JPH0511800U - ステツプモータの定電流駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 乾電池の様に電圧変動が避けられない電源に
依存するステップモータの定電流駆動回路でコンデンサ
の充電レベルを電流リミッタとしてトルク変動を抑制す
るとともに，リミッタに起因する効率低下を防止する。 【構成】 負荷Ｌに流れる電流を抵抗５によって電圧と
して検出し，検出電圧がオペアンプ３・４の目標電圧に
追従する様に駆動電流を制御する。スイッチング手段１
４は各励磁相の通電切換を指令するパルス状の指令信号
の前半領域ではコンデンサ１６の充電レベルを目標電圧
としてオペアンプ３・４に加え，指令信号の後半領域で
は定電圧源１５の出力電圧を目標電圧としてオペアンプ
３・４に加えるので，コンデンサ１６の充電レベルは駆
動電流の立ち上がり時にのみリミッタとして作用し，電
源電圧の変動に係わらずモータのトルク変動を抑制でき
るとともに，力率の低下も最小限に抑制される。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案はステップモータを定電流駆動するためのステップモータの定電流駆動 回路の改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】

ステップモータの様にＬ成分負荷を有する装置を駆動する駆動回路としては一 般に，負荷に対して定電圧が加わる様に制御する定電圧駆動方式と，負荷に対し て定電流が流れる様に制御する定電流駆動方式とが知られているが，温度変化に 対する安定性や各種の負荷インピーダンスの変動に対する安定性等の点で一般に 定電流駆動方式が優れている。

【０００３】 例えば，図６は従来より知られているバイポーラ方式のステップモータの定電 流駆動回路の一例を示したものである。トランジスタＴ１・Ｔ２・Ｔ３・Ｔ４の ブリッジ回路には負荷となるコイルＬが接続されており，トランジスタＴ１・Ｔ ２にはインバータ１・２が，トランジスタＴ３・Ｔ４にはＨイネールブルの制御 端子を持つオペアンプ３・４が接続されている。

【０００４】 今，インバータ１とオペアンプ４に加えられる制御パルスＣ１がＨレベルにな ると，トランジスタＴ１・Ｔ４がオンして電源ＶＢからトランジスタＴ１−コイ ルＬ−トランジスタＴ４−抵抗５を介して駆動電流Ｉが流れ，逆にインバータ２ とオペアンプ３に加えられる制御パルスＣ２がＨレベルになると，トランジスタ Ｔ２・Ｔ３がオンして電源ＶＢからトランジスタＴ２−コイルＬ−トランジスタ Ｔ３−抵抗５を介して駆動電流−Ｉが流れる。

【０００５】 オペアンプ３・４の正相入力には定電流回路６から抵抗７に電流を供給した時 に抵抗７に発生する定電圧が目標電圧として加えられ，又，オペアンプ３・４の 逆相入力にはコイルＬとシリーズ接続された検出抵抗５の端子電圧が加えられて いる。従って，オペアンプ３・４はコイルＬに流れる駆動電流によって検出抵抗 ５に発生する電圧がオペアンプ３・４の正相入力と等しくなる様に駆動電流を制 御するので，駆動電流は定電流となり，コイルＬは定電流駆動される。

【０００６】

【考案が解決しようとする課題】

しかしながら，上記の様な定電流駆動方式を採用した場合には，駆動電流の立 ち上がり時に負荷のＬ成分のために，駆動電流の立ち上がり波形が遅れることが 知られており，従って，ステップモータの様にパルス状の駆動電流が供給される 機器の場合には，駆動電流の立ち上がり波形の遅延は避けられないものである。 この駆動電流の立ち上がり波形の遅延も常時一様に発生するものであれば，モー タトルク等の変動要因にはならないが，上記の電流遅延は電源電圧ＶＢの高低に よって変化する電圧依存性を有している。即ち，図７はこの様子を原理的に示し たものであり，目標電圧Ｖを定電圧とした場合，パルス状の指令信号ＩＮ１の切 換時に，電源電圧が充分な場合には，点線のカーブＡに示す様に駆動電流は急峻 に立ち上がるが，電源電圧が不足している場合には一点鎖線のカーブＢに示す様 に駆動電流は緩慢に立ち上がる。

【０００７】 従って，例えばカメラ用シャッタの様に，電源を乾電池に依存する機器の駆動 源として使用されるステップモータを定電流駆動する場合には，上記の電圧依存 性のために安定したモータトルクを得られないという問題があった。

【０００８】 この様な問題を解決する為にＣＲ充電回路の充電特性を使用して，目標電圧Ｖ を電流立ち上がり波形に近似させるという手法が考えられる。

【０００９】 例えば，図８において，抵抗８とコンデンサ９からなるＣＲ充電回路の出力を 目標電圧Ｖとしてオペアンプ３・４の正相入力に加えるとともに，制御信号Ｃ１ ・Ｃ２の反転に同期して瞬時発生するパルスを加えてトランジスタ１０を短絡す ることによりコンデンサ９を周期的にディスチャージすれば，オペアンプ３・４ に加えられる制御電圧ＶはＣＲ充電特性に対応して上昇する。従って，電源電圧 が低い時に駆動電流の立ち上がり波形にＣＲ充電特性を近似させれば，このＣＲ 充電特性が電源電圧が高い場合に電流リミッタとして作用することになる。

【００１０】 しかしながら，上記の様なモータ駆動回路の場合には，モータ駆動電流Ｉの方 向が制御信号Ｃ１・Ｃ２の切換に同期して０Ａを中心に変化するが，目標電圧は ０Ｖから充電特性に対応して上昇する。その為，目標電圧が図７のＶａに示す様 に電源電圧が低い時の電流カーブＢに近似する様にＣＲ充電特性を緩やかにする とリミッタが効きすぎてモータ効率が低下し，この効率低下を防ぐ為に図７のＶ ｂに示す様にＣＲ充電特性を急峻にするとリミッタ作用が低下し，ＣＲ充電回路 のみで理想に近いリミッタ特性を得ることは困難である。

【００１１】 更に，多相ステップモータの様に多数のドライブ回路を有する場合において， 各ドライブ回路毎にコンデンサを設けることは特に回路のＩＣ化によるスペース 効率の向上を図る上で極めて不利なものとなる。

【００１２】

【課題を解決するための手段】

本考案はこの様な問題点を解決するためになされたものであり，簡単な回路構 成でより理想に近いリミッタ特性を得ることができるとともに，多層のドライブ 回路を有する場合にもコンデンサの共有により，回路のＩＣ化に効率的に対応す ることができる様にしたステップモータの定電流駆動回路を提供することを目的 とする。

【００１３】 要約すれは，本考案のステップモータの定電流駆動回路は，目標電圧に対応し て駆動電流が制御されるサーボ系を有するステップモータの定電流駆動回路を前 提として，前記ステップモータの各励磁相の通電切換を指令するパルス状の指令 信号に同期して充電される充電手段と，定電圧を発生する定電圧源と，前記パル ス状の指令信号の時間幅の前半領域においては前記充電手段の充電レベルを目標 電圧として前記サーボ系に加え，前記パルス状の指令信号の時間幅の後半領域に おいては前記定電圧源の出力電圧を目標電圧として前記サーボ系に加えるスイッ チング手段とを具備することにより，駆動電流の立ち上がり時にコンデンサの充 電電圧を駆動電流のリミッタとして機能させる様にしている。

【００１４】 又，より望ましくは本考案のステップモータの定電流駆動回路は上記を前提と して，前記ステップモータは，駆動電流の立ち上がりタイミングで順次シフトさ れる多相の励磁相を持ち，これら多相の励磁相が各々の駆動電流の立ち上がり時 に単一の充電手段を順次共有する様になされてる。

【００１５】

【作用】

本考案のステップモータの定電流駆動回路によれば，ステップモータの駆動電 流又は目標電圧に対応して制御される。そして，本考案によれば，駆動電流の立 ち上がり時にのみ充電手段の出力レベルが電流リミッタとして作用するので，力 率の低下等が少なく理想的なリミッタ特性を容易に設定することができる。

【００１６】

【実施例】

以下図面を参照して本考案の１実施例を詳細に説明する。図１は本考案にかか るステップモータの定電流駆動回路の１実施例を示すものであり，図６及び図８ ににおいて示した要素と共通の要素に関しては図６及び図８に示した符号と同一 の符号を付して冗長な説明は省略する。又，本考案は２相励磁方式のステップモ ータを想定しており，第１相側の駆動回路ＣＨ１と第２相側の駆動回路ＣＨ２は 共通の回路構成を有する。更に，一点鎖線で囲んだ１００はＩＣチップを示し， ＩＣチップ１００外の要素はいわゆる外付け部品であることを示す。

【００１７】 オペアンプ１１及び抵抗１２・１３はオペアンプ３・４に目標電圧Ｖを供給す るアッテネータを構成しており，オペアンプ１１の正相入力には定電圧源１５の 出力レベル又は積分用コンデンサ１６の出力レベルの何れかが，切換用のスイッ チング手段１４を介して供給される。

【００１８】 スイッチング手段１４はフリップフロップ１７によって切換動作をなし，フリ ップフロップ１７がセットされている時にはスイッチング手段１４の切換スイッ チ１４ａはコンデンサ１６の充電レベルを選択し，フリップフロップ１７がリセ ットされている時には切換スイッチ１４ａは定電圧源１５の出力を選択する。

【００１９】 逆に，スイッチング手段１４の切換スイッチ１４ｂは，フリップフロップ１７ がセットされている時には定電圧源１５の出力をを選択し，フリップフロップ１ ７がリセットされている時にはコンデンサ１６の充電レベルを選択する。

【００２０】 本実施例では，パルス状の指令信号ＩＮ１・ＩＮ２の時間幅内でスイッチング 手段１４を切り換えることによって，オペアンプ３・４の正相入力に加わる目標 電圧Ｖをコンデンサ１６の充電レベルから定電圧源１５の出力レベルに切り換え る様にしている。尚，コンデンサ１６は，ＣＲ回路を構成する抵抗１８を介して 定電圧源１５から充電され，スイッチング用のトランジスタ１９によって放電さ れる。

【００２１】 パルス状の指令信号ＩＮ１・ＩＮ２はパワーオン信号ＰＯＮ及びインヒビット 信号ＩＮＨとともにＩＣ外部から与えられ，制御部２０に対して入力されるとと もに，ワンショット回路２１・２２に各々入力される。指令信号ＩＮ１・ＩＮ２ には図２に示す如く半位相分の位相差があり，ワンショット回路２１は指令信号 ＩＮ１のアップエッジ及びダウンエッジでワンショットパルスを発生し，ワンシ ョット回路２２は指令信号ＩＮ２のアップエッジ及びダウンエッジでワンショッ トパルスを発生する。そして，ワンショット回路２１が発生するパルスはフリッ プフロップ１７のセット入力に，ワンショット回路２２が発生するパルスはフリ ップフロップ１７のリセット入力に各々加えられるとともに，これらのパルスは オアゲート２３を介してコンデンサ１８を放電するためのトランジスタ１９に加 えられて，トランジスタ１９を短絡させる。

【００２２】 又，制御部２０は上述の基準パルスＩＮ１・ＩＮ２に対応して制御パルスＣ１ 〜Ｃ４を発生する。制御パルスＣ１は指令信号ＩＮ１と同位相，制御パルスＣ２ は指令信号ＩＮ１と逆位相，制御パルスＣ３は指令信号ＩＮ２と同位相，制御パ ルスＣ４は指令信号ＩＮ２と逆位相である。尚，制御パルスＣ１は第１相ＣＨ１ 側のインバータ１及びオペアンプ４に加えられ，制御パルスＣ２は第１相ＣＨ１ 側のインバータ２及びオペアンプ３に加えられる。又，制御パルスＣ３・Ｃ４は 第２相ＣＨ２側の同種回路要素に対して各々加えられる。

【００２３】 次に，上記事項及び図２のタイムチャート並びに図３の特性曲線を参照して上 記実施例の動作を説明する。

【００２４】 先ず，パワーオン信号ＰＯＮがオンになるとともにインヒビット信号ＩＮＨが オフになると，制御部２０は，第１相側指令信号ＩＮ１に同期して制御パルスＣ １・Ｃ２を発生するとともに，第２相側指令信号ＩＮ２に同期して制御パルスＣ ３・Ｃ４を発生する。

【００２５】 制御パルスＣ１はインバータ１とオペアンプ４に入力され，制御パルスＣ２は インバータ２とオペアンプ３に入力されているので，制御パルスＣ１がオンの時 間領域ではトランジスタＴ１とトランジスタＴ４が導通して，電源ＶＢからトラ ンジスタＴ１−コイルＬ−トランジスタＴ４−抵抗５を介して駆動電流が流れる 。逆に制御パルスＣ２がオンの時間領域では，トランジスタＴ２とトランジスタ Ｔ３が導通して，電源ＶＢからトランジスタＴ２−コイルＬ−トランジスタＴ３ −抵抗５を介して駆動電流が流れる。

【００２６】 駆動電流が流れることによって検出抵抗５に発生する電圧はオペアンプ３・４ の逆相入力にフィードバックされ，オペアンプ３・４は逆相入力レベルと正相入 力レベルがイマジナルショートになる様に駆動電流を制御する。

【００２７】 さて，オペアンプ３・４の正相入力に加えられる制御電圧Ｖ１はフリップフロ ップ１７のセット／リセットに伴って切換スイッチ１４ａが切換動作をすること によって切り換えられる。即ち，第１相側の指令信号ＩＮ１のアップエッジでワ ンショット回路２１が発生するパルスによってフリップフロップ１７がセットさ れると切換スイッチ１４ａはコンデンサ１６の充電レベルＶＣをオペアンプ１１ を介してオペアンプ３・４の正相入力に加え，第２相側の指令信号ＩＮ２のアッ プエッジでワンショット回路２２が発生するパルスによってフリップフロップ１ ７リセットされると切換スイッチ１４ａは定電圧源１５の出力Ｖｒｅｆをオペア ンプ１１を介してオペアンプ３・４の正相入力に加える。

【００２８】 又，上記の第１相側の指令信号ＩＮ１のアップエッジでワンショット回路２１ が発生したパルスはオアゲート２３を介してトランジスタ１９を導通させるので コンデンサ１６に蓄積されていた電荷は瞬時に放電され，コンデンサ１６は抵抗 １８を介して定電圧源１５によって０ＶからＣＲ特性に従って充電される。即ち ，図２のタイムチャートに示す様に，コンデンサ１６の充電レベルＶＣはワンシ ョット回路２１・２２が発生するパルスφ１・φ２毎に充放電を繰り返すことに なる。

【００２９】 従って，図２のタイムチャートに示す様に，第１相側の指令信号ＩＮ１がＨレ ベルの時間幅（或いは指令信号ＩＮ１がＬレベルの時間幅）の前半領域ではＣＲ 特性によって定まるコンデンサ１６の充電レベルＶＣがオペアンプ３・４の正相 入力に目標電圧Ｖ１として加えられ，指令信号ＩＮ１の時間幅の後半領域では定 電圧源１５の出力電圧Ｖｒｅｆがオペアンプ３・４の正相入力に目標電圧Ｖ１と して加えられる。

【００３０】 従って，コイルＬに流れる電流も指令信号ＩＮ１の時間幅の前半領域ではコン デンサ１６の充電レベルＶＣに追従し，指令信号ＩＮ１の時間幅の後半領域では 定電圧源１５の出力電圧Ｖｒｅｆに追従する様に作用する。

【００３１】 図３は上記実施例の電源として例えば単３乾電池４本を使用し，最大電源電圧 が６Ｖで，正常な動作保証を得られる最低電源レベルを４Ｖと仮定した場合に， オペアンプ３・４の正相入力に加えられる目標電圧Ｖ１とコイルＬに流れる駆動 電流Ｉの関係を示している。

【００３２】 本考案は駆動電流の立上り時の電圧依存性自体を解決するものではないので， 電源電圧が充分に高い６Ｖの場合の駆動電流の立ち上がり波形Ａは電源電圧が４ Ｖ場合の駆動電流の立ち上がり波形Ｂよりも急峻なものとなるが，コンデンサ１ ６の充電特性を電源電圧が低い場合の駆動電流の立ち上がり波形Ｂに概ね近似さ せておけば，電源電圧が充分に高い場合には目標電圧Ｖ１がリミッタとして作用 する。従って，図３におけるハッチング部分の駆動電流の誤差が解消され，電源 電圧の変動に起因するモータトルクの変動幅が減少することになるので実用上充 分に安定した駆動力を得ることができる。

【００３３】 しかも，本考案の場合，コンデンサ１６の充電電圧ＶＣが目標電圧Ｖ１として 印可されるのは指令信号ＩＮ１の時間幅の前半領域であり，指令信号ＩＮ１の後 半領域では定電圧源１５の出力電圧Ｖｒｅｆが目標電圧Ｖ１として与えられるの で，コンデンサ１６のＣＲ充電特性を緩やかにしてもモータの効率が著しく低下 することもなく，より理想に近いリミッタ特性を得ることが可能となる。

【００３４】 次に，図４は本考案の他の実施例を示す回路図である。大半の回路要素は図１ に示す実施例と基本的に共通するので，共通する要素に関しては図１と同一符号 を付して重複した説明を省略し，相違点を中心に説明をすると，図１の回路は負 荷であるコイルＬに流れる電流をコイルＬとシリーズ接続された抵抗５の端子電 圧として検出してオペアンプ３・４の逆相入力に加える様にしていたが，図４の 実施例は負荷であるコイルＬに流れる電流を直接的には検出していない。

【００３５】 図４の実施例では，トランジスタＴ５はトランジスタＴ３と，トランジスタＴ ６はトランジスタＴ４と各々カレントミラー接続されており，そのベースエミッ タ接合面積比に対応して，トランジスタＴ５にはトランジスタＴ３に流れる電流 と比例した電流が，トランジスタＴ６にはトランジスタＴ４に流れる電流と比例 した電流が，各々検出用の抵抗５を介して流れる。そして，この時検出抵抗５に 発生する電圧降下が検出電圧としてオペアンプ３・４の逆相入力に加えられ，こ のオペアンプ３・４の逆相入力レベルがオペアンプ３・４の正相入力レベルに追 従する様に駆動電流が制御される。

【００３６】 目標電圧Ｖ１であるオペアンプ３・４の正相入力はオペアンプ１１と分圧抵抗 １２・１３及び検出抵抗５を電源側に設けたことに伴い設けられる極性反転用の トランジスタ２４によって構成されるアッテネータ回路を介してスイッチング回 路１４から与えられるので，図４に示す実施例も電圧検出が間接的である点を除 いては図１の実施例と全く同様に機能する。

【００３７】 尚，上記においてはバイポーラ駆動方式のステップモータに本考案を適用した 例を示したが，定電流駆動方式のステップモータである限り本考案を適用できる ことはいうまでもない。又，上記においてはコンデンサをＣＲ充電する様にした 例を示したが，本考案は目標電圧によって駆動電流を制御する様にしたステップ モータの定電流駆動回路を前提として，ステップモータを歩進するための基準パ ルスの時間幅の前半領域ではコンデンサ充電電圧を目標電圧とするとともに上記 時間幅の後半領域では定電圧を目標電圧とすることを本質とするものであり，こ の要件を満たす限り，図５に示す様にコンデンサ１６を定電流源２５で充電する 様にしても良く，その場合にはコンデンサ１６の充電レベルＶＣがリニアに上昇 することはいうまでもない。

【００３８】 又，上記においては，ステップモータの駆動電流を直接的又は間接的に検出し て，クローズループ制御をする様にした例を示したが，駆動電流が目標電流に対 応して制御される限り，例えばカレントミラー回路等を使用したオープンループ 制御の場合にも本考案は適用できるものである。

【００３９】

【考案の効果】

以上説明した様に，本考案によれは，コンデンサの充電レベルが目標電圧とし てサーボ系に加えられるので，電源電圧が不足気味の時の駆動電流の立ち上がり 波形に上記コンデンサの充電特性を近似させれば，電源電圧に余裕がある場合に は駆動電流の立ち上がり時にコンデンサの充電レベルが電流リミッタとして作用 するので，電源電圧の変動に起因する駆動電流の立ち上がり波形の変動幅を実用 上充分に抑制することが可能となり，モータトルクの変動幅も実用上十分な範囲 に抑制することできる。然も，本考案の場合，各相の通電切換を指令する指令信 号の時間幅の後半領域では，目標電圧が定電圧に切換られるので，コンデンサの 充電レベルを目標電圧としたことに起因する力率の低下も防止され，より理想に 近いリミッタ特性を容易に得ることができる。

【００４０】 又，特にステップモータが２相の励磁相を持ち，コンデンサの充電レベルと定 電圧源のレベルを第１の励磁相と第２の励磁相とで交互に切換使用する様にした 場合には，コンデンサを共有することができるので，回路配置のスペース効率が 向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の１実施例に係るステップモータの定電
流駆動回路の回路図。

【図２】本考案のタイムチャートチャート。

【図３】上記実施例の目標電圧と駆動電流の関係を示す
特性図。

【図４】本考案の他の実施例を示す回路図。

【図５】本考案の変形例を示す回路図。

【図６】従来の定電流駆動回路例を示す回路図。

【図７】図６の回路における駆動電流の立ち上がり時の
電圧依存性を示す特性図。

【図８】従来の定電流駆動回路の他の回路例を示す回路
図。

【図９】図８の回路におけるコンデンサの充電波形を示
す特性図。

【符号の説明】

Ｌ コイル ３ オペアンプ ４ オペアンプ ５ 検出用抵抗 １４ スイッチング手段 １５ 電圧源 １６ コンデンサ １７ フリップフロップ １８ 抵抗 １９ トランジスタ ２１ ワンショット回路 ２２ ワンショット回路 ２３ オアゲート ２５ 定電流源

Claims (2)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 目標電圧に対応して駆動電流が制御され
   るサーボ系を有するステップモータの定電流駆動回路に
   おいて， 前記ステップモータの各励磁相の通電切換を指令するパ
   ルス状の指令信号に同期して充電される充電手段と， 定電圧を発生する定電圧源と， 前記パルス状の指令信号の時間幅の前半領域においては
   前記充電手段の充電レベルを目標電圧として前記サーボ
   系に加え，前記パルス状の指令信号の時間幅の後半領域
   においては前記定電圧源の出力電圧を目標電圧として前
   記サーボ系に加えるスイッチング手段とを具備すること
   を特徴とするステップモータの定電流駆動回路。
2. 【請求項２】 請求項１記載のステップモータの定電流
   駆動回路において， 前記ステップモータは，駆動電流の立ち上がりタイミン
   グで順次シフトされる多相の励磁相を持ち，これら多相
   の励磁相が各々の駆動電流の立ち上がり時に単一の充電
   手段を順次共有する様にしたことを特徴とするステップ
   モータの定電流源駆動回路。