JP7261622B2 - ステッピングモータの駆動回路、それを用いた電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、ステッピングモータの駆動技術に関する。

ステッピングモータは、電子機器、産業機械、ロボットにおいて広く採用される。ステッピングモータは、ホストコントローラが生成する入力クロックに同期して回転する同期モータであり、起動、停止、位置決めに優れた制御性を持っている。さらにステッピングモータは、オープンループでの位置制御が可能であり、またデジタル信号処理に適するという特性を有する。

図１は、従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。ホストコントローラ２は、駆動回路４に対して、入力クロックＣＬＫを供給する。ステッピングモータ６は、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２を含む。ステッピングモータ６のロータの位置は、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２それぞれに流れる電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の組み合わせに応じて定まる。

駆動回路４は、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２と接続されるフルブリッジ回路８＿１，８＿２を含む。駆動回路４は、入力クロックＣＬＫと同期して、２個のフルブリッジ回路８＿１，８＿２の状態を変化させ、これにより電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の組み合わせ（励磁位置）を変化させる。

図２（ａ）は、励磁位置を説明する図である。励磁位置は、ステッピングモータ６の２個のコイルＬ１，Ｌ２に流れるコイル電流（駆動電流）Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の組み合わせとして把握される。図２（ａ）には、８個の励磁位置＃１～＃８が示されている。１相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２に交互に電流が流れ、励磁位置＃２，＃４，＃６，＃８を遷移する。２相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の両方に電流が流れ、励磁位置＃１，＃３，＃５，＃７を遷移する。１－２相励磁では、１相励磁と２相励磁の組み合わせであり、励磁位置＃１～＃８を遷移する。マイクロステップ駆動では、さらに励磁位置が細かく制御される。

図２（ｂ）は、１－２相励磁における駆動回路の動作波形図である。この例では、クロックＣＬＫの１パルスごとに、図２（ａ）の励磁位置１～８を時計回りに順に遷移していく。ＯＵＴ１Ａ，ＯＵＴ１Ｂは、フルブリッジ回路８＿１の状態を、ＯＵＴ２Ａ，ＯＵＴ２Ｂは、フルブリッジ回路８＿２の状態を示している。具体的には、「Ｈ」は、ハイ電圧を出力する状態を、「Ｌ」は、ロー電圧を出力する状態を、「ＨＺ」は、ハイインピーダンス状態を示す。

コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１、Ｉ_ＯＵＴ２はそれぞれ、４つの励磁位置ごとに、向き（極性）が反転する。これを相切り替わりと称する。図２（ｂ）には相切り替わりのタイミングに丸を付している。

特開平９－１０３０９６号公報 特開２００４－１２０９５７号公報 特開２０００－１８４７８９号公報 特開２００４－１８０３５４号公報 特許第６２５８００４号公報

本発明者は、ステッピングモータの相切り替わりについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。

第１コイルＬ１に着目する。図２（ｂ）において、第１コイルＬ１に流れる電流Ｉ_ＯＵＴ１の相切り替わりは、励磁位置＃１から＃２の遷移、＃５から＃６の遷移において発生する。図３（ａ）、（ｂ）は、励磁位置＃１と＃２における、フルブリッジ回路８＿１の状態と電流Ｉ_ＯＵＴ１を示す図である。

図３（ａ）に示すように励磁位置＃１では、第１コイルＬ１に右向きに電流Ｉ_ＯＵＴ１が流れている。このときの電流Ｉ_ＯＵＴ１は、所定の目標量に安定化されている。クロックＣＬＫに応答して、図３（ｂ）の励磁位置＃２に遷移し、フルブリッジ回路８＿１の出力ＯＵＴ１Ａ，ＯＵＴ１Ｂはハイインピーダンスとなり、第１コイルＬ１に流れる電流Ｉ_ＯＵＴ１が、トランジスタと逆並列接続されるボディダイオード（フライホイルダイオード）に流れ、時間とともに減衰していき、やがてゼロとなる。

図４は、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の波形図である。相切り替わりを伴う遷移（励磁位置＃１から＃２、＃５から＃６）では、遷移先の励磁位置（＃２、＃６）において、フルブリッジ回路８＿１がハイインピーダンスであり、コイルＬ１には駆動電圧が印加されずに、回生によってコイル電流Ｉ_ＯＵＴ１が減衰する。フルブリッジ回路を構成するトランジスタのボディダイオードの順方向電圧をＶ_Ｆとするとき、コイルＬ１の一端の電圧は、Ｖ_ＤＤ＋Ｖ_Ｆ、他端の電圧は－Ｖ_Ｆであるから、コイルＬ１の両端間電圧はＶ_ＤＤ＋２Ｖ_Ｆとなり、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の傾きは、（Ｖ_ＤＤ＋２Ｖ_Ｆ）／Ｌ１に比例する。

一方、それ以外の遷移（励磁位置＃２から＃３、＃６から＃７）では、遷移先の励磁位置（＃３、＃７）では、コイルＬ１の両端間に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴ１が印加され、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１は、傾き（Ｖ_ＯＵＴ１／Ｌ１）で変化する。Ｖ_ＯＵＴ１は、Ｖ_ＤＤ－Ｉ_ＯＵＴ１×２Ｒ_ＯＮとなる。Ｒ_ＯＮは、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１が流れるトランジスタのオン抵抗である。

つまり、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１が変化するときのコイルの電気的状態（両端間電圧）の相違に起因して、相切り替わりにおけるコイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の下りスロープの傾きαは、そうでないときのコイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の傾きβと異なっている。上りスロープについても、γ≠δとなる。その結果、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の波形は非対称となり、歪みが発生する。この歪みはステッピングモータの回転ムラの原因となる。また、励磁位置＃２、＃５において、ボディダイオードに回生電流が流れることにより、フルブリッジ回路において無駄な発熱が生ずる。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、ステッピングモータの回転ムラを低減し、および／またはフルブリッジ回路の発熱を低減可能な駆動回路の提供にある。

本発明のある態様は、ステッピングモータの駆動回路に関する。駆動回路は、外部からのクロックに応じて、ステッピングモータのコイルに接続される４個のトランジスタを含むフルブリッジ回路の状態を切り替えるロジック回路を備える。ロジック回路は、コイルに流れるコイル電流が非ゼロである励磁位置から、ゼロである励磁位置に遷移する際に、コイルに接続されるフルブリッジ回路を、（i）遷移前と４個のトランジスタのオン、オフ状態がすべて逆である反転状態に切り替え、その後、（ii）４個のトランジスタがすべてオフであるオフ状態に切り替える。

この態様によると、相切り替わりごとに反転状態を挿入して、コイルの両端間に電圧を印加することにより、電流がゼロに向かって変化する傾きを揃えることができる。これによりコイル電流の波形歪みを低減し、ステッピングモータの回転ムラを抑制できる。また反転状態では、ボディダイオードでなく、トランジスタ自体に電流が流れるため、損失を低減でき、フルブリッジ回路の発熱を抑制できる。

駆動回路は、コイル電流（絶対値）が所定のしきい値より小さくなると、ゼロ電流検出信号をアサートするゼロ電流検出回路をさらに備えてもよい。ロジック回路は、ゼロ電流検出信号のアサートに応答して、フルブリッジ回路を反転状態からオフ状態に切り替えてもよい。所定のしきい値を、ゼロの近傍に定めることにより、コイル電流のスロープの大部分の傾きを、相切り替わりを伴わない遷移における傾きに近づけることができる。

ゼロ電流検出回路は、フルブリッジ回路に設けられた検出抵抗の電圧降下に応じた電流検出信号を、しきい値電圧と比較するコンパレータを含んでもよい。

駆動回路は、電流設定値を生成する電流値設定回路と、コイル電流の検出値が電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、をさらに備えてもよい。ロジック回路は、パルス変調信号に応じて、フルブリッジ回路の片方のレグの２個のトランジスタをスイッチングさせてもよい。

定電流チョッパ回路は、コイル電流の検出値を、電流設定値にもとづくしきい値と比較するコンパレータと、所定の周波数で発振するオシレータと、コンパレータの出力に応じてオフレベルに遷移し、オシレータの出力に応じてオンレベルに遷移するパルス変調信号を出力するフリップフロップと、を含んでもよい。

駆動回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、ステッピングモータの回転ムラを低減し、および／またはフルブリッジ回路の発熱を抑制できる。

従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 図２（ａ）は、励磁位置を説明する図であり、図２（ｂ）は、１－２相励磁における駆動回路の動作波形図である。 図３（ａ）、（ｂ）は、励磁位置＃１と＃２における、フルブリッジ回路の状態と電流Ｉ_ＯＵＴ１を示す図である。 コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の波形図である。 実施の形態に係る駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 図５の駆動回路の動作波形図である。 図７（ａ）～（ｃ）は、励磁位置＃１から＃２への遷移する際のフルブリッジ回路の状態とコイル電流を示す図である。 コイル電流の波形図である。 駆動回路の構成例を示す回路図である。 図９の駆動回路の動作波形図である。 電流値設定回路の別の構成例を示す図である。 図１２（ａ）～（ｃ）は、駆動回路を備える電子機器の例を示す斜視図である。 図１３（ａ）、（ｂ）は、クオータステップ駆動を説明する図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

図５は、実施の形態に係る駆動回路２００を備えるモータシステム１００のブロック図である。駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２およびホストコントローラ２とともにモータシステム１００を構成する。ステッピングモータ１０２は、ＰＭ（Permanent Magnet）型、ＶＲ型（Variable Reluctance）型、ＨＢ（Hybrid）型のいずれであってもよい。

駆動回路２００の入力ピンＩＮには、ホストコントローラ２から入力クロックＣＬＫが入力される。また駆動回路２００の方向指示ピンＤＩＲには、時計回り（ＣＷ）、反時計回り（ＣＣＷ）を指示する方向指示信号ＤＩＲが入力される。

駆動回路２００は、入力クロックＣＬＫが入力されるたびに、方向指示信号ＤＩＲに応じた方向に、ステッピングモータ１０２のロータを所定角、回転させる。

駆動回路２００は、フルブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２、電流値設定回路２１０、定電流チョッパ回路２５０＿１，２５０＿２、ロジック回路２７０を備え、ひとつの半導体基板上に一体集積化される。

本実施の形態において、ステッピングモータ１０２は２相モータであり、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２を含む。駆動回路２００の駆動方式はたとえば、１相励磁、１－２相励磁、あるいはマイクロステップ駆動（Ｗ１－２相駆動、２Ｗ１－２相駆動など）などを採用しうる。

第１チャンネルＣＨ１のフルブリッジ回路２０２＿１は、第１コイルＬ１と接続される。第２チャンネルＣＨ２のフルブリッジ回路２０２＿２は、第２コイルＬ２と接続される。

フルブリッジ回路２０２＿１、２０２＿２はそれぞれ、４つのトランジスタＭ１～Ｍ４を含むＨブリッジ回路である。フルブリッジ回路２０２＿１のトランジスタＭ１～Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ１にもとづいてスイッチングされ、それにより、第１コイルＬ１の電圧（第１コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ１がスイッチングされる。

フルブリッジ回路２０２＿２は、フルブリッジ回路２０２＿１と同様に構成され、そのトランジスタＭ１～Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ２にもとづいてスイッチングされ、それにより、第２コイルＬ２の電圧（第２コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ２がスイッチングされる。

以下、説明の簡易化のために、フルブリッジ回路２０２＿＃（＃＝１，２）の状態を以下のように定める。
（オフ状態φ_０）
ＯＵＴ＃Ａ、ＯＵＴ＃Ｂが両方、ハイインピーダンス。
Ｍ１～Ｍ４がすべてオフ。

（第１状態φ_１）
ＯＵＴ＃Ａがハイ（またはハイ、ローでスイッチング）、ＯＵＴ＃Ｂがロー。
Ｍ１がオン、Ｍ３がオフ。（または相補的にスイッチング）
Ｍ２がオフ、Ｍ４がオン。

（第２状態φ_２）
ＯＵＴ＃Ａがロー、ＯＵＴ＃Ｂがハイ（またはハイ、ローでスイッチング）。
Ｍ１がオフ、Ｍ３がオン。
Ｍ２がオン、Ｍ４がオフ。（または相補的にスイッチング）

電流値設定回路２１０は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを生成する。ステッピングモータ１０２の始動直後は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦはある所定値（フルトルク設定値という）Ｉ_ＦＵＬＬに固定される。所定値Ｉ_ＦＵＬＬは、電流設定値Ｉ_ＲＥＦが取り得る範囲の最大値としてもよく、この場合、ステッピングモータ１０２はフルトルクで駆動される。この状態を高トルクモードと称する。

ステッピングモータ１０２が安定的に回転しはじめると、言い換えると脱調のおそれが低下すると、高効率モードに遷移する。電流値設定回路２１０は高効率モードにおいて、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、フィードバック制御により調整し、これにより消費電力を削減する。

フルブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２はそれぞれ、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦを含み、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの電圧降下が、コイル電流Ｉ_Ｌの検出値となる。なお、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの位置は限定されず、電源側に設けてもよいし、ブリッジ回路の２つの出力の間に、コイルと直列に設けてもよい。

定電流チョッパ回路２５０＿１は、第１コイルＬ１の通電中に、第１コイルＬ１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ１の検出値Ｉ_ＮＦ１が電流設定値Ｉ_ＲＥＦにもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１を生成する。定電流チョッパ回路２５０＿２は、第２コイルＬ２に通電中に、第２コイルＬ２に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ２の検出値Ｉ_ＮＦ２が電流設定値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２を生成する。

ロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１に応じて、第１コイルＬ１に接続されるフルブリッジ回路２０２＿１の一方の出力をスイッチングする。またロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２に応じて、第２コイルＬ２に接続されるフルブリッジ回路２０２＿２の一方の出力をスイッチングする。

ロジック回路２７０は、入力クロックＣＬＫが入力される度に、励磁位置を変化させ、電流を供給するコイル（もしくはコイルのペア）を切り替える。励磁位置は、第１コイルＬ１のコイル電流と第２コイルＬ２それぞれのコイル電流の大きさと向きの組み合わせとして把握される。励磁位置は、入力クロックＣＬＫのポジエッジのみに応じて遷移してもよいし、ネガエッジのみに応じて遷移してもよいし、それらの両方に応じて遷移してもよい。

ロジック回路２７０は、コイルＬ１に流れるコイル電流Ｉ_ＯＵＴ１が非ゼロである励磁位置から、ゼロである励磁位置に遷移する際に、そのコイルＬ１に接続されるフルブリッジ回路２０２＿１を（i）遷移前と４個のトランジスタＭ１～Ｍ４のオン、オフ状態がすべて逆である反転状態に切り替え、その後、（ii）４個のトランジスタＭ１～Ｍ４がすべてオフであるオフ状態に切り替える。

以上が駆動回路２００の構成である。続いてその動作を説明する。

図６は、図５の駆動回路２００の動作波形図である。ここでは１－２相励磁を説明する。フルブリッジ回路２０２＿１に着目する。励磁位置＃１から＃２への遷移に着目する。励磁位置＃１は、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１が非ゼロであり、励磁位置＃２はコイル電流Ｉ_ＯＵＴ１がゼロである。遷移前の励磁位置＃１においてフルブリッジ回路２０２＿１は第１状態φ_１である。励磁位置＃２に遷移するとき、フルブリッジ回路２０２＿１は一旦、第１状態φ_１と反対の第２状態φ_２に切り替えられ、その後、オフ状態φ_０に切り替えられる。

励磁位置＃５から＃６への遷移に着目する。励磁位置＃５は、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１が非ゼロであり、励磁位置＃６はコイル電流Ｉ_ＯＵＴ１がゼロである。遷移前の励磁位置＃５においてフルブリッジ回路２０２＿１は第２状態φ_２である。励磁位置＃６に遷移するとき、フルブリッジ回路２０２＿１は一旦、第２状態φ_２と反対の第１状態φ_１に切り替えられ、その後、オフ状態φ_０に切り替えられる。

フルブリッジ回路２０２＿２についても同様に制御される。励磁位置＃３から＃４への遷移に着目する。励磁位置＃３は、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ２が非ゼロであり、励磁位置＃４はコイル電流Ｉ_ＯＵＴ２がゼロである。遷移前の励磁位置＃３においてフルブリッジ回路２０２＿２は第１状態φ_１である。励磁位置＃４に遷移するとき、フルブリッジ回路２０２＿２は一旦、第１状態φ_１と反対の第２状態φ_２に切り替えられ、その後、オフ状態φ_０に切り替えられる。

励磁位置＃７から＃８への遷移に着目する。励磁位置＃７は、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ２が非ゼロであり、励磁位置＃８はコイル電流Ｉ_ＯＵＴ２がゼロである。遷移前の励磁位置＃７においてフルブリッジ回路２０２＿２は第２状態φ_２である。励磁位置＃８に遷移するとき、フルブリッジ回路２０２＿２は一旦、第２状態φ_２と反対の第１状態φ_１に切り替えられ、その後、オフ状態φ_０に切り替えられる。

図７（ａ）～（ｃ）は、励磁位置＃１から＃２への遷移する際のフルブリッジ回路２０２＿１の状態と電流Ｉ_ＯＵＴ１を示す図である。図７（ａ）に示すように励磁位置＃１では、フルブリッジ回路２０２＿１は第１状態φ_１であり、第１コイルＬ１に右向きに電流Ｉ_ＯＵＴ１が流れている。このときのコイル電流Ｉ_ＯＵＴ１は、所定の目標量に安定化されている。

クロックＣＬＫに応答して、次の励磁位置＃２に遷移する。このとき、フルブリッジ回路８＿１は一旦、図７（ｂ）に示すように、第２状態φ２に切り替えられる。コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１は、トランジスタＭ３，コイルＬ１、トランジスタＭ２の経路で流れる。第２状態φ２では、コイルＬ１の一端に０Ｖが、他端に電源電圧Ｖ_ＤＤが印加されるから、その両端間電圧はＶ_ＤＤである。コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１は、コイルの両端間電圧に比例した傾きで減衰していく。

その後、図７（ｃ）に示すように、オフ状態φ_０に遷移する。もし、電流Ｉ_ＯＵＴ１がゼロになっていなければ、その電流Ｉ_ＯＵＴ１は、トランジスタＭ３のボディダイオードＤ３、第１コイルＬ１、トランジスタＭ２のボディダイオードＤ２を経由して流れ、さらに減衰してやがてゼロとなる。

図８は、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の波形図である。実線が図５の駆動回路２００の波形を示し、破線は従来の波形を示す。図５の駆動回路２００では、相切り替えの有無にかかわらず、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の下りスロープでは、フルブリッジ回路２０２＿１は第２状態φ_２となり、コイルＬ１の電気的状態（両端間電圧）は同じであるから、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の下りスロープの傾きα、βは等しくなる。

同様に、図５の駆動回路２００では、相切り替えの有無にかかわらず、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の上りスロープでは、フルブリッジ回路２０２＿１は第１状態φ_１となり、コイルＬ１の電気的状態（両端間電圧）は同じであるから、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の上りスロープの傾きγ、δは等しくなる。

その結果、すべてのスロープの傾きが実質的に等しくなるため（α＝β＝γ＝δ）、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の波形の歪みを低減できる。フルブリッジ回路２０２＿２についても同様の動作が行われ、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ２の波形歪みが低減される。これにより、ステッピングモータの回転ムラを抑制できる。

加えて、相切り替わりの遷移の直後の反転状態において、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１（Ｉ_ＯＵＴ２）、ボディダイオードでなく、オン状態のトランジスタに流れることとなる。これにより、フルブリッジ回路２０２＿１（２０２＿２）の発熱を低減することができる。

図９は、駆動回路２００の構成例を示す回路図である。図９には、第１コイルＬ１に関連する部分のみが示される。

電流値設定回路２１０について説明する。電流値設定回路２１０は、フィードバックコントローラ２２０、フィードフォワードコントローラ２４０、マルチプレクサ２１２を含む。フィードフォワードコントローラ２４０は、始動開始直後の高トルクモードにおいて使用される固定的な電流設定値Ｉｘ（＝Ｉ_ＦＵＬＬ）を出力する。この電流設定値Ｉｘは、脱調を防止するために大きな値に設定される。

フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいてアクティブとなり、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいてフィードバック制御される電流設定値Ｉｙを出力する。

マルチプレクサ２１２は、モード選択信号ＭＯＤＥに応じて、２つの信号Ｉｘ，Ｉｙの一方を選択し、電流設定値Ｉ_ｒｅｆとして出力する。

フィードバックコントローラ２２０は、負荷角推定部２２２、減算器２２４、ＰＩ（比例・積分）制御器２２６を含む。

フィードバックコントローラ２２０は、推定された負荷角φが所定の目標角φ_ＲＥＦに近づくように、電流設定値Ｉｙを生成する。具体的には減算器２２４は、負荷角φに応じた検出値ｃｏｓφとその目標値ｃｏｓ（φ_ＲＥＦ）の誤差ＥＲＲを生成する。ＰＩ制御器２２６は、誤差ＥＲＲがゼロとなるようにＰＩ制御演算を行い、電流設定値Ｉｙを生成する。フィードバックコントローラ２２０の処理は、誤差増幅器を用いたアナログ回路でも実現可能である。

定電流チョッパ回路２５０＿１は、Ｄ／Ａコンバータ２５２、ＰＷＭコンパレータ２５４、オシレータ２５６、フリップフロップ２５８を含む。Ｄ／Ａコンバータ２５２は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦをアナログ電圧Ｖ_ＲＥＦに変換する。ＰＷＭコンパレータ２５４は、フィードバック信号Ｉ_ＮＦ１を基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、Ｉ_ＮＦ１＞Ｖ_ＲＥＦとなると、オフ信号Ｓ_ＯＦＦをアサート（ハイ）する。オシレータ２５６は、チョッピング周波数を規定する周期的なオン信号Ｓ_ＯＮを生成する。フリップフロップ２５８は、オン信号Ｓ_ＯＮに応じてオンレベル（たとえばハイ）に遷移し、オフ信号Ｓ_ＯＦＦに応じてオフレベル（たとえばロー）に遷移するＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ１を出力する。

逆起電力検出回路２３０は、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１（Ｌ２）に生ずる逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）を検出する。逆起電力の検出方法は特に限定されず、公知技術を用いればよい。一般的には逆起電力は、ある検出窓（検出区間）を設定し、コイルの両端をハイインピーダンスとし、そのときのコイルの電圧をサンプリングすることにより得ることができる。たとえば１相励磁や１－２相励磁では、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）を、監視対象のコイルの一端（ブリッジ回路の出力）がハイインピーダンスとなる励磁位置（図２の＃２，＃４，＃６，＃８）ごとに、すなわち所定の励磁位置ごとに測定することができる。

回転数検出回路２３２は、ステッピングモータ１０２の回転数（角速度ω）を取得し、回転数ωを示す検出信号を生成する。たとえば回転数検出回路２３２は、回転数ωの逆数に比例する周期Ｔ（＝２π／ω）を測定し、周期Ｔを検出信号として出力してもよい。脱調が生じていない状況では、入力パルスＩＮの周波数（周期）は、ステッピングモータ１０２の回転数（周期）と比例する。したがって回転数検出回路２３２は、入力パルスＩＮ、またはそれにもとづいて生成される内部信号の周期を測定し、検出信号としてもよい。

負荷角推定部２２２は、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦおよび回転数ωにもとづいて負荷角φを推定する。負荷角φは、第１コイルＬ１に流れる駆動電流で定まる電流ベクトル（つまり位置指令）と、ロータ（可動子）の位置の差に相当する。逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}は、以下の式（１）で与えられる。
Ｖ_ＢＥＭＦ＝Ｋ_Ｅ・ω・ｃｏｓφ …（１）
Ｋ_Ｅは逆起電力定数、ωは回転数である。したがって、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦと回転数ωを測定することで、負荷角φと相関を有する検出値を生成することができる。たとえば、ｃｏｓφを検出値としてもよく、この場合、検出値は式（２）で表される。
ｃｏｓφ＝Ｖ_ＢＥＭＦ・ω^－１／Ｋ_Ｅ
＝Ｖ_ＢＥＭＦ・（Ｔ／２π）・Ｋ_Ｅ ^－１ …（２）

ゼロ電流検出回路２９０は、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の絶対値が、所定のしきい値Ｉ_ＺＥＲＯより小さくなると、ゼロ電流検出信号Ｓ_ＺＣをアサート（たとえばハイ）する。ロジック回路２７０は、ゼロ電流検出信号Ｓ_ＺＣのアサートに応答して、フルブリッジ回路２０２＿１を反転状態からオフ状態φ_０に切り替える。

その限りでないが、ゼロ電流検出回路２９０は、フルブリッジ回路２０２＿１に設けられた検出抵抗Ｒ_ＮＦの電圧降下に応じた電流検出信号Ｉ_ＮＦ１を、しきい値電圧Ｖ_ＺＥＲＯと比較するコンパレータ２９２を含んでもよい。

図１０は、図９の駆動回路２００の動作波形図である。反転状態において、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１は、抵抗Ｒ_ＮＦを、接地から電源に向かって流れるため、電流検出信号Ｉ_ＮＦ１は負電圧となり、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１の絶対値が減少するにしたがって、電流検出信号Ｉ_ＮＦ１の電圧レベルは上昇する。そして、電流検出信号Ｉ_ＮＦ１がゼロ近傍の負のしきい値電圧Ｖ_ＺＥＲＯとクロスすると、ゼロ電流検出信号Ｓ_ＺＣがアサートされ、フルブリッジ回路２０２＿１が、反転状態からオフ状態φ_０に切り替えられる。

図９の駆動回路２００によれば、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１のスロープの大部分の傾きα（γ）を、相切り替わりを伴わない遷移における傾きβ（δ）に近づけることができる。

図１１は、電流値設定回路２１０の別の構成例を示す図である。フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいてアクティブとなり、負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように値が調節される電流補正値ΔＩを生成する。電流補正値ΔＩは、高トルクモードにおいてゼロである。

フィードフォワードコントローラ２４０は、高効率モードにおいて、所定の高効率設定値Ｉ_ＬＯＷを出力する。Ｉ_ＦＵＬＬ＞Ｉ_ＬＯＷの関係が成り立っていてもよい。電流値設定回路２１０は、図９のマルチプレクサ２１２に代えて加算器２１４を含み、加算器２１４は、フィードフォワードコントローラ２４０が生成する高効率設定値Ｉ_ＬＯＷに、電流補正値ΔＩを加算する。これにより負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように、電流設定値Ｉ_ＲＥＦ＝Ｉ_ＬＯＷ＋ΔＩが調節される。

最後に、駆動回路２００の用途を説明する。駆動回路２００は、さまざまな電子機器に利用される。図１２（ａ）～（ｃ）は、駆動回路２００を備える電子機器の例を示す斜視図である。

図１２（ａ）の電子機器は、光ディスク装置５００である。光ディスク装置５００は、光ディスク５０２と、ピックアップ５０４、を備える。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２にデータを書き込み、読み出すために設けられる。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２の記録面上を、光ディスクの半径方向に可動となっている（トラッキング）。また、ピックアップ５０４と光ディスクの距離も可変となっている（フォーカシング）。ピックアップ５０４は、図示しないステッピングモータにより位置決めされる。駆動回路２００は、ステッピングモータを制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ピックアップ５０４を高精度に位置決めできる。

図１２（ｂ）の電子機器は、デジタルスチルカメラやデジタルビデオカメラ、携帯電話端末など、撮像機能付きデバイス６００である。デバイス６００は、撮像素子６０２、オートフォーカス用レンズ６０４を備える。ステッピングモータ１０２は、オートフォーカス用レンズ６０４の位置決めを行う。駆動回路２００はステッピングモータ１０２を駆動するこの構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、オートフォーカス用レンズ６０４を高精度に位置決めできる。オートフォーカス用レンズの他、手ぶれ補正用のレンズの駆動に駆動回路２００を用いてもよい。あるいは駆動回路２００は、絞り制御に用いてもよい。

図１２（ｃ）の電子機器は、プリンタ７００である。プリンタ７００は、ヘッド７０２、ガイドレール７０４を備える。ヘッド７０２は、ガイドレール７０４に沿って位置決め可能に支持されている。ステッピングモータ１０２は、ヘッド７０２の位置を制御する。駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２を制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ヘッド７０２を高精度に位置決めできる。ヘッド駆動用のほか、用紙送り機構用のモータの駆動に、駆動回路２００を用いてもよい。

駆動回路２００は、図１２（ａ）～（ｃ）に示すような民生機器のみでなく、産業機器やロボットも好適に用いることができる。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
図９の駆動回路２００では、ゼロ電流検出信号Ｓ_ＺＣに応じて、反転状態からオフ状態に遷移したがその限りでない。たとえばコイルの両端間電圧を監視し、監視結果にもとづいて、コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１がゼロ付近まで減少したことを検出してもよい。あるいは、反転状態に遷移してから所定時間の経過後に、オフ状態に遷移するようにしてもよい。

（変形例２）
実施の形態では、励磁位置が時計回りに変化する場合を説明したが、反時計回りに回転する際も同様である。図２（ａ）を参照し、１－２相励磁において、反時計回りに回転させる場合を説明する。電流Ｉ_ＯＵＴ１（フルブリッジ回路２０２＿１）に関しては、励磁位置＃７から＃６への遷移、＃３から＃２への遷移が、相切り替えをともなう。したがって図２（ｂ）のタイムチャートを左右反転し、＃６，＃２の先頭に、反転状態を挿入すればよい。同様に、電流Ｉ_ＯＵＴ２（フルブリッジ回路２０２＿２）に関しては、励磁位置＃１から＃８への遷移、＃５から＃４への遷移が、相切り替えをともなう。図２（ｂ）のタイムチャートを左右反転し、＃８，＃４の先頭に、反転状態を挿入すればよい。

（変形例３）
実施の形態では、１－２相励磁の場合を説明したが、励磁方法はそれに限定されない。図１３（ａ）、（ｂ）は、クオータステップ駆動を説明する図である。図１３（ａ）は、クオータステップ駆動の励磁位置を説明する図である。クオータステップ駆動では、電気角３６０°が、１６分割され、したがって１６個の励磁位置が存在する。

図１３（ｂ）は、クオータステップ駆動における駆動回路２００の動作波形図である。コイル電流Ｉ_ＯＵＴ１に着目すると、励磁位置＃２から＃３の遷移と＃１０から＃１１の遷移が、相切り替わりを伴う。したがって励磁位置＃３、＃１１の先頭には、反転状態が挿入されている。同様にコイル電流Ｉ_ＯＵＴ２に着目すると、励磁位置＃６から＃７の遷移、＃１４から＃１５の遷移が、相切り替わりを伴う。したがって励磁位置＃７、＃１５の先頭には、反転状態が挿入されている。

（変形例４）
ロジック回路２７０は、負荷角φが目標角φ_ＲＥＦに近づくように、パルス変調信号Ｓ２のデューティ比を調節することに代えて、あるいはそれと組み合わせて、フルブリッジ回路２０２に供給される電源電圧Ｖ_ＤＤを調節してもよい。電源電圧Ｖ_ＤＤを変化させることにより、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１、Ｌ２に供給される電力を変化させることができる。

（変形例５）
フルブリッジ回路２０２は、駆動回路２００とは別チップであってもよいし、ディスクリート部品であってもよい。

（変形例６）
高効率モードにおける電流設定値Ｉｙの生成方法は、実施の形態で説明したものに限定されない。たとえば逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}の目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}を定めておき、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}が目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}に近づくように、フィードバックループを構成してもよい。

（変形例７）
実施の形態では２つのコイルに流れる電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２は、励磁位置に応じてオン、オフされるが、その電流量は、励磁位置によらずに一定であった。この場合、１－２相励磁の場合にトルクが変動することとなる。この制御に変えて、励磁位置にかかわらずトルクが一定となるように電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２を修正してもよい。たとえば１－２相励磁では、励磁位置＃２，＃４，＃６，＃８における電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の量を、励磁位置＃１，＃３，＃５，＃７における電流の量の√２倍としてもよい。

（変形例８）
実施の形態ではフィードバックコントローラ２２０をＰＩ制御器で構成したがその限りでなく、ＰＩＤコントローラなどを採用してもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

Ｌ１ 第１コイル
Ｌ２ 第２コイル
２ ホストコントローラ
１００ モータシステム
１０２ ステッピングモータ
２００ 駆動回路
２０２ ブリッジ回路
２１０ 電流値設定回路
Ｒ_ＮＦ 検出抵抗
２１２ マルチプレクサ
２１４ 加算器
２２０ フィードバックコントローラ
２２２ 負荷角推定部
２２４ 減算器
２２６ ＰＩ制御器
２３０ 逆起電力検出回路
２４０ フィードフォワードコントローラ
２５０ 定電流チョッパ回路
２５２ Ｄ／Ａコンバータ
２５４ ＰＷＭコンパレータ
２５６ オシレータ
２５８ フリップフロップ
２７０ ロジック回路
２９０ ゼロ電流検出回路
２９２ コンパレータ

Claims (6)

1. ステッピングモータの駆動回路であって、
   外部からのクロックに応じて、前記ステッピングモータのコイルに接続される４個のトランジスタを含むフルブリッジ回路の状態を切り替えるロジック回路と、
   電流設定値を生成する電流値設定回路と、
   前記コイルに流れるコイル電流の検出値が前記電流設定値にもとづく目標量に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、
   を備え、
   前記ロジック回路は、前記パルス変調信号に応じて、前記フルブリッジ回路の片方のレグの２個のトランジスタをスイッチングさせ、
   前記ロジック回路は、前記コイル電流が非ゼロである励磁位置から、ゼロである励磁位置に遷移する際に、前記コイルに接続される前記フルブリッジ回路を、（i）遷移前と前記４個のトランジスタのオン、オフ状態がすべて逆である反転状態に切り替え、その後、（ii）前記４個のトランジスタがすべてオフであるオフ状態に切り替えることを特徴とする駆動回路。
2. 前記コイル電流が所定のしきい値より小さくなると、ゼロ電流検出信号をアサートするゼロ電流検出回路をさらに備え、
   前記ロジック回路は、前記ゼロ電流検出信号のアサートに応答して、前記フルブリッジ回路を前記反転状態から前記オフ状態に切り替えることを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
3. 前記ゼロ電流検出回路は、前記フルブリッジ回路に設けられた検出抵抗の電圧降下に応じた電流検出信号を、しきい値電圧と比較するコンパレータを含むことを特徴とする請求項２に記載の駆動回路。
4. 前記定電流チョッパ回路は、
   前記コイル電流の検出値を、前記電流設定値にもとづくしきい値と比較するコンパレータと、
   所定の周波数で発振するオシレータと、
   前記コンパレータの出力に応じてオフレベルに遷移し、前記オシレータの出力に応じてオンレベルに遷移する前記パルス変調信号を出力するフリップフロップと、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
5. ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の駆動回路。
6. ステッピングモータと、
   前記ステッピングモータを駆動する請求項１から５のいずれかに記載の駆動回路と、
   を備えることを特徴とする電子機器。

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