JP2567732Y2 - ステップモータの定電流駆動回路 - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本考案はステップモータを定電流
駆動するためのステップモータの定電流駆動回路の改良
に関する。

【０００２】

【従来の技術】ステップモータの様にＬ成分負荷を有す
る装置を駆動する駆動回路としては一般に，負荷に対し
て定電圧が加わる様に制御する定電圧駆動方式と，負荷
に対して定電流が流れる様に制御する定電流駆動方式と
が知られているが，温度変化に対する安定性や各種の負
荷インピーダンスの変動に対する安定性等の点で一般に
定電流駆動方式が優れている。

【０００３】例えば，図６は従来より知られているバイ
ポーラ方式のステップモータの定電流駆動回路の一例を
示したものである。トランジスタＴ１・Ｔ２・Ｔ３・Ｔ
４のブリッジ回路には負荷となるコイルＬが接続されて
おり，トランジスタＴ１・Ｔ２にはインバータ１・２
が，トランジスタＴ３・Ｔ４にはＨイネールブルの制御
端子を持つオペアンプ３・４が接続されている。

【０００４】今，インバータ１とオペアンプ４に加えら
れる制御パルスＣ１がＨレベルになると，トランジスタ
Ｔ１・Ｔ４がオンして電源ＶＢからトランジスタＴ１−
コイルＬ−トランジスタＴ４−抵抗５を介して駆動電流
Ｉが流れ，逆にインバータ２とオペアンプ３に加えられ
る制御パルスＣ２がＨレベルになると，トランジスタＴ
２・Ｔ３がオンして電源ＶＢからトランジスタＴ２−コ
イルＬ−トランジスタＴ３−抵抗５を介して駆動電流−
Ｉが流れる。

【０００５】オペアンプ３・４の正相入力には定電流回
路６から抵抗７に電流を供給した時に抵抗７に発生する
定電圧が目標電圧として加えられ，又，オペアンプ３・
４の逆相入力にはコイルＬとシリーズ接続された検出抵
抗５の端子電圧が加えられている。従って，オペアンプ
３・４はコイルＬに流れる駆動電流によって検出抵抗５
に発生する電圧がオペアンプ３・４の正相入力と等しく
なる様に駆動電流を制御するので，駆動電流は定電流と
なり，コイルＬは定電流駆動される。

【０００６】

【考案が解決しようとする課題】しかしながら，上記の
様な定電流駆動方式を採用した場合には，駆動電流の立
ち上がり時に負荷のＬ成分のために，駆動電流の立ち上
がり波形が遅れることが知られており，従って，ステッ
プモータの様にパルス状の駆動電流が供給される機器の
場合には，駆動電流の立ち上がり波形の遅延は避けられ
ないものである。この駆動電流の立ち上がり波形の遅延
も常時一様に発生するものであれば，モータトルク等の
変動要因にはならないが，上記の電流遅延は電源電圧Ｖ
Ｂの高低によって変化する電圧依存性を有している。即
ち，図７はこの様子を原理的に示したものであり，目標
電圧Ｖを定電圧とした場合，パルス状の指令信号ＩＮ１
の切換時に，電源電圧が充分な場合には，点線のカーブ
Ａに示す様に駆動電流は急峻に立ち上がるが，電源電圧
が不足している場合には一点鎖線のカーブＢに示す様に
駆動電流は緩慢に立ち上がる。

【０００７】従って，例えばカメラ用シャッタの様に，
電源を乾電池に依存する機器の駆動源として使用される
ステップモータを定電流駆動する場合には，上記の電圧
依存性のために安定したモータトルクを得られないとい
う問題があった。

【０００８】この様な問題を解決する為にＣＲ充電回路
の充電特性を使用して，目標電圧Ｖを電流立ち上がり波
形に近似させるという手法が考えられる。

【０００９】例えば，図８において，抵抗８とコンデン
サ９からなるＣＲ充電回路の出力を目標電圧Ｖとしてオ
ペアンプ３・４の正相入力に加えるとともに，制御信号
Ｃ１・Ｃ２の反転に同期して瞬時発生するパルスを加え
てトランジスタ１０を短絡することによりコンデンサ９
を周期的にディスチャージすれば，オペアンプ３・４に
加えられる制御電圧ＶはＣＲ充電特性に対応して上昇す
る。従って，電源電圧が低い時に駆動電流の立ち上がり
波形にＣＲ充電特性を近似させれば，このＣＲ充電特性
が電源電圧が高い場合に電流リミッタとして作用するこ
とになる。

【００１０】しかしながら，上記の様なモータ駆動回路
の場合には，モータ駆動電流Ｉの方向が制御信号Ｃ１・
Ｃ２の切換に同期して０Ａを中心に変化するが，目標電
圧は０Ｖから充電特性に対応して上昇する。その為，目
標電圧が図９のＶａに示す様に電源電圧が低い時の電流
カーブＢに近似する様にＣＲ充電特性を緩やかにすると
リミッタが効きすぎてモータ効率が低下し，この効率低
下を防ぐ為に図９のＶｂに示す様にＣＲ充電特性を急峻
にするとリミッタ作用が低下し，ＣＲ充電回路のみで理
想に近いリミッタ特性を得ることは困難である。

【００１１】更に，多相ステップモータの様に多数のド
ライブ回路を有する場合において，各ドライブ回路毎に
コンデンサを設けることは特に回路のＩＣ化によるスペ
ース効率の向上を図る上で極めて不利なものとなる。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本考案はこの様な問題点
を解決するためになされたものであり，簡単な回路構成
でより理想に近いリミッタ特性を得ることができるとと
もに，多層のドライブ回路を有する場合にもコンデンサ
の共有により，回路のＩＣ化に効率的に対応することが
できる様にしたステップモータの定電流駆動回路を提供
することを目的とする。

【００１３】要約すれば，本考案のステップモータの定
電流駆動回路は，複数の励磁相を有し，各励磁相に流れ
る駆動電流が与えられた目標電圧に対応して制御される
サーボ系を各々の励磁相毎に有するステップモータの定
電流駆動回路を前提として：極性の反転により前記各々
の励磁相への駆動電流の通電方向の切り換えを指示する
パルス状の指令信号のパルスエッジ毎に新規に充電され
る共通の充電手段と：定電圧を発生する共通の定電圧源
と：各々の励磁相に対する前記指令信号の極性が反転す
ると当該極性が反転した指令信号の前半領域においては
前記充電手段の出力電圧を選択し，後半領域においては
前記定電圧源の出力電圧を選択して前記極性が反転した
指令信号によって示される励磁相に対して目標電圧とし
て印加するスイッチング手段を具備することにより：各
々の励磁相に対して供給される駆動電流の立ち上がり時
にコンデンサの充電電圧を駆動電流のリミッタとして機
能させる様にしている。

【００１４】

【００１５】

【作用】本考案のステップモータの定電流駆動回路によ
れば，ステップモータの各励磁相に流れる駆動電流は目
標電圧に対応して制御される。そして，本考案によれ
ば，駆動電流の立ち上がり時にのみ充電手段の出力電圧
が電流リミッタとして作用するので，力率の低下等が少
なく理想的なリミッタ特性を容易に設定することができ
る。

【００１６】

【実施例】以下図面を参照して本考案の１実施例を詳細
に説明する。図１は本考案にかかるステップモータの定
電流駆動回路の１実施例を示すものであり，図６及び図
８において示した要素と共通の要素に関しては図６及び
図８に示した符号と同一の符号を付して冗長な説明は省
略する。又，本考案は２相励磁方式のステップモータを
想定しており，第１相側の駆動回路ＣＨ１と第２相側の
駆動回路ＣＨ２は共通の回路構成を有する。更に，一点
鎖線で囲んだ１００はＩＣチップを示し，ＩＣチップ１
００外の要素はいわゆる外付け部品であることを示す。

【００１７】オペアンプ１１及び抵抗１２・１３はオペ
アンプ３・４に目標電圧Ｖを供給するアッテネータを構
成しており，オペアンプ１１の正相入力には定電圧源１
５の出力レベル又は積分用コンデンサ１６の出力レベル
の何れかが，切換用のスイッチング手段１４を介して供
給される。

【００１８】スイッチング手段１４はフリップフロップ
１７によって切換動作をなし，フリップフロップ１７が
セットされている時にはスイッチング手段１４の切換ス
イッチ１４ａはコンデンサ１６の充電レベルを選択し，
フリップフロップ１７がリセットされている時には切換
スイッチ１４ａは定電圧源１５の出力を選択する。

【００１９】逆に，スイッチング手段１４の切換スイッ
チ１４ｂは，フリップフロップ１７がセットされている
時には定電圧源１５の出力を選択し，フリップフロップ
１７がリセットされている時にはコンデンサ１６の充電
レベルを選択する。

【００２０】本実施例では，パルス状の指令信号ＩＮ１
・ＩＮ２の時間幅内でスイッチング手段１４を切り換え
ることによって，オペアンプ３・４の正相入力に加わる
目標電圧Ｖをコンデンサ１６の充電レベルから定電圧源
１５の出力レベルに切り換える様にしている。尚，コン
デンサ１６は，ＣＲ回路を構成する抵抗１８を介して定
電圧源１５から充電され，スイッチング用のトランジス
タ１９によって放電される。

【００２１】パルス状の指令信号ＩＮ１・ＩＮ２はパワ
ーオン信号ＰＯＮ及びインヒビット信号ＩＮＨとともに
ＩＣ外部から与えられ，制御部２０に対して入力される
とともに，ワンショット回路２１・２２に各々入力され
る。指令信号ＩＮ１・ＩＮ２には図２に示す如く半位相
分の位相差があり，ワンショット回路２１は指令信号Ｉ
Ｎ１のアップエッジ及びダウンエッジでワンショットパ
ルスを発生し，ワンショット回路２２は指令信号ＩＮ２
のアップエッジ及びダウンエッジでワンショットパルス
を発生する。そして，ワンショット回路２１が発生する
パルスはフリップフロップ１７のセット入力に，ワンシ
ョット回路２２が発生するパルスはフリップフロップ１
７のリセット入力に各々加えられるとともに，これらの
パルスはオアゲート２３を介してコンデンサ１８を放電
するためのトランジスタ１９に加えられて，トランジス
タ１９を短絡させる。

【００２２】又，制御部２０は上述の基準パルスＩＮ１
・ＩＮ２に対応して制御パルスＣ１〜Ｃ４を発生する。
制御パルスＣ１は指令信号ＩＮ１と同位相，制御パルス
Ｃ２は指令信号ＩＮ１と逆位相，制御パルスＣ３は指令
信号ＩＮ２と同位相，制御パルスＣ４は指令信号ＩＮ２
と逆位相である。尚，制御パルスＣ１は第１相ＣＨ１側
のインバータ１及びオペアンプ４に加えられ，制御パル
スＣ２は第１相ＣＨ１側のインバータ２及びオペアンプ
３に加えられる。又，制御パルスＣ３・Ｃ４は第２相Ｃ
Ｈ２側の同種回路要素に対して各々加えられる。

【００２３】次に，上記事項及び図２のタイムチャート
並びに図３の特性曲線を参照して上記実施例の動作を説
明する。

【００２４】先ず，パワーオン信号ＰＯＮがオンになる
とともにインヒビット信号ＩＮＨがオフになると，制御
部２０は，第１相側指令信号ＩＮ１に同期して制御パル
スＣ１・Ｃ２を発生するとともに，第２相側指令信号Ｉ
Ｎ２に同期して制御パルスＣ３・Ｃ４を発生する。

【００２５】制御パルスＣ１はインバータ１とオペアン
プ４に入力され，制御パルスＣ２はインバータ２とオペ
アンプ３に入力されているので，制御パルスＣ１がオン
の時間領域ではトランジスタＴ１とトランジスタＴ４が
導通して，電源ＶＢからトランジスタＴ１−コイルＬ−
トランジスタＴ４−抵抗５を介して駆動電流が流れる。
逆に制御パルスＣ２がオンの時間領域では，トランジス
タＴ２とトランジスタＴ３が導通して，電源ＶＢからト
ランジスタＴ２−コイルＬ−トランジスタＴ３−抵抗５
を介して駆動電流が流れる。

【００２６】駆動電流が流れることによって検出抵抗５
に発生する電圧はオペアンプ３・４の逆相入力にフィー
ドバックされ，オペアンプ３・４は逆相入力レベルと正
相入力レベルがイマジナルショートになる様に駆動電流
を制御する。

【００２７】さて，オペアンプ３・４の正相入力に加え
られる目標電圧Ｖ１はフリップフロップ１７のセット／
リセットに伴って切換スイッチ１４ａが切換動作をする
ことによって切り換えられる。即ち，第１相側の指令信
号ＩＮ１のアップエッジでワンショット回路２１が発生
するパルスによってフリップフロップ１７がセットされ
ると切換スイッチ１４ａはコンデンサ１６の充電レベル
ＶＣをオペアンプ１１を介してオペアンプ３・４の正相
入力に加え，第２相側の指令信号ＩＮ２のアップエッジ
でワンショット回路２２が発生するパルスによってフリ
ップフロップ１７がリセットされると切換スイッチ１４
ａは定電圧源１５の出力Ｖｒｅｆをオペアンプ１１を介
してオペアンプ３・４の正相入力に加える。

【００２８】又，上記の第１相側の指令信号ＩＮ１のア
ップエッジでワンショット回路２１が発生したパルスは
オアゲート２３を介してトランジスタ１９を導通させる
のでコンデンサ１６に蓄積されていた電荷は瞬時に放電
され，コンデンサ１６は抵抗１８を介して定電圧源１５
によって０ＶからＣＲ特性に従って充電される。即ち，
図２のタイムチャートに示す様に，コンデンサ１６の充
電レベルＶＣはワンショット回路２１・２２が発生する
パルスφ１・φ２毎に充放電を繰り返すことになる。

【００２９】従って，図２のタイムチャートに示す様
に，第１相側の指令信号ＩＮ１がＨレベルの時間幅（或
いは指令信号ＩＮ１がＬレベルの時間幅）の前半領域
（即ち，指令信号ＩＮ１のパルスエッジからステップモ
ータが１ステップ角回転する時間内）ではＣＲ特性によ
って定まるコンデンサ１６の充電レベルＶＣがオペアン
プ３・４の正相入力に目標電圧Ｖ１として加えられ，そ
れ以外の時間では定電圧源１５の出力電圧Ｖｒｅｆがオ
ペアンプ３・４の正相入力に目標電圧Ｖ１として加えら
れる。

【００３０】従って，コイルＬに流れる電流も指令信号
ＩＮ１の時間幅の前半領域（即ち，指令信号ＩＮ１のパ
ルスエッジから１ステップ角に相当する時間）ではコン
デンサ１６の充電レベルＶＣに追従し，指令信号ＩＮ１
の時間幅の後半領域では定電圧源１５の出力電圧Ｖｒｅ
ｆに追従する様に作用する。尚，図２のタイムチャート
の後半領域はステップモータの逆転動作を示しており，
正転から逆転への切り換え時においても，指令信号ＩＮ
１・ＩＮ２のパルスエッジから１ステップ角相当の時間
内にコンデンサ１６の充電レベルＶＣが目標電圧として
コイルＬに流れる電流が制御される。

【００３１】図３は上記実施例の電源として例えば単３
乾電池４本を使用し，最大電源電圧が６Ｖで，正常な動
作保証を得られる最低電源レベルを４Ｖと仮定した場合
に，オペアンプ３・４の正相入力に加えられる目標電圧
Ｖ１とコイルＬに流れる駆動電流Ｉの関係を示してい
る。

【００３２】本考案は駆動電流の立上り時の電圧依存性
自体を解決するものではないので，電源電圧が充分に高
い６Ｖの場合の駆動電流の立ち上がり波形Ａは電源電圧
が４Ｖ場合の駆動電流の立ち上がり波形Ｂよりも急峻な
ものとなるが，コンデンサ１６の充電特性を電源電圧が
低い場合の駆動電流の立ち上がり波形Ｂに概ね近似させ
ておけば，電源電圧が充分に高い場合には目標電圧Ｖ１
がリミッタとして作用する。従って，図３におけるハッ
チング部分の駆動電流の誤差が解消され，電源電圧の変
動に起因するモータトルクの変動幅が減少することにな
るので実用上充分に安定した駆動力を得ることができ
る。

【００３３】しかも，本考案の場合，コンデンサ１６の
充電電圧ＶＣが目標電圧Ｖ１として印可されるのは指令
信号ＩＮ１の時間幅の前半領域（即ち，指令信号ＩＮ１
のパルスエッジから１ステップ角に相当する時間内であ
り），指令信号ＩＮ１の後半領域では定電圧源１５の出
力電圧Ｖｒｅｆが目標電圧Ｖ１として与えられるので，
コンデンサ１６のＣＲ充電特性を緩やかにしてもモータ
の効率が著しく低下することもなく，より理想に近いリ
ミッタ特性を得ることが可能となる。

【００３４】次に，図４は本考案の他の実施例を示す回
路図である。大半の回路要素は図１に示す実施例と基本
的に共通するので，共通する要素に関しては図１と同一
符号を付して重複した説明を省略し，相違点を中心に説
明をすると，図１の回路は負荷であるコイルＬに流れる
電流をコイルＬとシリーズ接続された抵抗５の端子電圧
として検出してオペアンプ３・４の逆相入力に加える様
にしていたが，図４の実施例は負荷であるコイルＬに流
れる電流を直接的には検出していない。

【００３５】図４の実施例では，トランジスタＴ５はト
ランジスタＴ３と，トランジスタＴ６はトランジスタＴ
４と各々カレントミラー接続されており，そのベースエ
ミッタ接合面積比に対応して，トランジスタＴ５にはト
ランジスタＴ３に流れる電流と比例した電流が，トラン
ジスタＴ６にはトランジスタＴ４に流れる電流と比例し
た電流が，各々検出用の抵抗５を介して流れる。そし
て，この時検出抵抗５に発生する電圧降下が検出電圧と
してオペアンプ３・４の逆相入力に加えられ，このオペ
アンプ３・４の逆相入力レベルがオペアンプ３・４の正
相入力レベルに追従する様に駆動電流が制御される。

【００３６】目標電圧Ｖ１であるオペアンプ３・４の正
相入力はオペアンプ１１と分圧抵抗１２・１３及び検出
抵抗５を電源側に設けたことに伴い設けられる極性反転
用のトランジスタ２４によって構成されるアッテネータ
回路を介してスイッチング回路１４から与えられるの
で，図４に示す実施例も電圧検出が間接的である点を除
いては図１の実施例と全く同様に機能する。

【００３７】尚，上記においてはバイポーラ駆動方式の
ステップモータに本考案を適用した例を示したが，定電
流駆動方式のステップモータである限り本考案を適用で
きることはいうまでもない。又，上記においてはコンデ
ンサをＣＲ充電する様にした例を示したが，本考案は目
標電圧によって駆動電流を制御する様にしたステップモ
ータの定電流駆動回路を前提として，ステップモータを
歩進するための基準パルスの時間幅の前半領域ではコン
デンサ充電電圧を目標電圧とするとともに上記時間幅の
後半領域では定電圧を目標電圧とすることを本質とする
ものであり，この要件を満たす限り，図５に示す様にコ
ンデンサ１６を定電流源２５で充電する様にしても良
く，その場合にはコンデンサ１６の充電レベルＶＣがリ
ニアに上昇することはいうまでもない。

【００３８】又，上記においては，ステップモータの駆
動電流を直接的又は間接的に検出して，クローズループ
制御をする様にした例を示したが，駆動電流が目標電流
に対応して制御される限り，例えばカレントミラー回路
等を使用したオープンループ制御の場合にも本考案は適
用できるものである。

【００３９】

【考案の効果】以上説明した様に，本考案によれは，コ
ンデンサの充電レベルが目標電圧としてサーボ系に加え
られるので，電源電圧が不足気味の時の駆動電流の立ち
上がり波形に上記コンデンサの充電特性を近似させれ
ば，電源電圧に余裕がある場合には駆動電流の立ち上が
り時にコンデンサの充電レベルが電流リミッタとして作
用するので，電源電圧の変動に起因する駆動電流の立ち
上がり波形の変動幅を実用上充分に抑制することが可能
となり，モータトルクの変動幅も実用上十分な範囲に抑
制することできる。然も，本考案の場合，各相の通電切
換を指令する指令信号の時間幅の後半領域では，目標電
圧が定電圧に切換られるので，コンデンサの充電レベル
を目標電圧としたことに起因する力率の低下も防止さ
れ，より理想に近いリミッタ特性を容易に得ることがで
きる。

【００４０】又，特にステップモータが２相の励磁相を
持ち，コンデンサの充電レベルと定電圧源のレベルを第
１の励磁相と第２の励磁相とで交互に切換使用する様に
した場合には，コンデンサを共有することができるの
で，回路配置のスペース効率が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の１実施例に係るステップモータの定電
流駆動回路の回路図。

【図２】本考案のタイムチャートチャート。

【図３】上記実施例の目標電圧と駆動電流の関係を示す
特性図。

【図４】本考案の他の実施例を示す回路図。

【図５】本考案の変形例を示す回路図。

【図６】従来の定電流駆動回路例を示す回路図。

【図７】図６の回路における駆動電流の立ち上がり時の
電圧依存性を示す特性図。

【図８】従来の定電流駆動回路の他の回路例を示す回路
図。

【図９】図８の回路におけるコンデンサの充電波形を示
す特性図。

【符号の説明】

Ｌ コイル ３ オペアンプ ４ オペアンプ ５ 検出用抵抗 １４ スイッチング手段 １５ 電圧源 １６ コンデンサ １７ フリップフロップ １８ 抵抗 １９ トランジスタ ２１ ワンショット回路 ２２ ワンショット回路 ２３ オアゲート ２５ 定電流源

Claims (1)

(57)【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の励磁相を有し，各励磁相に流れる
   駆動電流が与えられた目標電圧に対応して制御されるサ
   ーボ系を各々の励磁相毎に有するステップモータの定電
   流駆動回路において， 極性の反転により前記各々の励磁相への駆動電流の通電
   方向の切り換えを指示するパルス状の指令信号のパルス
   エッジ毎に新規に充電される共通の充電手段と， 定電圧を発生する共通の定電圧源と， 各々の励磁相に対する前記指令信号の極性が反転すると
   当該極性が反転した指令信号の前半領域においては前記
   充電手段の出力電圧を選択し，後半領域においては前記
   定電圧源の出力電圧を選択して前記極性が反転した指令
   信号によって示される励磁相に対して目標電圧として印
   加するスイッチング手段を具備することを特徴とするス
   テップモータの定電流駆動回路。