JP2004289946A - モーター駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】駆動特性とフィードバック制御回路の安定性の双方の条件を満足させることが容易なモーター駆動回路を提供すること。
【解決手段】モーター駆動回路は、スイッチング素子、ダイオード、インダクタンス素子、ＰＷＭ制御回路および出力端と接地間に接続された第１のコンデンサを含むチョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電圧に基づき所望の極性でモーターのコイルを駆動するブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチング回路と接地間に接続された電流検出用の抵抗器と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路出力端と前記抵抗器の接地されていない端子との間に接続された第２のコンデンサとを備える。第１のコンデンサと第２のコンデンサの値を適切に選択することにより、定電流駆動特性とフィードバック制御回路の安定性の双方の条件を満足させることができる。
【選択図】 図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はモーター駆動回路に関し、特にステッピングモーター等のコイルの駆動に好適なモーター駆動回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般に、ステッピングモーターのコイルを駆動する場合には、チョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータをＰＷＭ制御することにより直流電圧を断続した電圧パルスを供給する方法が用いられていた。この場合、モーターの回転速度が上がるとモーターの電流が減少するため動作の高速化が困難であり、高速化のためには消費電力やモーターの発熱の問題があった。また、電圧パルスに起因するノイズ放射の問題もあった。これを解決するため、従来は、リニア方式の定電流駆動回路が採用されていた。定電流駆動回路の採用により、動作の高速化とモータ自身の発熱の低減化がなされた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記したような従来の定電流駆動回路においては、動作の高速化は達成されたが、駆動回路における損失が大きく、消費電力が大きいという問題があった。また、駆動回路における損失が小さいチョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータをＰＷＭ制御する方法で定電流駆動を行うためには、電流値フィードバック回路の安定性を維持することが非常に困難であるという問題点があった。
【０００４】
本発明の目的は、前記のような従来技術の問題点を解決し、駆動特性とフィードバック制御回路の安定性の双方の条件を満足させることが容易なモーター駆動回路を提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明のモーター駆動回路は、スイッチング素子、ダイオード、インダクタンス素子、ＰＷＭ制御回路および出力端と接地間に接続された第１のコンデンサを含むチョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流に基づき所望の極性でモーターのコイルを駆動するブリッジ型のスイッチング回路と、前記スイッチング回路と接地間に接続された電流検出用の抵抗器と、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路出力端と前記抵抗器の接地されていない端子との間に接続された第２のコンデンサとを備えたことを特徴とする。
【０００６】
本発明のモーター駆動回路によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力端に接続された第１のコンデンサと共に、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路出力端と電流検出用抵抗器の接地されていない端子との間に接続された第２のコンデンサとを備えており、この第２のコンデンサからモーターのコイルに流れる放電電流は電流検出用抵抗器を通らずに流れる。そこで、第１のコンデンサと第２のコンデンサの値を適切に選択することにより、定電流駆動特性とフィードバック制御回路の安定性の双方の条件を満足させることができる。
【０００７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を詳細に説明する。図１は、本発明のモーター駆動回路を採用した装置の構成を示すブロック図である。この装置は、例えばレーザー装置などの光学装置であってもよく、ＰＣ１０の制御に基づき、各光学部品の位置調整機構に連結された複数のステッピングモーター３０を所望の角度だけ回転させることによって光学部品の位置調整を自動的に行うシステムであってもよい。
【０００８】
ＰＣ１０とモーター駆動装置２０とは周知のＵＳＢインターフェイス回路２１およびＵＳＢケーブル１１によって接続されている。駆動パルス発生回路２２および駆動電流出力回路２３は各ステッピングモーター３０毎に設けられている。ステッピングモーター３０は駆動コイルを２個備えた２極のモーターである。
【０００９】
図２は、本発明の駆動パルス発生回路２２の構成を示すブロック図である。マイクロコンピュータ４０はＵＳＢインターフェイス回路２１からステッピングモーター制御信号を受信し、公知の方法によって、後述するスイッチング回路のＦＥＴを駆動する信号を生成する。
【００１０】
また、Ｄ／Ａ変換器４１を介してステッピングモーターのコイルに流す電流値と対応する電流制御電圧を出力する。この電流制御電圧は公知のＰＷＭスイッチング制御回路４２に入力される。この電流制御電圧はソフトにより設定され、常時出力されている。また、Ｄ／Ａ変換器４１は、たとえば１ビットのものであってもよく、１ビットの場合は１つ のスイッチと抵抗で実現可能であり、また、用途によっては電圧値固定としてＤ／Ａ変換器４１を省略してもよい。Ｄ／Ａ変換器４１およびＰＷＭスイッチング制御回路４２はモーターの２つのコイルと対応して２組ある。
【００１１】
ＰＷＭスイッチング制御回路４２においては、オペアンプ４３によって電流検出抵抗器によって検出された電圧と上記電流制御電圧との差（誤差）値を出力し、コンパレータ４４によって差値と三角波との比較を行うことによってＰＷＭパルスを生成する。三角波の周波数は一般に、概ね１０ｋＨｚから５００ｋＨｚの間であり、たとえば５０ｋＨｚであってもよい。なお、このようなＰＷＭスイッチング制御回路ＩＣとして（株）日立製作所（登録商標）のＨＡ１７４５１ＡＰを使用可能である。
【００１２】
図３は、本発明の駆動電流出力回路２３の構成を示す回路図である。スイッチング素子であるＦＥＴ５０のドレインは例えばリセッタブルヒューズなどの保護回路５１を介して＋７ボルトの電源に接続されており、ソースはフリーホイールダイオード５２およびコイル５３の一端に接続されている。
【００１３】
コイル５３の他端は２つのコンデンサ５４、５６、オーバーシュート吸収用ダイオード５５およびスイッチング回路の２個のＦＥＴ５７、５９に接続されている。コンデンサ５４の他端は接地されており、コンデンサ５６の他端は、スイッチング回路の２個のＦＥＴ５８、６０と電流検出用抵抗器６４の接続点に接続されており、更に、ＰＷＭスイッチング制御回路４２のオペアンプ４３にも接続されている。電流検出用抵抗器６４の他端は接地されている。
【００１４】
スイッチング回路の４つのＦＥＴはそれぞれＦＥＴドライバＩＣ６１を介してマイクロコンピュータ４０のデジタル出力端子に接続されており、マイクロコンピュータ４０によってオン／オフ制御される。ＦＥＴ５７、６０あるいはＦＥＴ５８、５９はそれぞれ同時にオン／オフ制御され、ステッピングモーター３０のコイル６３に所望の方向の電流を流すことが出来る。ノイズフィルタ６２は高周波ノイズを減衰させるためのものである。
【００１５】
図４は、本発明の駆動電流出力回路の要部の波形を示す波形図である。（ｃ）はマイクロコンピュータ４０のデジタル出力端子から出力される駆動信号波形であり、ＦＥＴ駆動波形（１）が”１”のときに例えばＦＥＴ５７および６０がオンとなる。また、ＦＥＴ駆動波形（２）が”１”のときに例えばＦＥＴ５８および５９がオンとなる。
【００１６】
（ａ）はコイル５３とコンデンサ５４、５６の接続点Ａの電圧波形である。（ｃ）の駆動波形が双方とも”０”の場合には、（ａ）の電圧はほぼ電源電圧である＋７ボルトまで上昇している。そこで、どちらかの駆動波形が”１”になると、スイッチング回路のＦＥＴ、ノイズフィルタ６２を介してステッピングモーター３０のコイル６３に電流が流れる。
【００１７】
コンデンサ５４の放電電流はコイル６３から電流検出用抵抗器６４へと流れるので、電流検出用抵抗器６４に発生する電圧に基づきＰＷＭスイッチング制御回路４２による定電流制御が行われ、Ａ点の電圧は低下する。一方、コンデンサ５６の放電電流は電流検出用抵抗器６４へは流れないので、この電流はＰＷＭスイッチング制御回路４２による定電流制御には関与しない。そして駆動が停止されると再び電源電圧まで上昇する。この結果、コイル６３に流れる電流波形は（ｂ）に示すような定電流波形となる。
【００１８】
次に、２つのコンデンサ５４、５６の作用について説明する。チョッパー回路の出力端Ａにはリプル成分（脈流成分）がある。コンデンサ５４は、このリプル成分を吸収する役割を果たす。コンデンサ５４の値を増やすと、このリプル成分は減少するが、フィードバック制御ループの位相遅れが増加し、制御系の位相余裕が減少する。逆に、コンデンサ５４の値を減らすとリプル成分は増加するが、制御ループの位相遅れが減少し、制御系の位相余裕が増加する。
【００１９】
コンデンサ５６は、負荷となるステッピングモータ３０のインダクタンス成分による位相遅れを補償する役割を果たす。また、スイッチング回路があると電流の不連続が生じたり、極性の反転が生じて、制御系に 大きなノイズを与えることになるが、このような制御系の外乱もコンデンサ５６によって吸収される。つまり、ＦＥＴ５７〜６０のスイッチング回路による電流の不連続や極性の反転を吸収することができる。
コンデンサ５６の値を増やすと、制御系の位相遅れが減少して制御系の位相余裕が増加するが、モータへの出力電流制御をオフからオンに切り替える際に過電流（定電流の設定値より大きい電流）がモータに流れ、定電流制御からのずれが大きくなる。逆に、コンデンサ５６の値を減らすと、制御系の位相遅れが増加して制御系の位相余裕が減少するが、モータへの出力電流制御をオフからオンに切り替える際の過電流、すなわち、定電流制御からのずれが減少する。
【００２０】
コンデンサー５４と５６は、フィードバック制御系の安定性を確保するため、および立ち上がりを速くすると共に定電流駆動特性とするため、位相余裕が得られる範囲で最適化することが望ましい。本発明者による実験の結果、電流検出用抵抗器の値が３．３Ωのとき、双方のコンデンサ５４、５６を両方とも１μＦとすることにより好ましい結果が得られた。
なお、チョッピング周波数が高いときは、Ｃ１の値を小さくすることが出来、その結果、Ｃ２も小さくすることができる。
図５は、制御ループの伝達特性のシミュレーション結果を示すグラフである。ステッピングモーターのインダクタンス成分が２．１ｍＨ、抵抗成分が１．４Ω、インダクタンス５３が４７０μＨ、コンデンサ５４が１μＦ、コンデンサ５６が１μＦ、抵抗６４が３．３Ωのときのシミュレーションである。
図５において、実線のカーブはループ利得、点線のカーブはループにおける位相を表す。位相が±１８０°となる周波数においてループ利得が１より十分小さく、またループ利得が１より大きい周波数において位相の±１８０°に対する差が十分大きいので、制御ループが安定である。
以上、本発明の実施例を開示したが、本発明には下記のような変形例も考えられる。実施例においてはチョッパ型のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を使用する例を開示したが、本発明のモーター駆動回路においては、定電流制御可能な任意の形式のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を採用可能である。また、実施例においては２極のステッピングモーターの場合を開示したが、この他の極数のステッピングモーターにおいても同様に本発明を適用可能である。
【００２１】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明のモーター駆動回路によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力端に接続された第１のコンデンサと共に、ＤＣ／ＤＣコンバータ回路出力端と電流検出用抵抗器の接地されていない端子との間に接続された第２のコンデンサとを備えており、この第２のコンデンサからモーターのコイルに流れる放電電流は電流検出用抵抗器を通らずに流れる。そこで、第１のコンデンサと第２のコンデンサの値を適切に選択することにより、定電流駆動特性とフィードバック制御回路の安定性の双方の条件を満足させることができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のモーター駆動回路を採用した装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の駆動パルス発生回路２２の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の駆動電流出力回路２３の構成を示す回路図である。
【図４】本発明の駆動電流出力回路の要部の波形を示す波形図である。
【図５】制御ループの伝達特性のシミュレーション結果を示すグラフである。
【符号の説明】
１０…ＰＣ、１１…ＵＳＢケーブル、２０…モーター駆動装置、２１…ＵＳＢインターフェイス回路、２２…駆動パルス発生回路、２３…駆動電流出力回路、３０…ステッピングモーター

Claims (2)

1. スイッチング素子、インダクタンス素子、制御回路および出力端と接地間に接続された第１のコンデンサを含むＤＣ／ＤＣコンバータ回路と、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータ回路の出力電流に基づき所望の極性でモーターのコイルを駆動するブリッジ型のスイッチング回路と、
   前記スイッチング回路と接地間に接続された電流検出用の抵抗器と、
   ＤＣ／ＤＣコンバータ回路出力端と前記抵抗器の接地されていない端子との間に接続された第２のコンデンサと
   を備えたことを特徴とするモーター駆動回路。
2. 前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの容量比が１：２から２：１の範囲内にあることを特徴とする請求項１に記載されたモーター駆動回路。

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