JP2717498B2 - 双方向チョッパ・トランスコンダクタンス増幅器 - Google Patents
双方向チョッパ・トランスコンダクタンス増幅器Info
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- JP2717498B2 JP2717498B2 JP6018979A JP1897994A JP2717498B2 JP 2717498 B2 JP2717498 B2 JP 2717498B2 JP 6018979 A JP6018979 A JP 6018979A JP 1897994 A JP1897994 A JP 1897994A JP 2717498 B2 JP2717498 B2 JP 2717498B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
- H02P7/03—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors
- H02P7/04—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for controlling the direction of rotation of DC motors by means of a H-bridge circuit
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
- Control Of Direct Current Motors (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、トランスコンダクタン
ス増幅器、特に、４つの象限で動作して、ステッピング
・モータ及び直流サーボ・モータ用の駆動信号を発生す
る双方向チョッパ・トランスコンダクタンス増幅器に関
する。
ス増幅器、特に、４つの象限で動作して、ステッピング
・モータ及び直流サーボ・モータ用の駆動信号を発生す
る双方向チョッパ・トランスコンダクタンス増幅器に関
する。
【０００２】
【従来の技術】ステッピング・モータ及び直流サーボ・
モータのドライバは、典型的には、トランスコンダクタ
ンス増幅器を用いている。所望のモータ巻線電流に比例
して、命令電圧をこの増幅器に入力している。トランス
コンダクタンス増幅器は、モータ巻線に発生する電圧を
制御して、巻線電流を所望値に近似する。モータ電圧の
直接線形駆動は、過大な電流を用いるので、ほとんどの
トランスコンダクタンス増幅器は、チョッピング技術を
用いている。例えば、モータ巻線に１０ボルトが必要な
場合、０ボルトと、４０ボルトの如き供給電圧との間
で、２５％の如き適切な衝撃係数（デュティ・サイク
ル）でスイッチングを行い、平均電圧として１０ボルト
を得る。マイナス１０ボルトが必要ならば、モータ巻線
の反対端部に、同じ衝撃係数の電源電圧を供給する。典
型的には、トランジスタ又はＦＥＴである４個１組の電
源スイッチを用いて、モータ巻線のいずれかの端部を供
給電圧源又は接地に接続する。この１組の電源スイッチ
をＨブリッジと呼ぶ。線形の場合には、モータ巻線電流
をモニタし、その出力電圧（デュティ・サイクル）を調
整して、電流をほぼ所望値とする。
モータのドライバは、典型的には、トランスコンダクタ
ンス増幅器を用いている。所望のモータ巻線電流に比例
して、命令電圧をこの増幅器に入力している。トランス
コンダクタンス増幅器は、モータ巻線に発生する電圧を
制御して、巻線電流を所望値に近似する。モータ電圧の
直接線形駆動は、過大な電流を用いるので、ほとんどの
トランスコンダクタンス増幅器は、チョッピング技術を
用いている。例えば、モータ巻線に１０ボルトが必要な
場合、０ボルトと、４０ボルトの如き供給電圧との間
で、２５％の如き適切な衝撃係数（デュティ・サイク
ル）でスイッチングを行い、平均電圧として１０ボルト
を得る。マイナス１０ボルトが必要ならば、モータ巻線
の反対端部に、同じ衝撃係数の電源電圧を供給する。典
型的には、トランジスタ又はＦＥＴである４個１組の電
源スイッチを用いて、モータ巻線のいずれかの端部を供
給電圧源又は接地に接続する。この１組の電源スイッチ
をＨブリッジと呼ぶ。線形の場合には、モータ巻線電流
をモニタし、その出力電圧（デュティ・サイクル）を調
整して、電流をほぼ所望値とする。
【０００３】モータ巻線の電圧がこのモータ巻線電流に
応じたいずれかの極性の場合、トランスコンダクタンス
増幅器は、４象限で動作すると言われている。これは、
命令電流が正であるが、急速に減少している場合に、有
効である。モータ巻線のインダクタンスに流れる電流を
充分高速に減少させるためには、電圧が負である必要が
ある。特に、標準Ｈブリッジ集積回路によっては、効率
的な象限動作を行うのが難しい。この標準Ｈブリッジ集
積回路は、出力電圧がゼロである再循環状態の際に、モ
ータ巻線電流を検知できない。１つの方法が、米国オレ
ゴン州ウイルソンビルのテクトロニクス社製Phaser II
カラー・プリンタで実現されている。このプリンタで
は、小電流検知抵抗器をモータ巻線と直列に配置して、
Ｈブリッジが再循環状態であっても、モータ巻線電流を
常に検知する。電流検知抵抗器の小さな電圧降下は、電
流検知抵抗器を流れる比較的大きな電流を表し、精密な
差動増幅器は、この電流検知抵抗器の小さな電圧降下
を、実際のモータ電流に比例し、接地を基準とした電圧
に変換する。接地を基準とした電圧として、命令電流を
入力する。この入力は、所望電流を反転したものであ
る。２個の増幅器が、命令電圧及び精密差動増幅器の出
力信号を、逆極性のオフセット電圧と互いに加算して、
所望電流及び測定電流との差に比例する逆極性のエラー
電圧を発生する。これらエラー電圧を、三角波信号と共
に夫々の比較器に入力する。なお、三角波信号のピーク
は、オフセット電圧未満である。エラー電圧の符号に応
じて、これら比較器の一方又は他方が切り替わり、Ｈブ
リッジがモータ電流を増やすか減らすかして、エラー電
圧が表す電流エラーを補正し、回路を再び平衡状態にす
る。
応じたいずれかの極性の場合、トランスコンダクタンス
増幅器は、４象限で動作すると言われている。これは、
命令電流が正であるが、急速に減少している場合に、有
効である。モータ巻線のインダクタンスに流れる電流を
充分高速に減少させるためには、電圧が負である必要が
ある。特に、標準Ｈブリッジ集積回路によっては、効率
的な象限動作を行うのが難しい。この標準Ｈブリッジ集
積回路は、出力電圧がゼロである再循環状態の際に、モ
ータ巻線電流を検知できない。１つの方法が、米国オレ
ゴン州ウイルソンビルのテクトロニクス社製Phaser II
カラー・プリンタで実現されている。このプリンタで
は、小電流検知抵抗器をモータ巻線と直列に配置して、
Ｈブリッジが再循環状態であっても、モータ巻線電流を
常に検知する。電流検知抵抗器の小さな電圧降下は、電
流検知抵抗器を流れる比較的大きな電流を表し、精密な
差動増幅器は、この電流検知抵抗器の小さな電圧降下
を、実際のモータ電流に比例し、接地を基準とした電圧
に変換する。接地を基準とした電圧として、命令電流を
入力する。この入力は、所望電流を反転したものであ
る。２個の増幅器が、命令電圧及び精密差動増幅器の出
力信号を、逆極性のオフセット電圧と互いに加算して、
所望電流及び測定電流との差に比例する逆極性のエラー
電圧を発生する。これらエラー電圧を、三角波信号と共
に夫々の比較器に入力する。なお、三角波信号のピーク
は、オフセット電圧未満である。エラー電圧の符号に応
じて、これら比較器の一方又は他方が切り替わり、Ｈブ
リッジがモータ電流を増やすか減らすかして、エラー電
圧が表す電流エラーを補正し、回路を再び平衡状態にす
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述の従来の
トランスコンダクタンス増幅器は、精密増幅器を必要と
するため、構造が複雑且つ高価となる。したがって、本
発明の目的は、精密差動増幅器や、多くのアナログ回路
を必要としない双方向チョッパ・トランスコンダクタン
ス増幅器の提供にある。
トランスコンダクタンス増幅器は、精密増幅器を必要と
するため、構造が複雑且つ高価となる。したがって、本
発明の目的は、精密差動増幅器や、多くのアナログ回路
を必要としない双方向チョッパ・トランスコンダクタン
ス増幅器の提供にある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によるモータ巻線
駆動用の双方向チョッパ・トランスコンダクタンス増幅
器は、Ｈブリッジ回路の入力信号として、衝撃係数が可
変の制御信号を発生する。このＨブリッジ回路は、極性
が方向入力信号で決まる制御信号の関数として、モータ
巻線に平均電圧出力を供給する。ＲＳフリップ・フロッ
プは、周期的チョッパ同期入力信号からのパルスにより
セットされ、Ｈブリッジがモータ巻線に電圧を供給する
際に、このモータ巻線に流れる電流と、命令電流入力信
号が表す命令電流との比較に応じてリセットされる。第
１対のフリップ・フロップの一方のフリップ・フロップ
は、チョッパ同期入力信号サイクル内の第１時点におい
て、パルス・エッジの一方でクロックされ、他方のフリ
ップ・フロップは、この第１時点から遅延したチョッパ
同期入力信号サイクル内の第２時点においてクロックさ
れる。これら第１対のフリップ・フロップは、現在のサ
イクル内の第１時点の前、及び前のサイクルの第２時点
の前にＲＳフリップ・フロップがリセットされたか否か
を検知する。第２時点でクロックされる第２対のフリッ
プ・フロップは、排他的オア（ＸＯＲ）ゲートと共に、
方向入力信号が前及び現在のサイクルの間で反転された
か否かを検知する。論理回路は、これらフリップ・フロ
ップの出力信号を組み合わせて、極性信号をＨブリッジ
の方向入力端に供給する。このＨブリッジにより、現在
のサイクルの第１時点の前及び前のサイクルの第２時点
の前にＲＳフリップ・フロップをリセットするときか、
又は、極性信号が前及び現在のサイクルの間で反転し、
現在のサイクル内の第２時点の前にＲＳフリップ・フロ
ップをリセットとしたときに、方向入力（極性）信号を
トグル（反転）する。
駆動用の双方向チョッパ・トランスコンダクタンス増幅
器は、Ｈブリッジ回路の入力信号として、衝撃係数が可
変の制御信号を発生する。このＨブリッジ回路は、極性
が方向入力信号で決まる制御信号の関数として、モータ
巻線に平均電圧出力を供給する。ＲＳフリップ・フロッ
プは、周期的チョッパ同期入力信号からのパルスにより
セットされ、Ｈブリッジがモータ巻線に電圧を供給する
際に、このモータ巻線に流れる電流と、命令電流入力信
号が表す命令電流との比較に応じてリセットされる。第
１対のフリップ・フロップの一方のフリップ・フロップ
は、チョッパ同期入力信号サイクル内の第１時点におい
て、パルス・エッジの一方でクロックされ、他方のフリ
ップ・フロップは、この第１時点から遅延したチョッパ
同期入力信号サイクル内の第２時点においてクロックさ
れる。これら第１対のフリップ・フロップは、現在のサ
イクル内の第１時点の前、及び前のサイクルの第２時点
の前にＲＳフリップ・フロップがリセットされたか否か
を検知する。第２時点でクロックされる第２対のフリッ
プ・フロップは、排他的オア（ＸＯＲ）ゲートと共に、
方向入力信号が前及び現在のサイクルの間で反転された
か否かを検知する。論理回路は、これらフリップ・フロ
ップの出力信号を組み合わせて、極性信号をＨブリッジ
の方向入力端に供給する。このＨブリッジにより、現在
のサイクルの第１時点の前及び前のサイクルの第２時点
の前にＲＳフリップ・フロップをリセットするときか、
又は、極性信号が前及び現在のサイクルの間で反転し、
現在のサイクル内の第２時点の前にＲＳフリップ・フロ
ップをリセットとしたときに、方向入力（極性）信号を
トグル（反転）する。
【０００６】本発明のその他の目的、利点及び新規な特
徴は、添付図を参照した以下の詳細説明より明らかにな
ろう。
徴は、添付図を参照した以下の詳細説明より明らかにな
ろう。
【０００７】
【実施例】図１は、本発明による双方向チョッパ・トラ
ンスコンダクタンス増幅器のブロック図であり、図２
は、本発明による双方向チョッパ・トランスコンダクタ
ンス増幅器に関連した波形図である。これら図１及び図
２において、周期的に発生する負パルスであるチョッパ
同期信号Ａを、ＲＳフリップ・フロップ１２のセット端
Ｓ、第１Ｄフリップ・フロップ１４のクロック入力端、
及び遅延回路１６の入力端に供給する。ＲＳフリップ・
フロップ１２からの正出力信号を制御信号として、従来
のＨブリッジ回路１８のパルス幅変調（ＰＷＭ）入力端
に供給する。ＲＳフリップ・フロップ１２からの負出力
信号を、第１Ｄフリップ・フロップ１４の入力端Ｄ、第
２Ｄフリップ・フロップ２０の入力端Ｄ、及び第１アン
ド・ゲート２２の一方の入力端に供給する。遅延回路１
６の出力信号Ｂを、第２フリップ・フロップ２０並びに
第１及び第２方向Ｄフリップ・フロップ２４、２６のク
ロック入力端に供給する。第１及び第２Ｄフリップ・フ
ロップ１４、２０の正出力信号（Ｑ）を、入力信号とし
て第２アンド・ゲート２８に供給する。第１方向Ｄフリ
ップ・フロップ２４の正出力信号（Ｑ）を、極性信号と
して、Ｈブリッジ回路１８の方向入力（ＤＩＲ）端に供
給する。Ｈブリッジ回路１８は、その電源端子ＰＳ及び
接地端子ＧＮＤにより、電源電圧Ｖ及び接地間に接続す
るが、検知抵抗器Ｒ１を電源線に挿入する。Ｈブリッジ
回路１８の出力端ＯＵＴ１、ＯＵＴ２は、モータ巻線Ｗ
の両端に結合する。
ンスコンダクタンス増幅器のブロック図であり、図２
は、本発明による双方向チョッパ・トランスコンダクタ
ンス増幅器に関連した波形図である。これら図１及び図
２において、周期的に発生する負パルスであるチョッパ
同期信号Ａを、ＲＳフリップ・フロップ１２のセット端
Ｓ、第１Ｄフリップ・フロップ１４のクロック入力端、
及び遅延回路１６の入力端に供給する。ＲＳフリップ・
フロップ１２からの正出力信号を制御信号として、従来
のＨブリッジ回路１８のパルス幅変調（ＰＷＭ）入力端
に供給する。ＲＳフリップ・フロップ１２からの負出力
信号を、第１Ｄフリップ・フロップ１４の入力端Ｄ、第
２Ｄフリップ・フロップ２０の入力端Ｄ、及び第１アン
ド・ゲート２２の一方の入力端に供給する。遅延回路１
６の出力信号Ｂを、第２フリップ・フロップ２０並びに
第１及び第２方向Ｄフリップ・フロップ２４、２６のク
ロック入力端に供給する。第１及び第２Ｄフリップ・フ
ロップ１４、２０の正出力信号（Ｑ）を、入力信号とし
て第２アンド・ゲート２８に供給する。第１方向Ｄフリ
ップ・フロップ２４の正出力信号（Ｑ）を、極性信号と
して、Ｈブリッジ回路１８の方向入力（ＤＩＲ）端に供
給する。Ｈブリッジ回路１８は、その電源端子ＰＳ及び
接地端子ＧＮＤにより、電源電圧Ｖ及び接地間に接続す
るが、検知抵抗器Ｒ１を電源線に挿入する。Ｈブリッジ
回路１８の出力端ＯＵＴ１、ＯＵＴ２は、モータ巻線Ｗ
の両端に結合する。
【０００８】第１方向Ｄフリップ・フロップ２４の正出
力信号（Ｑ）を、第１及び第２排他的オア（ＸＯＲ）ゲ
ート３０、３２の一方の入力端、及び第２方向Ｄフリッ
プ・フロップ２６の入力端Ｄにも供給する。第１ＸＯＲ
ゲート３０の他の入力端には、第１アンド・ゲート２２
の出力端を結合し、第２ＸＯＲ３２の他方の入力端に
は、第２方向Ｄフリップ・フロップ２６の正出力信号端
（Ｑ）を結合する。第２アンド・ゲート２８及び第２Ｘ
ＯＲゲート３２の出力信号を、オア・ゲート３４に入力
する。オア・ゲート３４の出力信号を、第１アンド・ゲ
ート２２の他の入力端に供給する。第１方向Ｄフリップ
・フロップ２４の正出力信号（Ｑ）は、第３ＸＯＲゲー
ト３６を介して、マルチプレクサ回路３８の選択入力端
Ｓにも供給する。マルチプレクサ回路３８の出力信号
を、ＲＳフリップ・フロップ１２のリセット入力端Ｒに
供給する。オプションとして、極性反転入力信号を第３
ＸＯＲ回路３６の第２入力端に供給して、付加的な選択
信号をマルチプレクサ回路３８に供給してもよい。
力信号（Ｑ）を、第１及び第２排他的オア（ＸＯＲ）ゲ
ート３０、３２の一方の入力端、及び第２方向Ｄフリッ
プ・フロップ２６の入力端Ｄにも供給する。第１ＸＯＲ
ゲート３０の他の入力端には、第１アンド・ゲート２２
の出力端を結合し、第２ＸＯＲ３２の他方の入力端に
は、第２方向Ｄフリップ・フロップ２６の正出力信号端
（Ｑ）を結合する。第２アンド・ゲート２８及び第２Ｘ
ＯＲゲート３２の出力信号を、オア・ゲート３４に入力
する。オア・ゲート３４の出力信号を、第１アンド・ゲ
ート２２の他の入力端に供給する。第１方向Ｄフリップ
・フロップ２４の正出力信号（Ｑ）は、第３ＸＯＲゲー
ト３６を介して、マルチプレクサ回路３８の選択入力端
Ｓにも供給する。マルチプレクサ回路３８の出力信号
を、ＲＳフリップ・フロップ１２のリセット入力端Ｒに
供給する。オプションとして、極性反転入力信号を第３
ＸＯＲ回路３６の第２入力端に供給して、付加的な選択
信号をマルチプレクサ回路３８に供給してもよい。
【０００９】検知抵抗器Ｒ１の両端は、抵抗器Ｒ２、Ｒ
３を介して１対の比較器４０、４２に結合する。検知抵
抗器Ｒ１のＨブリッジ側は、抵抗器Ｒ２を介して第１比
較器４０の負入力端に結合し、この検知抵抗器の接地側
は、抵抗器Ｒ３を介して第２比較器４２の正入力端に結
合する。第１比較器４０の正入力端は、接地に結合す
る。命令電流入力信号は、抵抗器Ｒ４を介して比較器４
０、４２の両方の負入力端に供給し、抵抗器Ｒ５を介し
て第２比較器の正入力端に供給する。オプションとし
て、傾斜補正入力信号Ｃは、抵抗器Ｒ６を介して、比較
器４０、４２の両方の負入力端に供給してもよい。検知
抵抗器Ｒ１の値は、他の抵抗器と比較して小さい。例え
ば、検知抵抗器Ｒ１の値は、０．１〜０．５オームのオ
ーダでもよく、他の抵抗器の値は、キロ・オームのオー
ダでもよい。Ｈブリッジ回路１８がモータ巻線Ｗの両端
に電圧を供給している期間中に検知抵抗器Ｒ１に流れる
電流は、モータ巻線の電流として、この期間中に、電源
Ｖから引き出される。しかし、Ｈブリッジ回路１８の再
循環状態の期間中、モータ巻線電流は、電源Ｖからの無
視できる電流である。
３を介して１対の比較器４０、４２に結合する。検知抵
抗器Ｒ１のＨブリッジ側は、抵抗器Ｒ２を介して第１比
較器４０の負入力端に結合し、この検知抵抗器の接地側
は、抵抗器Ｒ３を介して第２比較器４２の正入力端に結
合する。第１比較器４０の正入力端は、接地に結合す
る。命令電流入力信号は、抵抗器Ｒ４を介して比較器４
０、４２の両方の負入力端に供給し、抵抗器Ｒ５を介し
て第２比較器の正入力端に供給する。オプションとし
て、傾斜補正入力信号Ｃは、抵抗器Ｒ６を介して、比較
器４０、４２の両方の負入力端に供給してもよい。検知
抵抗器Ｒ１の値は、他の抵抗器と比較して小さい。例え
ば、検知抵抗器Ｒ１の値は、０．１〜０．５オームのオ
ーダでもよく、他の抵抗器の値は、キロ・オームのオー
ダでもよい。Ｈブリッジ回路１８がモータ巻線Ｗの両端
に電圧を供給している期間中に検知抵抗器Ｒ１に流れる
電流は、モータ巻線の電流として、この期間中に、電源
Ｖから引き出される。しかし、Ｈブリッジ回路１８の再
循環状態の期間中、モータ巻線電流は、電源Ｖからの無
視できる電流である。
【００１０】次に本発明の動作を説明する。チョッパ同
期信号Ａの負パルスは、ＲＳフリップ・フロップ１２を
セットして、Ｈブリッジ回路１８を介して、モータ巻線
Ｗの一端に電源電圧Ｖを供給する。マルチプレクサ回路
３８の出力信号は、ＲＳフリップ・フロップ１２をリセ
ットするので、制御信号用のデュティ・サイクルを確立
するが、その最小デュティ・サイクルは、負パルス幅と
サイクル当たりのパルス周期Ｐとの比である。ＲＳフリ
ップ・フロップ１２の正出力を付勢して、リセット信号
と独立した同期パルス幅期間中のセットを維持する。こ
れは、Ｈブリッジ回路１８がその出力信号の一方をオン
に切り替える時に共通な短い高電流遷移の影響を除去す
る。ＲＳフリップ・フロップ１２、Ｈブリッジ回路１８
及び第２比較器４２は、標準２象限電流モード制御回路
を構成する。Ｈブリッジ回路１８の方向入力端ＤＩＲに
おける極性信号は、モータ巻線に供給された瞬間電圧の
極性を決定する。総てのチョッパ同期パルス期間中、Ｒ
Ｓフリップ・フロップ１２がセットされて、Ｈブリッジ
回路１８は、極性信号に応じて、プラス／マイナスの電
源電圧をモータ巻線Ｗに出力する。命令電流入力により
指示されたレベルまで電流が上昇する場合、第２比較器
４２は低に切り替わって、ＲＳフリップ・フロップ１２
をリセットする。そして、Ｈブリッジ回路１８により、
ゼロ電圧を出力、即ち、再循環状態に戻るように切り替
わる。５０％以上のデュティ・サイクルが予想され、副
高調波発振が受け入れられない場合、比較器４０、４２
の負入力端にて、電流制御モードにて一般に行われるよ
うに、傾斜補正鋸波Ｃが付加される。
期信号Ａの負パルスは、ＲＳフリップ・フロップ１２を
セットして、Ｈブリッジ回路１８を介して、モータ巻線
Ｗの一端に電源電圧Ｖを供給する。マルチプレクサ回路
３８の出力信号は、ＲＳフリップ・フロップ１２をリセ
ットするので、制御信号用のデュティ・サイクルを確立
するが、その最小デュティ・サイクルは、負パルス幅と
サイクル当たりのパルス周期Ｐとの比である。ＲＳフリ
ップ・フロップ１２の正出力を付勢して、リセット信号
と独立した同期パルス幅期間中のセットを維持する。こ
れは、Ｈブリッジ回路１８がその出力信号の一方をオン
に切り替える時に共通な短い高電流遷移の影響を除去す
る。ＲＳフリップ・フロップ１２、Ｈブリッジ回路１８
及び第２比較器４２は、標準２象限電流モード制御回路
を構成する。Ｈブリッジ回路１８の方向入力端ＤＩＲに
おける極性信号は、モータ巻線に供給された瞬間電圧の
極性を決定する。総てのチョッパ同期パルス期間中、Ｒ
Ｓフリップ・フロップ１２がセットされて、Ｈブリッジ
回路１８は、極性信号に応じて、プラス／マイナスの電
源電圧をモータ巻線Ｗに出力する。命令電流入力により
指示されたレベルまで電流が上昇する場合、第２比較器
４２は低に切り替わって、ＲＳフリップ・フロップ１２
をリセットする。そして、Ｈブリッジ回路１８により、
ゼロ電圧を出力、即ち、再循環状態に戻るように切り替
わる。５０％以上のデュティ・サイクルが予想され、副
高調波発振が受け入れられない場合、比較器４０、４２
の負入力端にて、電流制御モードにて一般に行われるよ
うに、傾斜補正鋸波Ｃが付加される。
【００１１】４象限の機能を付加することは、Ｈブリッ
ジ回路１８への方向入力信号の知的制御に関連する。Ｐ
ＷＭ入力が低になる、即ち、Ｈブリッジ回路が再循環状
態である間、Ｈブリッジ回路１８の接地ピンを介して電
流が流れない。命令電流入力が特定した命令電流の方向
に巻線電流を流すように、第１方向を定める。電流が駆
動される方向にて、巻線電流が命令電流を常に越すとい
う意味で、第１方向が「間違った」方向の場合、次のチ
ョッパ同期パルスにて、逆方向を試みる。すなわち、チ
ョッパ同期パルスの後縁（立ち上がり縁）を越して、Ｐ
ＷＭ入力信号を高に維持して、命令電流から巻線電流を
更に流すと、電流方向を逆にする必要がある。この簡単
な動作は、低及び高のデュティ・サイクルの両方にて、
反対の副高調波発振をする。しかし、図１に示す回路
は、次のアルゴリズムにより方向を反転させる。 ａ：マルチプレクサ回路３８の出力信号が、現在のチョ
ッパ同期パルス・サイクルの第１時点Ｔ１まで低であ
り、前のチョッパ同期パルス・サイクルの第２時点Ｔ２
まで低であった場合、次のチョッパ同期パルス・サイク
ル期間中に方向が反転する。又はｂ：マルチプレクサ回
路３８の出力信号が、現在のチョッパ同期パルス・サイ
クルの第２時点Ｔ２まで低であり、その方向が前のサイ
クル及び現在のサイクルの間で反転していた場合、次の
サイクル期間中に方向が再び反転する。さもなければ、
ｃ：ａ及びｂのいずれでもなければ、その方向が次のサ
イクル期間中に維持される。上述の第１逆状態の最初の
半分は、上述した非常に単純化した形態である。前のサ
イクルの時点Ｔ２の前に低になるマルチプレクサ回路３
８の出力状態によりアンドすることにより、副高調波発
振によるスイッチングの失敗を防ぐ。同期パルス幅がＨ
ブリッジ回路１８からのモータ巻線出力信号に対する最
小「オン」時間を定めるので、正及び負出力パルスの組
合せを用いることなく、ゼロ付近の平均出力電圧を達成
できない。これらの状態下における総てのサイクルで、
逆を付勢することにより、低い周波数の副高調波が発生
する可能性を防げる。Ｔ０及びＴ２の間の時間は、
（ａ）同期パルス幅の少なくとも３倍、又は（ｂ）Ｔ０
及びＴ１間の時間の２倍プラス同期パルス幅（なお、Ｔ
１は、同期パルスの後縁の後に生じる）である。図２で
は、時点Ｔ１が、同期パルスの後縁で生じるように示し
てある。しかし、遅延回路を設けてチョッパ同期入力信
号を第１Ｄフリップ・フロップ１４のクロック入力端に
供給し、パルスのいずれかのエッジでクロックすること
により、同期パルスは、Ｔ１の前又は後であるが、Ｔ２
の前で終わるかもしれない。
ジ回路１８への方向入力信号の知的制御に関連する。Ｐ
ＷＭ入力が低になる、即ち、Ｈブリッジ回路が再循環状
態である間、Ｈブリッジ回路１８の接地ピンを介して電
流が流れない。命令電流入力が特定した命令電流の方向
に巻線電流を流すように、第１方向を定める。電流が駆
動される方向にて、巻線電流が命令電流を常に越すとい
う意味で、第１方向が「間違った」方向の場合、次のチ
ョッパ同期パルスにて、逆方向を試みる。すなわち、チ
ョッパ同期パルスの後縁（立ち上がり縁）を越して、Ｐ
ＷＭ入力信号を高に維持して、命令電流から巻線電流を
更に流すと、電流方向を逆にする必要がある。この簡単
な動作は、低及び高のデュティ・サイクルの両方にて、
反対の副高調波発振をする。しかし、図１に示す回路
は、次のアルゴリズムにより方向を反転させる。 ａ：マルチプレクサ回路３８の出力信号が、現在のチョ
ッパ同期パルス・サイクルの第１時点Ｔ１まで低であ
り、前のチョッパ同期パルス・サイクルの第２時点Ｔ２
まで低であった場合、次のチョッパ同期パルス・サイク
ル期間中に方向が反転する。又はｂ：マルチプレクサ回
路３８の出力信号が、現在のチョッパ同期パルス・サイ
クルの第２時点Ｔ２まで低であり、その方向が前のサイ
クル及び現在のサイクルの間で反転していた場合、次の
サイクル期間中に方向が再び反転する。さもなければ、
ｃ：ａ及びｂのいずれでもなければ、その方向が次のサ
イクル期間中に維持される。上述の第１逆状態の最初の
半分は、上述した非常に単純化した形態である。前のサ
イクルの時点Ｔ２の前に低になるマルチプレクサ回路３
８の出力状態によりアンドすることにより、副高調波発
振によるスイッチングの失敗を防ぐ。同期パルス幅がＨ
ブリッジ回路１８からのモータ巻線出力信号に対する最
小「オン」時間を定めるので、正及び負出力パルスの組
合せを用いることなく、ゼロ付近の平均出力電圧を達成
できない。これらの状態下における総てのサイクルで、
逆を付勢することにより、低い周波数の副高調波が発生
する可能性を防げる。Ｔ０及びＴ２の間の時間は、
（ａ）同期パルス幅の少なくとも３倍、又は（ｂ）Ｔ０
及びＴ１間の時間の２倍プラス同期パルス幅（なお、Ｔ
１は、同期パルスの後縁の後に生じる）である。図２で
は、時点Ｔ１が、同期パルスの後縁で生じるように示し
てある。しかし、遅延回路を設けてチョッパ同期入力信
号を第１Ｄフリップ・フロップ１４のクロック入力端に
供給し、パルスのいずれかのエッジでクロックすること
により、同期パルスは、Ｔ１の前又は後であるが、Ｔ２
の前で終わるかもしれない。
【００１２】正の頂点から開始し、ゼロに向かう正弦波
命令電流の例として、初めに、モータ巻線Ｗに流れる電
流及びそこに発生する電圧は同じ極性であり、Ｈブリッ
ジ回路１８への方向入力は正に維持する。モータ巻線Ｗ
は、各時点Ｔ０にて正状態で電源電圧源Ｖに接続され、
Ｔ２後のある時点で接地に戻るように接続される。命令
電流傾斜が下がるにつれ、モータ巻線Ｗの両端には、よ
り低い電圧が必要である。接地に戻る時点は、Ｔ２を越
えてＴ１に向かって進む。接地に戻る時点がＴ１に達す
ると、第１及び第２フリップ・フロップ１４、２０の両
方がセットされて、第１方向Ｄフリップ・フロップ２４
がＨブリッジ回路１８の方向入力端ＤＩＲを反転させ
る。この点において、平均出力電圧は、総ての正出力パ
ルスにより達成可能な最小値になる。この例として、Ｔ
１−Ｔ０がパルス幅に等しい場合、この電圧は、Ｖ＊
（Ｔ１−Ｔ０）／Ｐである。なお、Ｐは、チョッパ同期
パルス入力Ａの周期である。例として、Ｖ＝４０で、Ｔ
１−Ｔ０＝２マイクロ秒で、Ｐ＝１６マイクロ秒であれ
ば、この最小電圧は５ボルトである。
命令電流の例として、初めに、モータ巻線Ｗに流れる電
流及びそこに発生する電圧は同じ極性であり、Ｈブリッ
ジ回路１８への方向入力は正に維持する。モータ巻線Ｗ
は、各時点Ｔ０にて正状態で電源電圧源Ｖに接続され、
Ｔ２後のある時点で接地に戻るように接続される。命令
電流傾斜が下がるにつれ、モータ巻線Ｗの両端には、よ
り低い電圧が必要である。接地に戻る時点は、Ｔ２を越
えてＴ１に向かって進む。接地に戻る時点がＴ１に達す
ると、第１及び第２フリップ・フロップ１４、２０の両
方がセットされて、第１方向Ｄフリップ・フロップ２４
がＨブリッジ回路１８の方向入力端ＤＩＲを反転させ
る。この点において、平均出力電圧は、総ての正出力パ
ルスにより達成可能な最小値になる。この例として、Ｔ
１−Ｔ０がパルス幅に等しい場合、この電圧は、Ｖ＊
（Ｔ１−Ｔ０）／Ｐである。なお、Ｐは、チョッパ同期
パルス入力Ａの周期である。例として、Ｖ＝４０で、Ｔ
１−Ｔ０＝２マイクロ秒で、Ｐ＝１６マイクロ秒であれ
ば、この最小電圧は５ボルトである。
【００１３】方向入力信号が１度切り替わると、この方
向入力信号は、上述の第２反転状態により、総てのサイ
クルで切り替わる。第１及び第２方向Ｄフリップ・フロ
ップ２４、２６が反対の状態になるので、第２ＸＯＲゲ
ート３２の出力信号が真である。最小電圧平均出力信号
を維持するために、Ｈブリッジ回路１８は、次のサイク
ルの６マイクロ秒の正パルスが続くサイクルで、最小の
２マイクロ秒の負パルスを出力する。２マイクロ秒の反
対方向及び６マイクロ秒の正方向のシーケンスは、２マ
イクロ秒の正方向のシーケンスと同じく、平均５ボルト
を維持する。６マイクロ秒よりも長い特定期間Ｔ２−Ｔ
０は、このシーケンスを持続させる。そうでなければ、
第１アンド・ゲート２２は、トグル（切替）状態を経過
しない。
向入力信号は、上述の第２反転状態により、総てのサイ
クルで切り替わる。第１及び第２方向Ｄフリップ・フロ
ップ２４、２６が反対の状態になるので、第２ＸＯＲゲ
ート３２の出力信号が真である。最小電圧平均出力信号
を維持するために、Ｈブリッジ回路１８は、次のサイク
ルの６マイクロ秒の正パルスが続くサイクルで、最小の
２マイクロ秒の負パルスを出力する。２マイクロ秒の反
対方向及び６マイクロ秒の正方向のシーケンスは、２マ
イクロ秒の正方向のシーケンスと同じく、平均５ボルト
を維持する。６マイクロ秒よりも長い特定期間Ｔ２−Ｔ
０は、このシーケンスを持続させる。そうでなければ、
第１アンド・ゲート２２は、トグル（切替）状態を経過
しない。
【００１４】命令電流が高速な傾斜下がりを持続するの
で、必要な出力電圧は、ゼロを通過して減少し、負とな
る。ゼロ平均出力電圧において、Ｈブリッジ回路１８
は、最低の負パルス等が続く最小の正パルスを出力す
る。そして、負パルス幅は、最小値を維持する正パルス
により、長くなり始める。出力電圧が負の最小値を越す
と、負のパルス幅が６マイクロ秒を越す。負のパルス幅
がＴ２−Ｔ０を越すとき、方向の切替が生じ、負パルス
のみがモータ巻線Ｗに出力する。
で、必要な出力電圧は、ゼロを通過して減少し、負とな
る。ゼロ平均出力電圧において、Ｈブリッジ回路１８
は、最低の負パルス等が続く最小の正パルスを出力す
る。そして、負パルス幅は、最小値を維持する正パルス
により、長くなり始める。出力電圧が負の最小値を越す
と、負のパルス幅が６マイクロ秒を越す。負のパルス幅
がＴ２−Ｔ０を越すとき、方向の切替が生じ、負パルス
のみがモータ巻線Ｗに出力する。
【００１５】命令電流入力に対応するモータ巻線電流、
及びＨブリッジ回路１８からの瞬時出力電圧の両方が正
のとき、検知抵抗器Ｒ１の電圧降下は正であり、第２比
較器４２を用いて、検知電流と命令電流とを比較する。
すなわち、命令電流入力は正であり、検知電圧と同じ極
性である。モータ巻線電流及び瞬間出力電圧が共に負の
とき、検知抵抗器Ｒ１の電圧降下は依然正であるが、極
性は命令電流入力と逆であり、負となる。よって、第１
比較器４０を用いて、検知電流を命令電流と比較する。
負のモータ巻線電流及び正の瞬間出力電圧の場合は、検
知電圧が負、即ち、命令電流入力と同じ極性なので、第
２比較器４２を用いる。最後に、正のモータ巻線電流及
び負の瞬間出力電圧の場合は、検知電圧が負、即ち、命
令電流入力信号と極性が逆なので、第１比較器４０を用
いる。「瞬間出力電圧」とは、ＲＳフリップ・フロップ
１２がセットされている間、モータ巻線Ｗの両端に供給
したＨブリッジ回路１８の出力電圧であり、平均出力電
圧ではない。瞬間出力電圧は、方向入力信号が高である
ときには正であり、方向入力信号が低であるときには負
である。抵抗器Ｒ２、Ｒ４は、第１電圧分圧器を構成
し、第１ノード４４が第１比較器の負入力端に結合す
る。検知抵抗器Ｒ１の両端の電圧範囲と命令電流入力電
圧範囲との間の縮尺係数により、相対値が決まる。すな
わち、第１比較器のスイッチ点は、ｆ＊Ｓ＋Ｃ＝０であ
る。なお、ｆは縮尺係数であり、Ｓは検知抵抗器Ｒ１に
よる検知電圧であり、Ｃは制御電流入力電圧である。同
様に、第２比較器４２のスイッチ点は、抵抗器Ｒ３及び
Ｒ５の分圧器により決まる。この分圧器は、第２ノード
４６を形成する。すなわち、Ｃ＝ｆ＊Ｓとなる。
及びＨブリッジ回路１８からの瞬時出力電圧の両方が正
のとき、検知抵抗器Ｒ１の電圧降下は正であり、第２比
較器４２を用いて、検知電流と命令電流とを比較する。
すなわち、命令電流入力は正であり、検知電圧と同じ極
性である。モータ巻線電流及び瞬間出力電圧が共に負の
とき、検知抵抗器Ｒ１の電圧降下は依然正であるが、極
性は命令電流入力と逆であり、負となる。よって、第１
比較器４０を用いて、検知電流を命令電流と比較する。
負のモータ巻線電流及び正の瞬間出力電圧の場合は、検
知電圧が負、即ち、命令電流入力と同じ極性なので、第
２比較器４２を用いる。最後に、正のモータ巻線電流及
び負の瞬間出力電圧の場合は、検知電圧が負、即ち、命
令電流入力信号と極性が逆なので、第１比較器４０を用
いる。「瞬間出力電圧」とは、ＲＳフリップ・フロップ
１２がセットされている間、モータ巻線Ｗの両端に供給
したＨブリッジ回路１８の出力電圧であり、平均出力電
圧ではない。瞬間出力電圧は、方向入力信号が高である
ときには正であり、方向入力信号が低であるときには負
である。抵抗器Ｒ２、Ｒ４は、第１電圧分圧器を構成
し、第１ノード４４が第１比較器の負入力端に結合す
る。検知抵抗器Ｒ１の両端の電圧範囲と命令電流入力電
圧範囲との間の縮尺係数により、相対値が決まる。すな
わち、第１比較器のスイッチ点は、ｆ＊Ｓ＋Ｃ＝０であ
る。なお、ｆは縮尺係数であり、Ｓは検知抵抗器Ｒ１に
よる検知電圧であり、Ｃは制御電流入力電圧である。同
様に、第２比較器４２のスイッチ点は、抵抗器Ｒ３及び
Ｒ５の分圧器により決まる。この分圧器は、第２ノード
４６を形成する。すなわち、Ｃ＝ｆ＊Ｓとなる。
【００１６】オプションとして、極性反転入力は、正電
源電圧のみによる動作にとって、有用である。このモー
ドにおいて、命令電流の絶対値が入力し、この命令電流
入力の符号ビット（負の場合、高）を第３ＸＯＲゲート
３６の他の入力端に結合する。次に、正入力電圧及び極
性反転入力の組が、負電流を要求する。
源電圧のみによる動作にとって、有用である。このモー
ドにおいて、命令電流の絶対値が入力し、この命令電流
入力の符号ビット（負の場合、高）を第３ＸＯＲゲート
３６の他の入力端に結合する。次に、正入力電圧及び極
性反転入力の組が、負電流を要求する。
【００１７】
【発明の効果】上述の如く、本発明の双方向チョッパ・
トランスコンダクタンス増幅器は、モータ巻線用であ
り、このモータ巻線の両端に供給するチョッピングした
電圧を制御するＨブリッジ回路への極性信号入力を知的
に制御できる。
トランスコンダクタンス増幅器は、モータ巻線用であ
り、このモータ巻線の両端に供給するチョッピングした
電圧を制御するＨブリッジ回路への極性信号入力を知的
に制御できる。
【図１】本発明による双方向チョッパ・トランスコンダ
クタンス増幅器のブロック図である。
クタンス増幅器のブロック図である。
【図２】本発明による双方向チョッパ・トランスコンダ
クタンス増幅器に関連した波形図である。
クタンス増幅器に関連した波形図である。
１２ 発生手段を構成する入力フリップ・フロップ ４０ 発生手段を構成する比較器 ４２ 発生手段を構成する比較器１４、１６、２０〜３６ 決定手段
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−273893（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−78493（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−92293（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−121788（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】 モータ巻線に供給する電圧を制御して、
上記モータ巻線を流れる電流を発生する双方向チョッパ
・トランスコンダクタンス増幅器であって、各サイクル内に第１時点及び該第１時点より後の第２時
点を有するチョッパ同期入力信号でセットされ、 制御信
号に応答した電圧を上記モータ巻線に供給する期間中に
上記モータ巻線を流れる電流の実際の振幅及び極性を表
す検知電流と上記モータ巻線に流れる電流に対する所望
振幅及び所望極性を表す命令電流入力とを比較してこの
比較結果に応じてリセットされる上記制御信号を発生す
る発生手段と、（ａ）上記リセットが上記チョッパ同期入力信号の現在
のサイクルの第１時点の前に生じると共に、上記チョッ
パ同期入力信号の前のサイクルの第２時点の前に生じた
場合、又は（ｂ）上記リセットが上記チョッパ同期入力
信号の現在のサイクルの第２時点の前に生じると共に、
上記モータ巻線に供給される電圧の極性を決める方向入
力信号が上記チョッパ同期入力信号の前のサイクル及び
現在のサイクルの間で切り替わった場合、上記チョッパ
同期入力信号の次のサイクル期間中に上記方向入力信号
を切り替える決定手段と を具える双方向チョッパ・トラ
ンスコンダクタンス増幅器。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US006296 | 1993-01-19 | ||
| US6296 | 1993-01-19 | ||
| US08/006,296 US5296792A (en) | 1993-01-19 | 1993-01-19 | Bidirectional chopper transconductance amplifier |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06245586A JPH06245586A (ja) | 1994-09-02 |
| JP2717498B2 true JP2717498B2 (ja) | 1998-02-18 |
Family
ID=21720220
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6018979A Expired - Fee Related JP2717498B2 (ja) | 1993-01-19 | 1994-01-19 | 双方向チョッパ・トランスコンダクタンス増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5296792A (ja) |
| EP (1) | EP0613237B1 (ja) |
| JP (1) | JP2717498B2 (ja) |
| DE (1) | DE69315548T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0278158A3 (en) * | 1986-11-12 | 1990-05-23 | Merck & Co. Inc. | Renin inhibitors containing phenylalanyl-histidine replacements |
| US5687277A (en) * | 1994-11-01 | 1997-11-11 | Nikon Corporation | Motor drive control device which uses pulse width modulation to control the speed of a motor |
| US5532566A (en) * | 1995-02-01 | 1996-07-02 | Tektronix, Inc. | Voltage mode drive of servo system |
| DE19541832A1 (de) * | 1995-11-10 | 1997-05-15 | Thomson Brandt Gmbh | Motorsteuerung für elektronisch kommutierende Gleichstrommotoren zur Kompensation von Drehmomenteinbrüchen |
| JP4731745B2 (ja) * | 2000-08-31 | 2011-07-27 | 日本電産サーボ株式会社 | ステッピングモータの制御装置 |
| US20030234627A1 (en) * | 2002-06-20 | 2003-12-25 | Mark Reinhold | Motor with dynamic current draw |
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| US11366144B2 (en) * | 2019-02-25 | 2022-06-21 | Hitachi Energy Switzerland Ag | Method and device for current and voltage measurement |
| JP7261622B2 (ja) * | 2019-03-13 | 2023-04-20 | ローム株式会社 | ステッピングモータの駆動回路、それを用いた電子機器 |
| CN114503424A (zh) * | 2019-12-05 | 2022-05-13 | 罗姆股份有限公司 | 步进电机的驱动电路及其驱动方法、使用了它的电子设备 |
Family Cites Families (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1153280A (en) * | 1965-11-26 | 1969-05-29 | Sony Corp | Speed Control System for DC Motors |
| JPS6013146B2 (ja) * | 1977-03-09 | 1985-04-05 | ソニー株式会社 | 回転方向検出装置 |
| US4441068A (en) * | 1981-10-22 | 1984-04-03 | Kollmorgen Technologies Corporation | Bipolar linear current source driver amplifier for switching loads |
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| US4528486A (en) * | 1983-12-29 | 1985-07-09 | The Boeing Company | Controller for a brushless DC motor |
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| US5194786A (en) * | 1991-02-27 | 1993-03-16 | Kollmorgen Corporation | Linear current source amplifier for brushless dc motor |
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-
1993
- 1993-01-19 US US08/006,296 patent/US5296792A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-12-23 DE DE69315548T patent/DE69315548T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-12-23 EP EP93310496A patent/EP0613237B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1994
- 1994-01-19 JP JP6018979A patent/JP2717498B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| EP0613237A1 (en) | 1994-08-31 |
| DE69315548T2 (de) | 1998-04-09 |
| EP0613237B1 (en) | 1997-12-03 |
| US5296792A (en) | 1994-03-22 |
| DE69315548D1 (de) | 1998-01-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |