直流モータ２に通電さ
れ、これによって当該直流モータ２の回転速度に対する
所定のチョッパ制御が行われるようになっている。
ング手段14のトランジスタ12のエミッタには、後述する
ように一定レベルに制御された駆動電圧Vd（即ち，エミ
ッタ電圧；ここでは、例えば27.1〔Ｖ〕が印加されてい
る。このため、速度信号形成手段８から出力される速度
信号パルスの所定の「ハイ」、「ロー」レベルに伴っ
て、第１のスイッチング手段14が断続（チョッパ）制御
され、更に、これに付勢されて第２のスイッチング手段
16が断続制御される。すなわち、最終段のトランジスタ
18がオンの間のみバッテリ４から直流モータ２に通電さ
れ、これによって当該直流モータ２の回転速度に対する
所定のチョッパ制御が行われるようになっている。
次に、上述したモータ駆動部６に対する駆動電圧Vdを
形成する方式について説明する。
形成する方式について説明する。
まず、前記バッテリ４のプラス端子は、コイルおよび
コンデンサからなるノイズフイルタ22を介して、安定化
されたVcc電源（ここでは、例えば15〔Ｖ〕）を形成す
る安定化電源部24に至る。この安定化電源部24は、三端
子レギュレータ26等を主要部として構成されている。こ
のため、ノイズフイルタ22によって前記モータ駆動部６
の断続動作に伴うスパイク電圧の影響が極力排除され、
また、三端子レギュレータ26は所定の動作に基づいて形
成したVcc電源を次段のレギュレータ部28に出力するよ
うに成っている。
コンデンサからなるノイズフイルタ22を介して、安定化
されたVcc電源（ここでは、例えば15〔Ｖ〕）を形成す
る安定化電源部24に至る。この安定化電源部24は、三端
子レギュレータ26等を主要部として構成されている。こ
のため、ノイズフイルタ22によって前記モータ駆動部６
の断続動作に伴うスパイク電圧の影響が極力排除され、
また、三端子レギュレータ26は所定の動作に基づいて形
成したVcc電源を次段のレギュレータ部28に出力するよ
うに成っている。
上記レギュレータ部28は、前記Vcc電源を受けて動作
するとともに、バッテリ４の端子電圧（以下、単に「バ
ッテリ電圧」という）VBをスイッチング制御方式により
前記駆動電圧Vdに変換し、これを前記モータ駆動部６に
出力するためのものである。また、当該レギュレータ部
28に対して、その出力電流を制限する過電流制御指令部
30が作用するように成っている。これらのレギュレータ
部28及び過電流制御指令部30の構成は、第６図に具体的
に示されている。
するとともに、バッテリ４の端子電圧（以下、単に「バ
ッテリ電圧」という）VBをスイッチング制御方式により
前記駆動電圧Vdに変換し、これを前記モータ駆動部６に
出力するためのものである。また、当該レギュレータ部
28に対して、その出力電流を制限する過電流制御指令部
30が作用するように成っている。これらのレギュレータ
部28及び過電流制御指令部30の構成は、第６図に具体的
に示されている。
この内、前記レギュレータ部28は、スイッチング制御
等を担う主制御手段28Aと、この主制御手段28Aに付勢さ
れオン・オフのスイッチング駆動を行うオン・オフ駆動
手段28Bと、このオン・オフ駆動手段28Bの出力電圧に付
勢されバッテリ電圧VBを昇圧せしめ駆動電圧Vdを形成す
る昇圧手段28Cとから構成されている。
等を担う主制御手段28Aと、この主制御手段28Aに付勢さ
れオン・オフのスイッチング駆動を行うオン・オフ駆動
手段28Bと、このオン・オフ駆動手段28Bの出力電圧に付
勢されバッテリ電圧VBを昇圧せしめ駆動電圧Vdを形成す
る昇圧手段28Cとから構成されている。
これを更に詳述すると、前記主制御手段28Aは、PWM
（パルス幅変調）方式に必要な基準電圧発生器32,発振
器34,誤差増幅器36,PWM比較器38,オア回路40,ノア回路4
1,トランジスタ42等によって図示の如く構成されてい
る。この内、基準電圧発生器32には、図示のように前記
Vcc電源が印加され、また当該基準電圧発生器32からは
動作用の基準電圧Vref（ここでは、例えば５〔Ｖ〕）が
出力され使用されるように成っている。また、前記誤差
増幅器36の反転入力端には上記基準電圧Vrefを抵抗43A,
43Bで分割した電圧が加えられるとともに、非反転入力
端には、前記昇圧手段28Cからフィードバックされた出
力の一部が抵抗44A,44Bの分割によって取り出され印加
されているため、当該誤差増幅器36は、この両方の電圧
の差に基づいて所定の出力を行う。従って、主制御手段
28Aでは誤差増幅器36の出力に基づいて所定のパルス幅
変調等の所定動作が行われ、後段のオン・オフ駆動手段
28Bの動作タイミングが決定される。
（パルス幅変調）方式に必要な基準電圧発生器32,発振
器34,誤差増幅器36,PWM比較器38,オア回路40,ノア回路4
1,トランジスタ42等によって図示の如く構成されてい
る。この内、基準電圧発生器32には、図示のように前記
Vcc電源が印加され、また当該基準電圧発生器32からは
動作用の基準電圧Vref（ここでは、例えば５〔Ｖ〕）が
出力され使用されるように成っている。また、前記誤差
増幅器36の反転入力端には上記基準電圧Vrefを抵抗43A,
43Bで分割した電圧が加えられるとともに、非反転入力
端には、前記昇圧手段28Cからフィードバックされた出
力の一部が抵抗44A,44Bの分割によって取り出され印加
されているため、当該誤差増幅器36は、この両方の電圧
の差に基づいて所定の出力を行う。従って、主制御手段
28Aでは誤差増幅器36の出力に基づいて所定のパルス幅
変調等の所定動作が行われ、後段のオン・オフ駆動手段
28Bの動作タイミングが決定される。
上記主制御手段28Aの出力は、前記オン・オフ駆動手
段28Bの要部としてのスイッチング用トランジスタ45の
ベースに印加されるようになっている。また、このトラ
ンジスタ45のエミッタには前記Vcc電源が供給されてい
るため、当該トランジスタ45は主制御手段28Aの出力に
付勢されてオン・オフ動作し、コレクタからは増幅され
た出力電圧が取り出され、次段の昇圧手段28Cに出力さ
れる。この昇圧手段28Cは、駆動用のMOS形の電界効果ト
ランジスタ46,チョークコイル48,コンデンサ50,抵抗51
等を主要部として図示の如く構成されており、電界効果
トランジスタ46のオン・オフ駆動に伴ってバッテリ電圧
VBが昇圧・平滑されて出力される。ここでの昇圧された
出力電圧（即ち、およそ駆動電圧Vd）は27.1〔Ｖ〕に設
定されており、バッテリ４の満充電後の端子電圧VB＝2
5.4〔Ｖ〕に対しては、1.7〔Ｖ〕昇圧せしめた値となっ
ている。この27.1〔Ｖ〕の値は、レギュレータ部28の制
御作用によってバッテリ電圧VBが変わっても常に一定に
保持される。
段28Bの要部としてのスイッチング用トランジスタ45の
ベースに印加されるようになっている。また、このトラ
ンジスタ45のエミッタには前記Vcc電源が供給されてい
るため、当該トランジスタ45は主制御手段28Aの出力に
付勢されてオン・オフ動作し、コレクタからは増幅され
た出力電圧が取り出され、次段の昇圧手段28Cに出力さ
れる。この昇圧手段28Cは、駆動用のMOS形の電界効果ト
ランジスタ46,チョークコイル48,コンデンサ50,抵抗51
等を主要部として図示の如く構成されており、電界効果
トランジスタ46のオン・オフ駆動に伴ってバッテリ電圧
VBが昇圧・平滑されて出力される。ここでの昇圧された
出力電圧（即ち、およそ駆動電圧Vd）は27.1〔Ｖ〕に設
定されており、バッテリ４の満充電後の端子電圧VB＝2
5.4〔Ｖ〕に対しては、1.7〔Ｖ〕昇圧せしめた値となっ
ている。この27.1〔Ｖ〕の値は、レギュレータ部28の制
御作用によってバッテリ電圧VBが変わっても常に一定に
保持される。
一方、前記制御手段28Aには、前記過電流制御指令部3
0が作用する。この過電流制御指令部30は、前記基準電
圧Vrefから抵抗52,54の分割等により形成された基準電
圧V1と後述する入力電圧V2の大きさを比較しつつ必要に
応じて誤差増幅するための誤差増幅器56を要部として構
成されている。このため、入力電圧V2の値いかんによっ
て、誤差増幅器56の出力端から増幅された信号が出力さ
れ、この信号が前記主制御手段28AのPWM比較器38の比較
端子で出力される。従って、入力電圧V2の方が基準電圧
V1より大きい場合には、過電流制御指令部30が主制御手
段28Aに作用することになり、主制御手段28Aでは定電圧
制御から定電流制御に移行され、出力電流が制限される
ように成っている。
0が作用する。この過電流制御指令部30は、前記基準電
圧Vrefから抵抗52,54の分割等により形成された基準電
圧V1と後述する入力電圧V2の大きさを比較しつつ必要に
応じて誤差増幅するための誤差増幅器56を要部として構
成されている。このため、入力電圧V2の値いかんによっ
て、誤差増幅器56の出力端から増幅された信号が出力さ
れ、この信号が前記主制御手段28AのPWM比較器38の比較
端子で出力される。従って、入力電圧V2の方が基準電圧
V1より大きい場合には、過電流制御指令部30が主制御手
段28Aに作用することになり、主制御手段28Aでは定電圧
制御から定電流制御に移行され、出力電流が制限される
ように成っている。
ここで、前記主制御手段28Aと過電流制御指令部30と
に対する一点鎖線Ａで示す部分が、実際には、集積回路
（IC）によって形成されている。また、主制御手段28A
中において、57はデットタイムコントロール回路であ
る。
に対する一点鎖線Ａで示す部分が、実際には、集積回路
（IC）によって形成されている。また、主制御手段28A
中において、57はデットタイムコントロール回路であ
る。
ところで、前記レギュレータ部28の昇圧手段28Cから
の出力は、第１図に示すように、電流検出用のシャント
抵抗58を介して前記モータ駆動部６に至り、第１のスイ
ッチング手段14のトランジスタ12のエミッタに駆動電圧
Vd（エミッタ電圧）として印加されるようになってい
る。これにより、前述したように、直流モータ２に対す
る所定のチョッパ制御が行われる。
の出力は、第１図に示すように、電流検出用のシャント
抵抗58を介して前記モータ駆動部６に至り、第１のスイ
ッチング手段14のトランジスタ12のエミッタに駆動電圧
Vd（エミッタ電圧）として印加されるようになってい
る。これにより、前述したように、直流モータ２に対す
る所定のチョッパ制御が行われる。
また、前記シャント抵抗58の両端の電位差は、演算増
幅器59等によって第７図の如く構成された差動増幅器60
により検出される。この第７図において、Vcc′はVccよ
り３〔Ｖ〕高い別電源を示す。
幅器59等によって第７図の如く構成された差動増幅器60
により検出される。この第７図において、Vcc′はVccよ
り３〔Ｖ〕高い別電源を示す。
本従来例では、当該シャント抵抗58と差動増幅器60に
よって出力電流検出部62が構成されている。
よって出力電流検出部62が構成されている。
上記出力電流検出部62の出力側は、CR積分回路から成
る遅延制御部64を介して前記過電流制御指令部30の誤差
増幅器56の非反転入力端に至る（第5,6図参照）。この
ため、前記レギュレータ部28からの出力電流の値に対応
したパルス状の電圧が前記差動増幅器60から取り出さ
れ、遅延制御部64によって所定時間遅延された後、前記
入力電圧V2として前記誤差増幅器56に与えられ、前述し
た如く主制御手段28Aにおける過電流制御が行われる。
ここでは、上記遅延制御部64が装備されているために、
過電流制御指令部30に対するリプル等による誤動作が排
除され、安定動作が行われるようになっている。
る遅延制御部64を介して前記過電流制御指令部30の誤差
増幅器56の非反転入力端に至る（第5,6図参照）。この
ため、前記レギュレータ部28からの出力電流の値に対応
したパルス状の電圧が前記差動増幅器60から取り出さ
れ、遅延制御部64によって所定時間遅延された後、前記
入力電圧V2として前記誤差増幅器56に与えられ、前述し
た如く主制御手段28Aにおける過電流制御が行われる。
ここでは、上記遅延制御部64が装備されているために、
過電流制御指令部30に対するリプル等による誤動作が排
除され、安定動作が行われるようになっている。
本従来例においては、バッテリ電圧VBは放電とともに
低下し、これによって前記モータ２に加えられる駆動電
圧も低下することになるが、前記レギュレータ部28から
モータ駆動部６に出力される駆動電圧Vdは所定値（ここ
では27.1〔Ｖ〕）に制御されて第１のスイッチング手段
14のトランジスタ12のエミッタに加えられている。従っ
て、この状態においてチョッパ動作が行われれば、その
導通時には前記トランジスタ12がオーバドライブとな
り、第２のスイッチング手段16のトランジスタ18に必要
以上のベース電流が流れるという事態が発生する。この
状態が発生した場合には、前記出力電流検出部62及び過
電流制御指令部30等の作用によって、レギュレータ部28
の制御がそれまでの定電圧制御から定電流制御へと直ち
に移行され、出力電流が一定値に制限されるようになっ
ている。
低下し、これによって前記モータ２に加えられる駆動電
圧も低下することになるが、前記レギュレータ部28から
モータ駆動部６に出力される駆動電圧Vdは所定値（ここ
では27.1〔Ｖ〕）に制御されて第１のスイッチング手段
14のトランジスタ12のエミッタに加えられている。従っ
て、この状態においてチョッパ動作が行われれば、その
導通時には前記トランジスタ12がオーバドライブとな
り、第２のスイッチング手段16のトランジスタ18に必要
以上のベース電流が流れるという事態が発生する。この
状態が発生した場合には、前記出力電流検出部62及び過
電流制御指令部30等の作用によって、レギュレータ部28
の制御がそれまでの定電圧制御から定電流制御へと直ち
に移行され、出力電流が一定値に制限されるようになっ
ている。
しかしながら、前述した従来例において、バッテリ電
圧VBが低下しオーバドライブになった状態では、直流モ
ータ２の低速回路に対して、前記出力電流検出部62から
の方形波電圧のオン・オフ導通比（デューティ比）が低
く、この電圧が前記遅延制御部64によって積分作用を受
けると、その波形は例えば第８図中の点線V2に示す如く
平滑化されて、必要なレベル電圧値（V1）が得られない
ことになり、これがためオン・オフ導通比の低い低速領
域では過電流制御指令部30が動作せず、従ってレギュレ
ータ部28の電流制御が効かないことから、オーバドライ
ブが依然として存置されるという不都合があった。
圧VBが低下しオーバドライブになった状態では、直流モ
ータ２の低速回路に対して、前記出力電流検出部62から
の方形波電圧のオン・オフ導通比（デューティ比）が低
く、この電圧が前記遅延制御部64によって積分作用を受
けると、その波形は例えば第８図中の点線V2に示す如く
平滑化されて、必要なレベル電圧値（V1）が得られない
ことになり、これがためオン・オフ導通比の低い低速領
域では過電流制御指令部30が動作せず、従ってレギュレ
ータ部28の電流制御が効かないことから、オーバドライ
ブが依然として存置されるという不都合があった。
一方、上述の不都合が招来された場合には、前記モー
タ駆動部６のトランジスタ12に過大な駆動電流が流れ、
該トランジスタ12の負担が大きくなることから、例えば
熱的に破壊されないよう充分に大きな放熱板を装備した
り、また、場合によっては、より上位の定格を有する素
子を使用せさるを得ないこととなり、モータ駆動部６が
必要以上に大形化したり生産コストが上昇するという不
都合が生じていた。
タ駆動部６のトランジスタ12に過大な駆動電流が流れ、
該トランジスタ12の負担が大きくなることから、例えば
熱的に破壊されないよう充分に大きな放熱板を装備した
り、また、場合によっては、より上位の定格を有する素
子を使用せさるを得ないこととなり、モータ駆動部６が
必要以上に大形化したり生産コストが上昇するという不
都合が生じていた。
本発明は、かかる従来例を有する不都合を改善し、と
くにバッテリの端子電圧が変化した場合でもモータ駆動
部のオーバドライブを確実に防止することのできる直流
モータ用駆動装置を提供することを、その目的とする。
くにバッテリの端子電圧が変化した場合でもモータ駆動
部のオーバドライブを確実に防止することのできる直流
モータ用駆動装置を提供することを、その目的とする。
そこで、本発明では、駆動源としてのバッテリと、こ
のバッテリからの出力を出力制御用基準電圧に対応する
一定レベルの出力電圧に変換するレギュレータ部とを備
え、このレギュレータ部からの出力電圧を駆動電圧とし
且つ所定の速度信号に基づくチョッパ動作を行う第１の
スイッチング手段と、この第１スイッチング手段のチョ
ッパ動作に付勢され且つ前記バッテリの端子電圧を駆動
電圧として直流モータをチョッパ制御する第２のスイッ
チング手段とを有するモータ駆動部を装備するととも
に、前記バッテリの端子電圧が低下すると前記レギュレ
ータ部から出力される駆動電圧も低下するように前記レ
ギュレータ部の出力制御用基準電圧を調整せしめる出力
制御用基準電圧調整手段を具備するとし、これによって
前記目的を達成しようとするものである。
のバッテリからの出力を出力制御用基準電圧に対応する
一定レベルの出力電圧に変換するレギュレータ部とを備
え、このレギュレータ部からの出力電圧を駆動電圧とし
且つ所定の速度信号に基づくチョッパ動作を行う第１の
スイッチング手段と、この第１スイッチング手段のチョ
ッパ動作に付勢され且つ前記バッテリの端子電圧を駆動
電圧として直流モータをチョッパ制御する第２のスイッ
チング手段とを有するモータ駆動部を装備するととも
に、前記バッテリの端子電圧が低下すると前記レギュレ
ータ部から出力される駆動電圧も低下するように前記レ
ギュレータ部の出力制御用基準電圧を調整せしめる出力
制御用基準電圧調整手段を具備するとし、これによって
前記目的を達成しようとするものである。
バッテリからの電源供給により、レギュレータ部は、
レギュレータ部の出力電圧を出力制御用基準電圧に対応
する一定レベルの出力電圧に変換してモータ駆動部の第
１のスイッチング手段に駆動電圧として加える。このモ
ータ駆動部では、バッテリから駆動電圧を受けた第２の
スイッチング手段が、第１のスイッチング手段の速度信
号に基づくチョッパ動作に付勢されて同じくチョッパ動
作をし、これによってバッテリか直流モータへの通電が
断続される。
レギュレータ部の出力電圧を出力制御用基準電圧に対応
する一定レベルの出力電圧に変換してモータ駆動部の第
１のスイッチング手段に駆動電圧として加える。このモ
ータ駆動部では、バッテリから駆動電圧を受けた第２の
スイッチング手段が、第１のスイッチング手段の速度信
号に基づくチョッパ動作に付勢されて同じくチョッパ動
作をし、これによってバッテリか直流モータへの通電が
断続される。
一方、バッテリの端子電圧が放電等により低下した場
合には、レギュレータ部から出力される駆動電圧も低下
するように、出力制御用基準電圧調整手段が前記レギュ
レータ部の出力制御用基準電圧値を調整する。このた
め、バッテリの端子電圧が放電等により変化した場合で
あっても、レギュレータ部からの出力電圧がバッテリの
端子電圧に比例して自動的に変化することになる。従っ
て、この比例関係を適宜設定しておくことにより、モー
タ回転数とは無関係にモータ駆動部のオーバドライブが
排除される。
合には、レギュレータ部から出力される駆動電圧も低下
するように、出力制御用基準電圧調整手段が前記レギュ
レータ部の出力制御用基準電圧値を調整する。このた
め、バッテリの端子電圧が放電等により変化した場合で
あっても、レギュレータ部からの出力電圧がバッテリの
端子電圧に比例して自動的に変化することになる。従っ
て、この比例関係を適宜設定しておくことにより、モー
タ回転数とは無関係にモータ駆動部のオーバドライブが
排除される。
以下、本発明の一実施例を第１図ないし第４図に基づ
いて説明する。ここで、前述した従来例と同一の構成要
素に対しては、同一の符号を用いる。
いて説明する。ここで、前述した従来例と同一の構成要
素に対しては、同一の符号を用いる。
先ず、第１図において、70は出力制御用基準電圧調整
手段としての関数発生器を示す。この関数発生器70の入
力端はノイズフイルタ22の出力側に至り、出力端はレギ
ュレータ部28に至る構成になっている。すなわち、当該
関数発生器70の出力端は、レギュレータ部28の主制御手
段28Aにおける分割抵抗43A,43Bを介してアースに至ると
ともに、これらの抵抗43A,43Bの中点は従来例と同様に
誤差増幅器36の反転入力端に至るように構成されてい
る。
手段としての関数発生器を示す。この関数発生器70の入
力端はノイズフイルタ22の出力側に至り、出力端はレギ
ュレータ部28に至る構成になっている。すなわち、当該
関数発生器70の出力端は、レギュレータ部28の主制御手
段28Aにおける分割抵抗43A,43Bを介してアースに至ると
ともに、これらの抵抗43A,43Bの中点は従来例と同様に
誤差増幅器36の反転入力端に至るように構成されてい
る。
前記関数発生器70は、具体的には、第３図に示すよ
うに演算増幅器72を要部として構成されている。そし
て、この関数発生器70は、その出力電圧を主制御手段28
Aの出力制御用基準電圧Vref′とし、入力電圧をバッテ
リ電圧VBとすると、例えば、 Vref′＝0.111（VB−12）＋1.294 によって定義される一次比例関数（第３図参照）を保
有するよう各回路定数が定められている。
うに演算増幅器72を要部として構成されている。そし
て、この関数発生器70は、その出力電圧を主制御手段28
Aの出力制御用基準電圧Vref′とし、入力電圧をバッテ
リ電圧VBとすると、例えば、 Vref′＝0.111（VB−12）＋1.294 によって定義される一次比例関数（第３図参照）を保
有するよう各回路定数が定められている。
その他の構成は、前述した従来例と同一に成ってい
る。
る。
このため、バッテリ電圧VBが放電等によって低下する
と、これに比例して所定値だけ出力制御用基準電圧
Vref′が低下する。このため、主制御手段28A内では、
誤差増幅器36の反転入力端に加えられる基準電圧が低下
し、この低下した基準電圧に基づいて前記従来例と同様
に新たなPWM制御が所定タイミングで繰り返される。従
って、レギュレータ部28の出力電圧Vdは、バッテリ電圧
VBに比例し一定幅をもって低下するとともに、当該バッ
テリ４が充電された場合にはそれに比例して上昇するこ
ととなる（第４図参照）。すなわち、このように駆動電
圧Vdを調整することによって、従来例にみられたような
モータ駆動部６でのオーバドライブが、直流モータ２の
回転速度に無関係に防止される。
と、これに比例して所定値だけ出力制御用基準電圧
Vref′が低下する。このため、主制御手段28A内では、
誤差増幅器36の反転入力端に加えられる基準電圧が低下
し、この低下した基準電圧に基づいて前記従来例と同様
に新たなPWM制御が所定タイミングで繰り返される。従
って、レギュレータ部28の出力電圧Vdは、バッテリ電圧
VBに比例し一定幅をもって低下するとともに、当該バッ
テリ４が充電された場合にはそれに比例して上昇するこ
ととなる（第４図参照）。すなわち、このように駆動電
圧Vdを調整することによって、従来例にみられたような
モータ駆動部６でのオーバドライブが、直流モータ２の
回転速度に無関係に防止される。
その他の回路動作は、前述した従来例と同様になって
いる。
いる。
このように、本実施例では、バッテリ４の端子電圧が
変化してオーバドライブになることが略完全に排除され
ているため、モータ駆動部６のトランジスタ素子12等に
対する負担が軽減される。従って、従来例のような部品
の大形化，生産コストの上昇を排除することができる。
更に、モータ駆動部の設計の自由度も上がり、また高効
率ドライブが可能となる。
変化してオーバドライブになることが略完全に排除され
ているため、モータ駆動部６のトランジスタ素子12等に
対する負担が軽減される。従って、従来例のような部品
の大形化，生産コストの上昇を排除することができる。
更に、モータ駆動部の設計の自由度も上がり、また高効
率ドライブが可能となる。
本発明は、以上のように構成されるので、これによる
と、バッテリの端子電圧が変化した場合でも、直流モー
タの回転とは無関係にモータ駆動部のオーバドライブを
確実に防止し回路動作を安定させることができ、またオ
ーバドライブに伴って生じるスイッチング手段に対する
不要な熱的負担を排除することができることから、従来
例に比較して装置の小形化，生産コストの低減等を図る
ことできるという優れた直流モータ用駆動装置を提供す
ることができる。
と、バッテリの端子電圧が変化した場合でも、直流モー
タの回転とは無関係にモータ駆動部のオーバドライブを
確実に防止し回路動作を安定させることができ、またオ
ーバドライブに伴って生じるスイッチング手段に対する
不要な熱的負担を排除することができることから、従来
例に比較して装置の小形化，生産コストの低減等を図る
ことできるという優れた直流モータ用駆動装置を提供す
ることができる。
第１図は本発明の一実施例を示す全体構成図、第２図は
第１図中のレギュレータ部と過電流制御指令部との詳細
を示す回路図、第３図は第１図中の出力制御用基準電
圧調整手段の詳細を示す回路図、第３図は同図の出
力制御用基準電圧調整手段の入力電圧対出力電圧の関係
例を示すグラフ図、第４図はバッテリの端子電圧とモー
タ駆動部の駆動電圧との関係例を示すグラフ図、第５図
は従来例を示す全体構成図、第６図は第５図のレギュレ
ータ部と過電流制御指令部との詳細を示す回路図、第７
図は第５図中の差動増幅器の詳細を示す回路図、第８図
は第５図中の遅延制御部の遅延作用に伴う波形例を示す
説明図である。 ２……直流モータ、４……バッテリ、６……モータ駆動
部、14……第１のスイッチング手段、16……第２のスイ
ッチング手段、28……レギュレータ部、70……出力制御
用基準電圧調整手段。
第１図中のレギュレータ部と過電流制御指令部との詳細
を示す回路図、第３図は第１図中の出力制御用基準電
圧調整手段の詳細を示す回路図、第３図は同図の出
力制御用基準電圧調整手段の入力電圧対出力電圧の関係
例を示すグラフ図、第４図はバッテリの端子電圧とモー
タ駆動部の駆動電圧との関係例を示すグラフ図、第５図
は従来例を示す全体構成図、第６図は第５図のレギュレ
ータ部と過電流制御指令部との詳細を示す回路図、第７
図は第５図中の差動増幅器の詳細を示す回路図、第８図
は第５図中の遅延制御部の遅延作用に伴う波形例を示す
説明図である。 ２……直流モータ、４……バッテリ、６……モータ駆動
部、14……第１のスイッチング手段、16……第２のスイ
ッチング手段、28……レギュレータ部、70……出力制御
用基準電圧調整手段。
Claims (1)
- 【請求項１】駆動源としてのバッテリと、このバッテリ
からの出力を出力制御用基準電圧に対応する一定レベル
の出力電圧に変換するレギュレータ部とを備え、 このレギュレータ部からの出力電圧を駆動電圧とし且つ
所定の速度信号に基づくチョッパ動作を行う第１のスイ
ッチング手段と、この第１のスイッチング手段のチョッ
パ動作に付勢され且つ前記バッテリの端子電圧を駆動電
圧として直流モータをチョッパ制御する第２のスイッチ
ング手段とを有するモータ駆動部を装備するとともに、 前記バッテリの端子電圧が低下すると前記レギュレータ
部から出力される駆動電圧も低下するように前記レギュ
レータ部の出力制御用基準電圧を調整せしめる出力制御
用基準電圧調整手段とを具備したことを特徴とする直流
モータ用駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61019914A JP2560282B2 (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 直流モ−タ用駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61019914A JP2560282B2 (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 直流モ−タ用駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62178194A JPS62178194A (ja) | 1987-08-05 |
| JP2560282B2 true JP2560282B2 (ja) | 1996-12-04 |
Family
ID=12012480
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61019914A Expired - Fee Related JP2560282B2 (ja) | 1986-01-31 | 1986-01-31 | 直流モ−タ用駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2560282B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2158782B1 (es) | 1998-05-12 | 2002-03-01 | Mannesmann Sachs Ag | Sistema y procedimiento de mando para un motor electrico excitado permanentemente con al menos una fase. |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5475526A (en) * | 1977-11-30 | 1979-06-16 | Hitachi Ltd | Base current control device of power transistor |
-
1986
- 1986-01-31 JP JP61019914A patent/JP2560282B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62178194A (ja) | 1987-08-05 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |