JPS626524A - Ｐｗｍ駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明は、ＰＷＭ　（パルス幅変調）駆動回路に関し、
特に駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス信
号を生成し、このパルス信号に基づいて負荷をスイッチ
ング駆動するＰＷＭ駆動回路に関する。

背倶技術 モータ等の負荷を駆動づる１方式として、ＰＷＭ双方向
スイッチング駆動方式が知られている。

当該駆動方式は、損失が少なくかつ消費電力を低減でき
るという優れた特徴を有しており、特にバッテリを電源
とする車載用は器や携帯用機器等におけるモータ等の負
荷の駆動に有用である。

従来、ＰＷＭ駆動回路としては、第１３図に示すように
、互いに同相の２つの三角波信号ａ、　ｂを生成し、こ
れら三角波信号をその一方ａが他方すに比して直流バイ
アスレベルが高い状態で比較回路１００の上限及び下限
の基準入力とし、更に駆動信号Ｃを比較入力とすること
により、駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅でかつ
負荷の駆動方向に対応した一対のパルス信号ｄ、ｅを得
、この一対のパルス信号ｄ、ｅに基づいて負荷をスイッ
チング駆動する構成のものがあった。

かかる構成において、駆動信号Ｃの信号レベルが小なる
範囲では三角波信号の先端部分を使用することになる。

しかし、三角波信号の生成過程において、アンプには帯
域が無限大のものは無く、三角波の先端部分にリンギン
グがのったり、いわゆるなまりが生ずるのは避けられな
いので、三角波信号の先端部分を使用しなければならな
い従来回路では、特に駆動信号Ｃの信号レベルが小なる
ときの入出力持性のりニアリティが悪化するという欠点
がおった。

ところで、負荷を駆動するパワードライブ段においては
、負荷に対して互いに直列に接続された一対のトランジ
スタが２組設けられ、各組のトランジスタが異なるタイ
ミングでＯＮ状態となって負荷に異なる方向の駆動電流
を供給することにより、負荷を双方向に駆動する構成と
なっている。

ここで、トランジスタは一般に、第６図に承り如く、ベ
ース・エミッタ間の容ｆｆ１ｃｏに起因するｔＯＦＦな
るディレ一時間を有し、駆動パルスの消滅後に瞬時にＯ
ＦＦ状態になり得ない特性を有している。これにより、
パワードライブ段において、駆動方向の反転時に上記デ
ィレ一時間ｔＯＦＦ内に逆方向駆動パルスが発生した場
合、一時的に異なる組のトランジスタが同時にＯＮ状態
となり、トランジスタに大電流が流れることによって当
該トランジスタが破壊に至る場合がある。

１１匹」１ 本発明は、上述した点に鑑みなされたもので、パルス信
号の生成に三角波信号の直線部分のみを利用することに
より、特に駆動信号の信号レベルが小なるときの入出力
特性のリニアリティを向上でき、更にはパワードライブ
段のトランジスタの同時ＯＮを確実に防止し得るＰＷＭ
駆動回路を提供することを目的とする。

本発明によるＰＷＭ駆動回路は、ピーク値がほぼ等しく
互いに逆相の２相の三角波信号を生成し、この２相の三
角波信号をそれぞれ比較回路の上限及び下限の基準入力
とすることにより、駆動信号の信号レベルに応じたパル
ス信号を生成する構成のものにおいて、一方向の駆動パ
ルスを所定時間だけ遅延してパワードライブ段に供給す
ると共に、当該駆動パルスの発生時点からその消滅後一
定時間だけ経過するまでの間他方の駆動パルスのパワー
ドライブ段への供給を禁止する構成となっている。

実　　施　　例 以下、本発明の実施例を図に基づいて詳細に説明する。

第１図において、第１の定電流源１は、トランジスタＱ
＋　、Ｑ２及び抵抗Ｒ＋　、Ｒ２からなる電流ミラー回
路によって構成されている。この第１の定電流源１と直
列接続された第２の定電流１１１ｉｉｉ２は、互いに並
列接続されたトランジスタＱ３　、　Ｑ４と、これらト
ランジスタＱ３　、Ｑ４　と１氏抗Ｒ３を介してベース
が共通接続されたトランジスタＱ５及び各トランジスタ
のエミッタ抵抗Ｒ４、Ｒｓからなる電流ミラー回路によ
って構成されており、第１の定電流源１の定電流値ＩＯ
の２倍の電流値２ｉｏを吸い込むようになっている。第
１及び第２の定電流源１，２の共通接続点、即ちトラン
ジスタＱ２及びトランジスタＱ３　、Ｑ４のコレクタ共
通接続点と基準電位点であるアースとの間には、蓄電手
段であるコンデンサＣＩが接続されている。

コンデンサＣＩの両端電圧は、コンパレータＣＯＭ　Ｐ
　＋　、　ＣＯＭ　Ｐ　２からなり当該電圧レベルを監
視する比較回路３の比較入力、即ちコンパレータＣＯＭ
　Ｐ　＋の反転入力及びＣＯＭ　Ｐ　２の非反転入力と
なる。比較回路３の上限及び下限の比較基準レベルＶｕ
及びＶしは、互いに直列接続された４つの抵抗Ｒ５〜Ｒ
８による基準電源゛電圧ｙｒｅｒの分圧によって設定さ
れている。抵抗Ｒ５〜Ｒｓは更に、基準電源電圧Ｖｒｅ
ｆを略１／２に分圧し、電圧ホロア回路構成のオペアン
プＯＰ＋　を介して１／２Ｖｒｅｆとする。比較回路３
の２つの比較出力、即ちコンバレー　タＣＯＭ　Ｐ　＋
　、　ＣＯＭ　Ｐ　２　（７）各出力はＲ８−フリップ
７０ツブ４のセット（Ｓ）及びリセット（Ｒ）入力とな
る。フリップフロップ〈以下単にＦＦの記す）４のｄ出
力は、トランジスタＱ６及び抵抗Ｒｓ、Ｒｈｏからなり
第２の定電流源２の活性化・非活性化の制御をなす制御
回路５に供給される。この制御回路５は、トランジスタ
Ｑ６がＦＦ４の０出力に応答してオン状態となってトラ
ンジスタＱ３　、Ｑ４をオフ状態とすることにより、第
２の定電流源２を非活性化状態とする。

第２の定電流源２におけるエミッタ抵抗Ｒ５の両端電圧
は電圧ホロア回路構成のオペアンプＯＰ２の反転入力と
なっている。オペアンプＯＰ　２は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２
による基準電源電圧ｒｅｆの分圧によって比較基準レベ
ルが設定されてＪ３つ、その比較出力によって第１及び
第２の定電流源１，２の定電流値を設定する電流値設定
回路６を構成している。

コンデン′＋ｊＣ１の両端電圧は電圧ホロア回路構成の
オペアンプＯＰ３を介して第１相の三角波信号φａにな
ると共に、ＡペアンブＯＰ４及び抵抗Ｒ１３，ＲＩ４か
らなるインバータ７で位相反転されて第１相の三角波信
号φａとは逆相の第２相の三角波信号φｂとなる。これ
ら三角波信号φａ、φｂには、１　／　２　Ｖ　ｒｅｆ
の直流バイアスが与えられる。

以上により、ピーク値がほぼ等しく互いに逆相の２相の
三角波信号φａ、φｂを発生する三角波生成回路８が構
成されている。かかる三角波生成回路８では、定電流値
１ｏなる第１の定電流源１と定電流値２１ｏなる第２の
定電流源２とを設け、第２の定電流源２のオン／オフ制
御によってコンデンサＣ＋を定電流にて充放電すること
により、三角波を生成する構成となっているので、当該
回路８をＩＣ（集積回路）化する場合には、コンデンサ
Ｃ１用として端子ビンが１個（第１図における端子８ａ
）で済むという利点がある。

２相の三角波信号φａ、φｂはコンパレータＣＯＭ　Ｐ
　３．　Ｇ　ＯＭ　Ｐ　４からなる比較回路９の上限及
び下限の比較基準入力、即ちコンパレータＣ０ＭＰ３　
、ＣＯＭＰＪの各反転入力となる。比較回路９の比較入
力、即ちコンパレータＣＯＭＰ３　。

ＣＯＭＰＪの各、非反転入力として負荷である例えばモ
ータＭの駆動信号が抵抗Ｒ＋ｓを介して供給される。コ
ンパレータＣＯＭ　Ｐ　３　、　Ｇ　ＯＭ　Ｐ　４の各
非反転入力端には抵抗Ｒ１６（ＲＩ５　＝ＲＩ６　＞を
介して基準電源電圧Ｖ　ｒｅｆが印加されており、抵抗
Ｒ１５、Ｒ１６の各抵抗値が等しく設定されていること
で、駆動信号はウィンドコンパレータ９の比較入力とな
る時点で１　／　２Ｖ　ｒｅｆにバイアスされることに
なる。づなわち、駆動信号の信号基準レベルが１　／　
２　Ｖ　ｒｅｆとなる。

これにより、三角波生成回路８の回路基準レベル、即ち
比較回路３の比較基準レベルと駆動信号の直流バイアス
レベル（信号基準レベル）とが共に同一の基準電源電圧
Ｖ　ｒｅｆの抵抗分圧によって設定されることになる。

従って、電源電圧の変動があっても２相の三角波信号φ
ａ、φｂと駆動信号との相対的な信号レベルが常に一定
に保たれることになるので、電源電圧の変ρＪに拘らず
常に安定した回路動作が行なわれることになる。

コンパレータＣＯＭＰ３の比較出力はＡＮＤゲート１０
及びＮＯＲゲート１１の各−人力となり、コンパレータ
ＣＯＭ　Ｐ　ａの比較出力はＡＮＤゲート１０及びＮＯ
Ｒゲート１１の各他人力となる。

これにより、ＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲート１１の
各出力端には、モータＭの駆動方向に対応した第１及び
第２のパルス信号が導出されることになる。

先述した駆動信号は抵抗Ｒ＋ｓを介してコンパレークＣ
ＯＭ　Ｐ　ｓの非反転入力ともなっている。コンバレー
タＣＯＭＰｓは１／２Ｖｒｅｆを反転入力とすることで
、駆動信号の信号基準レベルに対づる極性を判別する極
性判別手段を構成している。

コンパレータＣＯＭＰｓの判別出力はＤ　−Ｆ　Ｆ、　
１２のデータ（Ｄ＞入力となる。Ｄ−ＦＦ１２は三角波
生成回路８におけるＲ８−ＦＦ４のＱ出力をトリガ（Ｔ
）入力とし、そのＱ、ｃｉ比出力ＡＮＤゲート１３．１
４の各−人力となる。ＡＮＤゲート１３，１４はＡＮＤ
ゲート１０及びＮＯＲゲート１１の各出、力、即ち第１
及び第２のパルス信号をそれぞれ他人力としており、Ｄ
−ＦＦ１２のＱ。

ｄ出力に基づいて第１及び第２のパルス信号のうちのい
ずれか一方のみを出力するゲート手段を構成している。

ＡＮＤＮＯゲート１１４の各出力パルスは、後述するモ
ータドライブ回路１８における逆起電力吸収用ダイオー
ドＤ＋　、Ｄ２の逆起電力によるエネルギー損失分を補
償する補償回路１５．１６に供給される。補償回路１５
において、ＡＮＤゲート１３の出力パルスが抵抗Ｒ１７
を介してトランジスタＱ７のベース入力となり、このト
ランジスタＱ、はコンデン→ノＣ１と並列接続されてい
る。コンデンサＣ２は１〜ランジスタＱ７のオン時に両
端が短絡されて充電電荷が瞬時に放電され、トランジス
タＱ７がオフになった時点、即ちＡＮＤゲート１３の出
力パルスが消滅した時点から定電流源ｌａによって充電
が開始される。コンデンサＣ２の両端電圧はコンパレー
タＣＯＭ　Ｐ　６の反転入力となる。コンパレータＣＯ
Ｍ　Ｐ　６は基準電圧ＥＯを非反転入力とし、コンデン
サＣ２の両ＩＨ，１圧が４茎電圧Ｅｏより低いとき高レ
ベルのパルス信号を発生する。その結果、補償回路１５
からはＡＮＤゲート１３の出力パルスに対し、はぼ一定
のパルス幅のパルスが追加されたパルス信号が出力され
ることになる。

補償回路１６も補償回路１５と同様に、抵抗ＲＩ８、ト
ランジスタＱ８、コンデンサＣ３、定電流源Ｉｂ及びコ
ンパレータＣＯＭＰ７によって構成されており、その動
作も補償回路１５と全く同じである。

補償回路１５．１６の各出力パルスは、プリドライブ回
路１７を介してモータドライブ回路１８に供給される。

モータドライブ回路１８において、モータＭ　＋、ｔＰ
　Ｎ　Ｐ形トランジスタＱ９とＮＰＮ形トランジスタＱ
　＋ｏ及びＰＮＰ形トランジスタＱ　＋＋とＮＰＮ形ト
ランジスタＱ　１２の各コレクタ共通接続点間に接続さ
れている。トランジスタＱ９　、　Ｑ＋ｏ　、Ｑｌｌ　
、Ｑ１０はパワートランジスタである。トランジスタＱ
９．Ｑｌｌの各エミッタは直接電源Ｖヱに接続され、各
ベースはそれぞれ抵抗Ｒ１９，Ｒ江を介して電源Ｖ　ｃ
ｃに接続されている。一方、トランジスタＱ＋ｃ、Ｑ＋
ｚ各丁ミッタは共に接地され、各ベースはそれぞれ抵抗
Ｒ２＋、Ｒ２２を介して接地されると共にツェナーダイ
オードＺＤ＋　、ＺＤ２を介して各コレクタに接続され
ている。モータＭの両端は逆起電力吸収用ダイオードＤ
＋　、Ｄ２を介して電源Ｖｃｃに接続されている。

プリドライブ回路１７において、補償回路１５から供給
されるパルス信号は抵抗Ｒ２３，Ｒ２４及びトランジス
タＱ　１３からなるプリドライブＢを介してパワートラ
ンジスタＱ９を駆ａ　すると共に、インバータ１って反
転された後抵抗Ｒ２５〜Ｒ２７及びトランジスタＱ　１
４からなるプリドライブ段を介してパワートランジスタ
Ｑ　１２を駆動する。これにより、モータＭには図に実
線で示す矢印方向の゛心流が流れ、モータＭは正方向に
回転駆動されることになる。また、補償回路１５からの
パルス信号はインバータ２０を介してｈランジスタＱ　
＋ｓにも供給され、モータＭの正方向駆動の停止時に当
該トランジスタＱＣｓをオンせしめる。これにより、パ
ワートランジスタＱ　１２のベース・エミッタ間がトラ
ンジスタＱ　＋ｓによって短絡されるので、パワートラ
ンジスタＱ　１２は瞬時にオフ状態となる。このトラン
ジスタＱ　＋ｓを設けた理由については、後で詳細に説
明する。トランジスタＱ　＋ｓのベースは抵抗Ｒ２８を
介して電源Ｖｃｃに接続されている。

一方、補償回路１６から供給されるパルス信号は抵抗Ｒ
２９，Ｒ刃及びトランジスタＱ１６からなるプリドライ
ブ段を介してパワートランジスタＱ　ｕを駆動すると共
に、インバータ２１で反転された俊抵抗Ｒ３１〜Ｒ３３
及びトランジスタＱ１７からなるプリドライブ段を介し
てパワートランジスタＱＩＧを駆動する。これにより、
モータＭには図に破線で示す矢印方向の電流が流れ、モ
ータＭは逆方向に回転駆動されることになる。また、補
償回路１６からの定電流源はインバータ２２を介してト
ランジスタＱＩ８にも供給され、モータＭの逆方向駆動
の停止時に当該トランジスタＱ　＋ｓをオンせしめる。

これにより、パワートランジスタＱ　ＩＧのベース・エ
ミッタ間がトランジスタＱ＋ａによって短絡されるので
、パワートランジスタＱ　ｔｏは瞬時にオフ状態となる
。トランジスタＱ＋８のベースは抵抗Ｒγを介して電源
Ｖｃｃに接続されている。

次に、本発明によるＰＷＭ駆動回路の回路動作について
説明する。

まず、三角波生成回路８の回路動作を第２図の波形図を
参照しつつ説明する。三角波生成回路８において、第２
の定電流源２が非活性化状態にあるとき、即ちトランジ
スタＱ６のオンによりトランジスタＱ３　、Ｑ４がオフ
状態にあるとき、コンデンサＣ１は第１の定電流源１が
ら供給される定電流により、第２図（ａ）に示すように
、一定の傾斜角をもって充電される。コンデンサｃ１の
両端電圧が比較回路３の上限基準レベルＶｕに達すると
コンパレータＣＯＭ　Ｐ　＋　が低レベルのパルス（ｂ
）を発生し、このパルス（ｂ）に応答してＲ８−ＦＦ４
のΦ出力＜ｄ）が低レベルに遷移する。

これにより、トランジスタＱ６がオフ状態となるので、
第２の定電流源２が活性化状態、即ちトランジスタＱ３
　、Ｑ４がオン状態となり、第１の定電流源１の定電流
の２倍の電流の吸い込みを行なう。

その結果、それまで充電状態にあったコンデンサＣ１は
放電状態に移行し、第２図（ａ＞に示すように、充電時
と同じ傾斜角をもって放電が行なわれる。続いて、コン
デンサＣ１の両端電圧が比較回路３の下限基準レベルＶ
Ｌに達するとコンパレータＣＯＭ　Ｐ　２が低レベルの
パルス（Ｃ）を発生し、このパルス（Ｃ）に応答してＲ
８−ＦＦ４の０出力（ｄ）が高レベルに遷移する。これ
により、トランジスタＱ６がオン状態となり、第２の定
電流源２が非活性化状態となるので、再びコンデンサＣ
１は第１の定電流源１から供給される定電流により一定
の傾斜角をもって充電されることになる。

このように、第１及び第２の定電流源１，２による定電
流にてコンデンサＣ１の充放電動作が繰り返されること
により、コンデンサＣＩの両端電圧は、第２図（ａ）に
実線で示す如く三角波状に変化し、オペアンプＯＰ３を
介して第１相の三角波信号φａとして出力され、又イン
バータ７で位相反転されることにより、第２図（ａ）に
破線で示す如く第１相の三角波信号φａとピーク値が等
しくかつ逆相の第２相の三角波信号φｂとして出力され
ることになる。この２相の三角波信号φａ。

φｂは比較回路９の基準入力となる。

比較回路９の比較入力としては、１／２Ｖｒｃｆの信号
基準レベルを有するモータＭの駆動信号が供給される。

ここで、モータＭが例えばコンパクトディスクを回転駆
動するスピンドルモータである場合には、ディスクから
の再生同期信号と基準同期信号との比較によって得られ
るエラー信号が上記駆動信号となり、このエラー信号に
基づいて　　　　　゛スピンドルモータの駆動制御が行
なわれることになる。これがいわゆるスピンドルサーボ
である。

第３図において、２相の三角波信号φａ、φｂのクロス
点が１／２Ｖｒｅｆレベルとなっており、この１／２Ｖ
ｒｅｆレベルに対して駆動信号の信号レベルが高い場合
及び低い場合のＰＷＭ動作について以下に説明する。

比較回路９において、まず、駆動信号の信号レベルが図
＜ａ）に一点鎖線で示す如＜１／２Ｖｒｅｒレベルより
高い場合には、コンパレータＣＯＭＰ３の出力（ｂ）は
駆動信号の信号レベルに対し第１相の三角波信号φａの
信号レベルが低くなった時点ｔ１で低レベルから高レベ
ルに遷移し、三角波信号φａの信号レベルが駆動信号の
信号レベルを越える時点ｔ４まで高レベルを維持する。

また、コンパレータＣＯＭ　Ｐ　４の出ツノ（Ｃ）は、
第２相の三角波信号φｂの信号レベルが駆動信号の信号
レベルを越えた時点ｔ２で高レベルから低レベルに遷移
し、駆動信号の信号レベルより低くなった時点ｔ３で再
び高レベルに遷移する。

一方、駆動信号の信号レベルが図（ａ）に二点鎖線で示
す如＜１／２Ｖｒｅｆレベルより低くかつ例えば上記の
場合と同一の絶対値レベルを有する場合には、コンパレ
ータＣＯＭ　Ｐ　３の出力（ｄ）は第１相の三角波信号
φａの信号レベルが駆動信号の信号レベルを越えた時点
ｔ２で低レベルから高レベルに遷移し、三角波信号φａ
の信号レベルが駆動信号の信号レベルを越える時点ｔ３
まで高レベルを維持する。また、コンパレータＣＯＭＰ
４の出力（ｅ）は、第２相の三角波信号φｂの信号レベ
ルが駆動信号の信号レベルを越えた時点ｔ１で高レベル
から低レベルに遷移し、駆動信号の信号レベルＪ：り低
くなった時点ｔ４で再び高レベルに遷移する。

コンパレータＣＯＭ　Ｐ　３　、　Ｇ　ＯＭ　Ｐ　Ｊの
各出力はＡＮＤゲート１０及びＮＯＲゲートｌ　１の２
人力となってＪ３す、ＡＮＤゲート１０は２人力が共に
高レベルのとき、［！Ｊら駆動信号の信号レベルが１　
／　２　Ｖ　ｒｅｆレベルより高いとき高レベルのパル
ス（ｆ）を出力し、ＮＯＲゲー（〜１１は２人力が共に
低レベルのとき、即ち駆動信号の信号レベルが１　／　
２　Ｖ　ｒｅｆレベルより低いとき高レベルのパルス（
ＣＩ）を出力する。従って、ＡＮＤゲート１０及びＮＯ
Ｒゲート１１はモータＭの駆動方向に対応したパルス信
号（ｆ）、（ｑ）を出力することになる。なお、ここで
は駆動信号の信号レベルが一定の場合について説明した
ので、パルス信号（ｆ）、（ｇ）のパルス幅が一定とな
っているが、このパルス幅が駆動信号の信号レベルに応
じて変化することは容易に理解できる。

このように、ピーク値が等しくかつ互いに逆相の２相の
三角波信号φａ、φｂを生成し、この２相の三角波信号
φａ、φｂの直線部分を用いてＰＷＭ動作を行なうこと
により、たとえ三角波の先端部分にリンギングがのった
り、いわゆるなまりが生じていても、駆動信号の信号レ
ベルが小なるときのりニアリティの悪化は全くないので
ある。

ここで、基準電源電圧Ｖｒｅｆが変動した場合、ＰＷＭ
によって生成されるパルス信号のパルス幅が変化し、こ
のパルス信号による駆動電力が電源電圧の変動に応じて
変化してしまうことになる。

すなわち、第４図（Ａ）に示すように、駆動信号がある
信号レベルのときのパルス信号のパルス幅をＴｏとする
と、このパルス信号による駆動電力は、そのパルス幅Ｔ
ｏとドライブ電圧Ｖｏ（Ｉｆ電源電圧Ｖｒｅｆ）の積で
定義されるので、電源電圧の変動によりドライブ電圧Ｖ
ｏが例えば１／２になった場合、駆動電力も斜線で示す
如＜１／２になってしようことになる。

ところが、三角波生成回路８においては、第１及び第２
の定電流ａ１．２の定電流値を設定する電流値設定回路
６の比較基準レベルが抵抗Ｒｏ。

Ｒ１２による基準電源電圧Ｖ　ｒｅｆの分圧によって設
定されており、当該基準レベルも電源電圧の変動に応じ
て変動ツることになるので、電流値設定回路６は電源電
圧の変動に応じて第１及び第２の定電流源１．２の定電
流値を制御できることになる。

その結果、第４図（Ｂ）に示ザように、三角波の傾斜角
が変化することになる。一方、比較回路３の上限及び下
限の比較基準レベルＶＬＪ、ＶＬも抵抗Ｒ５〜Ｒ８によ
る基準電源電圧Ｖ　ｒｅｆの分圧によって設定されてい
るので、基準電源電圧ｖｒｅｒが１／２になれば、上限
及び下限の比較基準レベルＶｕ、ＶＬも１／２になり、
その結果三角波のピーク値Ｖｐが第４図（８）に示づ如
く電源変動前の１／２になる。従って、三角波の繰返し
周期が電源変動前と変動後で同じになるように三角波の
傾斜角を設定することにより、変動前の２倍（２Ｔｏ）
のパルス幅を有するパルス信号が生成されることになる
ので、ドライブ電圧ＶＤが１／２になってもパルス信号
による駆動電力は電源変動前と同じになる。

すなわち、三角波生成回路８においては、三角波のピー
ク値及び傾斜角を電源電圧の変動に応じて制御すること
により、パルス信号による駆動電力をＩｔｐ−電源電圧
Ｖ　ｒｃｆの変動に拘らず常に一定にできるのである。

なお、三角波の傾斜角は第１及び第２の定電流源１，２
の定電流値及びコンデンサＣ＋の容量によって決定され
る。

再び第１図において、今、駆動信号の信号レベルが第５
図（ａ）に一点鎖線で示す如く変化したとすると、その
駆動信号の極性及び信号レベルに応じたパルス幅の２つ
のパルス信号（ｂ）、（ｃ）がＡＮＤゲート１０及びＮ
ＯＲゲート１１から出力され、それぞれＡＮＤゲート１
３．１４の各−人力となる。駆動信号はコンパレータＣ
ＯＭ　Ｐ　ｓの比較入力ともなって、信号基準レベル１
／２Ｖｒｅｆに対する極性が判別される。このコンパレ
ータＣＯＭＰｓの比較出力（ｄ）をデータ入力とするＤ
−ＦＦ１２は、三角波生成回路８におけるＲ８−ＦＦ４
のＱ出力（ｅ）をトリガ入力としており、当該Ｑ出力（
ｅ）の立下がりのタイミングでＱ、Ｇｌ出力（ｆ）、（
ｇ＞を発生する。このＱ。

０出力（ｆ）、（Ｑ）はゲート制御信号としてＡＮＤゲ
ート１３．１４に供給される。

なお、上記実施例では、Ｒ８−ＦＦ４のＱ出力（ｅ）を
直接Ｄ−ＦＦ１２のトリガ入力としていたが、Ｑ出力ｆ
ｅ）の立上り及び立下りのタイミングでパルスを発生す
るパルス発生器を介してＤ−ＦＦ１２のトリガ入力とす
ることも可能である。これによれば、極性判別の周期が
１／２となり、分解能を２倍にできることになる。

Ｄ−ＦＦ１２のＱ、Φ出力（ｆ）、（ｇ）はモータＭの
駆動方向を決定する制御信号となり、例えば駆動信号の
信号レベルが小さくかつその極性が正から負に変るタイ
ミングでＮＯＲゲート１１から第５図（Ｃ）に示す如く
瞬時に発生した逆方向駆動のパルス信号（第１番目のパ
ルス）に対しては、その発生時点ではΦ出力（ｑ）が低
レベルにあるので、ＡＮＤゲート１４はその出力を禁止
する動作をなす。この禁止する理由について以下に説明
する。

今、駆動信号の信号レベルが小さくかつその極性が正か
ら負に変るタイミングで、ＮＯＲゲート１１から第５図
（Ｃ）に示す如く瞬時に逆方向駆動のパルス信号が発生
した場合を考えるに、モータドライブ回路１８では、第
５図（ｂ）に示すパルス信号に応答してトランジスタＱ
９．Ｑ１０がオン状態となり、モータＭを正方向に駆動
しているのであるが、第５図（Ｃ）に示き逆方向駆動の
パルス信号が発生することで、トランジスタＱ９゜Ｑ　
１２がオフ状態となり、トランジスタＱＩ１．ＱＩＯが
オン状態となってモータＭを逆方向に駆動しようとする
。

ここで、トランジスタには一般に、第６図に示す如くベ
ース・エミッタ間に容ｆｆ１ｃｏが存在することにより
、駆動パルス（ａ）に応答してオン状態にあるトランジ
スタがパルス（ａ）の消滅時点からオフ状態に移行する
までにｔｏＦＦなるディレ一時間を要する特性を有して
いる。従って、上述のように、第５図（Ｃ）に示す逆方
向駆動のパルス信号が発生することで、トランジスタＱ
９゜Ｑ１０がオフ状態となり、トランジスタＱｕ、Ｑ＋
。

がオン状態となるはずなのであるが、上記ディレ一時間
ｔＯＦＦによってトランジスタＱＩ２が瞬時にオ゛フ状
態になり得なく、一時的にトランジスタＱｎと同時にオ
ン状態となる期間が生じることになるので、トランジス
タＱＩ１．ＱＩ２に大電流が流れ当該トランジスタが破
壊に至る場合が生じることになる。

ところが、本ＰＷＭ駆動回路では、ＡＮＤゲート１３，
１４を設け、これらゲート１３．１４を駆動信号の信号
基準レベルに対する極性判別結果に基づいて制御するよ
うにしたので、上記の例の場合には、第５図（Ｃ）に示
す逆方向駆動のパルス信号の出力をＤ−ＦＦ１２のｄ出
力（ｑ）に応答してＡＮＤゲート１４で禁止できるから
、トランジスタＱ　１２がトランジスタＱ　ｎと同時に
オン状態となることはないのである。

また、パワートランジスタＱＩ２．ＱＩＯのディレ一時
間ｔＯＦＦを小さくするために、プリドライブ回路１７
にはトランジスタＱ　＋ｓ及びＱ　＋ｓが設けられてい
る。これらトランジスタＱ＋ｓ、Ｑ＋ｓはパワートラン
ジスタＱｔ２．Ｑｌ１１の駆動パルスの消滅に応答して
瞬時にオン状態となり、これらトランジスタＱ１２．０
ＩＯのベース・エミッタ間を短絡することにより上記デ
ィレ一時ｆｌｔｏＦＦを短縮できるのである。トランジ
スタのディレ一時間ｔ。

Ｆ　Ｆは一般に１〜２μｓｅｃ位であるが、トランジス
タＱ　＋ｓ及びＱ　＋ｓを設（プたことによって約１／
１０、ｌｌ！Ｉ］ら１Ｑ　Ｑ　ｎ　ｓｅｃ程度ニ短縮カ
可能ト’、’Ｋ　ル。

上）ホしたパワートランジスタの同時ＯＮ防止のだめの
他の実施例を第７図に示す。本図において、先述した如
くモータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパルス
信号（ａ）がＡＮＤゲート−１０及びＮＯＲゲート１１
から出力され、これらパルス信号はそれぞれ遅延回路２
３．２４で所定時間τＯだけ遅延される。これら遅延出
力（ｂ）はそれぞれ３ステートバッファ’２５．２６に
供給される。また、第１及び第２のパルス信号（ａ）は
ワンショットマルチバイブレータ２７．２８にもそれぞ
れ供給される。ワンショットマルチバイブレーク２７．
２８は第１及び第２のパルス信号の発生時点からその消
滅後一定時間、好ましくは遅延回路２３．２４の遅延時
間τＱの２倍の時間（２τ０）だけ経過するまでの間低
レベルの出力（Ｃ）を発生し、バッファ２６．２５に供
給して遅延回路２４．２３から出力される第２及び第１
のパルス信号の次段への供給を禁止する。

第８図は第７図の回路の動作波形図であり、図中（ａ）
〜（Ｃ）は第７図の各部信号（ａ）〜（Ｃ）の各波形を
それぞれ対応して示している。

この波形図を参照して第７図の回路動作を例えばＡＮＤ
ＮＯゲート１１関して説明するならば、パルス信日（ａ
）は遅延回路２３で時間τ０だり遅延されてモータＭの
駆動パルス（ｂ）となるのであるが、このときワンショ
ットマルチバイブレータ２７から出力される低レベルの
禁止信号（Ｃ）に応答してバッファ２６が他方の駆動パ
ルスの出力ラインを遮断状態とする。これにより、駆動
パルス（ｂ）の発生前及び発生後の一定期間（時間τ０
）の間地方の駆動パルスの出力が禁止されることになる
ので、時間τ０を先述したパワートランジスタＱ１２．
ＱＩＯのディレ一時間ｔＯＦＦよりも長く設定すること
により、パワートランジスタＱ９とＱ＋ｏ（又はＱ　ｕ
と０１２）が同時にオン状態となることはないのである
。

なお、先述したように、トランジスタのディレ一時間ｔ
ＯＦＦは一般に１〜２μｓｅｃ位であるから、時間τ０
を５μｓｅｃ程度に設定するのが望ましい。

第１図にＪ３いて、ＡＮＤゲート１３．１４から出力さ
れるモータＭの駆動方向に対応した第１及び第２のパル
ス信号は補償回路１５．１６にそれぞれ供給される。こ
れら補償回路１５．１６はモータドライブ回路１８にお
ける逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエネル
ギー損失分を補償づ−るためのものである。逆起電力吸
収用ダイオードＤ１．Ｄ２でのエネルギー損失はほぼ一
定であり、パルス信号のパルス幅が大ぎいときには無視
し得る程度のものであるが、パルス幅が小さいときは損
失の比率が大きくなってくる。従って、第９図に破線で
示すように、パルス信号のパルス幅が小なる領域でゲイ
ンが低下することになるので、パルス幅が小さいときに
逆起電力吸収用ダイオードＤ＋　、Ｄ２でのエネルギー
損失分を補償してやれば良いのである。

ここで、補償回路１５の回路動作について第１０図の波
形図を参照しつつ説明づるならば、コンデンサＣ２は定
電流源（ａにより定電流にて充電されており、入力パル
ス（ａ）に応答してトランジスタＱ７がオン状態となる
ことによってコンデンサＣ２の充電電荷が瞬時に放電さ
れ、入力パルス（ａ）が消滅した時点から再びコンデン
サＣ２は定電流にて充電される。従って、コンデンサＣ
２の両端電圧は第１０図（ｂ）に示す如く変化する。こ
の両端電圧（ｂ）はコンパレータＣＯＭＰ７で基準電圧
Ｅｏと比較され、その結果コンパレータＣＯＭＰ７の出
力端には入力パルス（ａ）の発生時からその消滅後一定
時間Ｔａだけ経過づるまでの時間のパルス幅を有するパ
ルス信号（Ｃ）が得られることになる。すなわら、入力
パルス（ａ）に対して一定のパルス幅Ｔａが追加された
ことになり、この追加されたパルス幅１−ａ分に相−当
するエネルギーによって逆起電力吸収用ダイオードＤ＋
　、Ｄ２でのエネルギー損失分を補償できるのである。

第１１図には補償回路１５．１６の入出力特性、即ち入
力パルスのパルス幅と追加されるパルス幅との関係が示
されており、コンデンサＣ２の両端電圧がコンパレータ
ＣＯＭＰ７の基準電圧Ｅ○まで低下し得ない程度の入力
パルスのパルス幅領域■ではパルス幅の追加はなく、基
準電圧ＥＯ以下零レベルになるまでの領域■では追加パ
ルス幅が比例的に変化し、零レベルに達した以陪の領域
■では追加されるパルス幅が固定幅となる。すなわち、
入力パルスのパルス幅が極めて小さい領域■。

■ではパルス幅の追加が無かったり、追加パルス幅が比
例的に変化するが、これは入力パルスの立上り及び立下
りが急峻ではなく実際にはなだらかであることに起因す
るものであり、その結果領域■の範囲では第９図に実線
で示す如くゲインを向上できることになる。

補償回路１５．１６としては、上記実施例の構成のもの
に限定されることなく、例えば第１２図に示すように、
入力パルスの立上りエツジに応答して一定のパルス幅Ｔ
ｂを有するパルス信号を発生ずるパルス発生回路２つと
、このパルス発生回路２つの出力パルスと入力パルスと
の論理和をとるＯＲゲート３０とからなる構成のｂので
あっても良い。かかる構成においては、入力パルスのパ
ルス幅が上記パルス幅Ｔｂより小なるときに（Ｊ、常時
当該パルス幅Ｔｂを有するパルス信号がＯＲゲート３０
から出力されることにより、入力パルスのパルス幅が小
さいときの逆起電力吸収用ダイオードＤＩ　、Ｄ２での
エネルギー損失分の補償が行なわれ、入力パルスのパル
ス幅が上記パルス幅Ｔｂより犬なるときには入力パルス
に対するパルス幅の変更は行なわれない。

なお、上記実施例では、コンパクトディスクを回転駆動
するスピンドルモータの駆動回路に適用した場合につい
て説明したが、これに限定されるものではなく、ピック
アップを駆動するキャリッジモータ、ピックアップにお
ける情報読取光のフォーカスやトラッキングの制御をな
すフォーカスアクチュエータやトラッキングアクチュエ
ータの駆動回路にも適用可能であり、又コンパクトディ
スクプレーヤのみならず種々の機器における各種負荷の
駆動回路にも広く適用できるもので）る。

発明の詳細 な説明したように、本発明によるＰＷＭ駆動回路によれ
ば、負荷を駆動するパルス信号の生成に三角波信号の直
線部分のみを利用する構成となっていうので、三角波の
先端部分にリンギングがのったり、なまりが生じていて
もこれらの影響を全く受けることはなく、特に駆動信号
の信号レベルが小なるときの入出力特性のりニアリティ
を向上できることになる。

また、一方向の駆動パルスを所定時間だけ遅延してパワ
ードライブ段に供給すると共に、当該駆動パルスの発生
時点からその消滅後一定時間だけ経過するまでの間他方
の駆動パルスのパワードライブ段への供給を禁止するよ
うにしたので、トランジスタのｔＯＦＦなるディレ一時
間に起因するパワードライブ段のトランジスタの同時Ｏ
Ｎを確実に防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示ず回路図、第２図は第１
図における三角波生成回路の回路動作を説明するための
各部波形図、第３図はＰＷＭ動作による負荷の駆動方向
に対応した２つのパルス信号の生成動作を説明するため
の各部波形図、第４図（Ａ＞、（Ｂ）は電源電圧の変動
に対応しＣ三角波の傾斜角及びピーク値を変化せしめる
動作を説明するための波形図、第５図はトランジスタの
ｔＯＦＦディレ一時間に起因するドライブ段のパワート
ランジスタの同時ＯＮ防止回路の回路動作を説明するた
めの各部波形図、第６図はトランジスタのｔＯＦＦディ
レ一時間について説明するための図、第７図は同時ＯＮ
防止回路の他の実施例を示すブロック図、第８図は第７
図の回路動作を説明するための各部波形図、第９図は逆
起電ノコ吸収用ダイオードでの逆起電力によるエネルギ
ー損失に起因するゲインの変化を示す図、第１０図は逆
起電力吸収用ダイオードでの逆起電力によるエネルギー
損失分を補償する補償回路の回路動作を　　　　　□説
明するための波形図、第１１図はかかる補償回路の入出
力特性を示す図、第１２図はかかる補償回路の他の実施
例を示ずブロック図、第１３図は従来例及びその動作を
説明するための図である。 主要部分の符号の説明 １・・・・・・第１の定電流源 ２・・・・・・第２の定電流源 ３．９・・・・・・比較回路 ８・・・・・・三角波生成回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）駆動信号の信号レベルに応じたパルス幅のパルス
   信号を生成し、このパルス信号に基づいて負荷をスイッ
   チング駆動するＰＷＭ（パルス幅変調）駆動回路であつ
   て、ピーク値がほぼ等しく互いに逆相の２相の三角波信
   号を発生する三角波生成手段と、前記２相の三角波信号
   をそれぞれ上限及び下限の基準入力としかつ前記駆動信
   号を比較入力とする比較回路と、前記比較回路の出力に
   基づいて前記負荷の駆動方向に対応した第１及び第２の
   パルス信号を出力する第１及び第２のゲート手段と、前
   記第１及び第２のパルス信号をそれぞれ遅延して前記負
   荷の駆動回路に供給する第１及び第２の遅延手段と、前
   記第１及び第２のパルス信号の発生時点からその消滅後
   一定時間だけ経過するまでの間前記第２及び第１の遅延
   手段の出力信号の前記駆動回路への供給を禁止する第１
   及び第２の禁止手段とを備えたことを特徴とするＰＷＭ
   駆動回路。
2. （２）前記一定時間は、前記第１及び第２の遅延手段の
   遅延時間の略２倍に設定されたことを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載のＰＷＭ駆動回路。