JP2021129405A - ステッピングモータの駆動回路およびその駆動方法、それを用いた電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】負荷変動に対する追従性を改善した駆動回路を提供する。【解決手段】逆起電力検出回路２３０は、ステッピングモータ１０２のコイルに生ずる逆起電力ＶＢＥＭＦを検出する。電流値設定回路２１０は、逆起電力ＶＢＥＭＦにもとづくフィードバック信号ＤＦＢとその目標値ＤＲＥＦの誤差がゼロに近づくように電流設定値ＩＲＥＦを生成するフィードバックコントローラ２２０を含み、電流設定値ＩＲＥＦが、所定の最低電流値ＩＭＩＮを下回らないように構成される。定電流チョッパ回路２５０は、コイルに流れるコイル電流ＩＯＵＴの検出値が電流設定値ＩＲＥＦに近づくようにパルス変調されるパルス変調信号ＳＰＷＭを生成する。ロジック回路２７０は、パルス変調信号ＳＰＷＭに応じて、コイルに接続されるブリッジ回路２０２を制御する。【選択図】図４

Description

本発明は、ステッピングモータの駆動技術に関する。

ステッピングモータは、電子機器、産業機械、ロボットにおいて広く採用される。ステッピングモータは、ホストコントローラが生成する入力クロックに同期して回転する同期モータであり、起動、停止、位置決めに優れた制御性を持っている。さらにステッピングモータは、オープンループでの位置制御が可能であり、またデジタル信号処理に適するという特性を有する。

図１は、従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。ホストコントローラ２は、駆動回路４に対して、入力クロックＣＬＫを供給する。ステッピングモータ６は、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２を含む。ステッピングモータ６のロータの位置は、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２それぞれに流れる電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の組み合わせに応じて定まる。

駆動回路４は、第１コイルＬ１、第２コイルＬ２と接続されるフルブリッジ回路８＿１，８＿２を含む。駆動回路４は、入力クロックＣＬＫと同期して、２個のフルブリッジ回路８＿１，８＿２の状態を変化させ、これにより電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の組み合わせ（励磁位置）を変化させる。

図２は、励磁位置を説明する図である。励磁位置は、ステッピングモータ６の２個のコイルＬ１，Ｌ２に流れるコイル電流（駆動電流）Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の組み合わせとして把握される。図２には、８個の励磁位置１〜８が示されている。

ステッピングモータには、いくつかの励磁方式がある。
１相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２に交互に電流が流れ、励磁位置２，４，６，８を遷移する。２相励磁では、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２の両方に電流が流れ、励磁位置１，３，５，７を遷移する。１−２相励磁では、１相励磁と２相励磁の組み合わせであり、励磁位置１〜８を遷移する。マイクロステップ駆動では、さらに励磁位置が細かく制御される。

図３は、ステッピングモータの駆動シーケンスを説明する図である。始動時に、入力クロックＣＬＫの周波数ｆ_ＩＮは時間とともに上昇し、ステッピングモータが加速する。そして、周波数ｆ_ＩＮがある目標値に到達すると、一定に保たれ、ステッピングモータが定速回転する。その後、ステッピングモータを停止させる際には、入力クロックＣＬＫの周波数を低下させ、ステッピングモータを減速させる。図３の制御を台形波駆動とも称する。

通常状態において、ステッピングモータのロータは、入力クロック数に比例したステップ角ずつ同期して回転する。ところが、急な負荷変動や速度変化が生ずると同期が失われる。これを脱調という。ひとたび脱調すると、その後、ステッピングモータを正常に駆動するために特別な処理が必要となるため、脱調を防止することが望まれる。

そこで、脱調の可能性が高い加速時および減速時においては、速度変化に対して脱調が起こらない程度に十分大きい出力トルクが得られるように、駆動電流の目標値Ｉ_ＲＥＦを、固定的な値Ｉ_ＦＵＬＬに設定する（高トルクモード）。

回転数が安定し、脱調の可能性が低い状況では、駆動電流の目標値Ｉ_ＲＥＦを減少させて、効率を改善させる（高効率モード）。特許文献５には、脱調を防止しつつ、出力トルク（すなわち電流量）をフィードバックにより最適化することにより、消費電力を低減して効率を改善する技術が提案されている。具体的には逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいて負荷角φを推定し、負荷角φが目標値φ_ＲＥＦに近づくように駆動電流（コイル電流）Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の目標値Ｉ_ＲＥＦがフィードバック制御される。逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦは式（１）で表される。
Ｖ_ＢＥＭＦ＝Ｋ_Ｅ×ω×ｃｏｓφ …（１）
ωはステッピングモータの角速度（以下、回転数あるいは周波数という）であり、Ｋ_Ｅは逆起電力定数である。

特許文献５に記載の技術では、負荷角にもとづく検出値ｃｏｓφが、その目標値ｃｏｓ（φ_ＲＥＦ）に近づくように、フィードバックループが形成され、高効率モードにおけるコイル電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２が最適化される。

特開平９−１０３０９６号公報 特開２００４−１２０９５７号公報 特開２０００−１８４７８９号公報 特開２００４−１８０３５４号公報 特許第６２５８００４号公報

従来、高効率モードを選択中に、負荷変動が生じたときに、負荷変動に追従できなくなくなってステッピングモータの回転が不安定になるという状況が生じていた。

本発明は係る状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、負荷変動に対する追従性を改善した駆動回路の提供にある。

本発明のある態様は、ステッピングモータの駆動回路に関する。駆動回路は、ステッピングモータのコイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路と、逆起電力にもとづくフィードバック信号とその目標値の誤差がゼロに近づくように電流設定値を生成するフィードバックコントローラを含み、電流設定値が、所定の最低電流値を下回らないように構成される電流値設定回路と、コイルに流れるコイル電流の検出値が電流設定値に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、パルス変調信号に応じて、コイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、を備える。

この態様によれば、電流設定値が最低電流値でクランプされるため、ステッピングモータの最低トルクを設定できる。これにより、軽負荷状態から重負荷状態に変化したときの脱調を防止できる。

フィードバックコントローラは、フィードバック信号と目標値の誤差を生成する減算器と、誤差にもとづいて操作量を生成する制御器と、操作量と最低電流値を加算し、電流設定値を出力する加算器と、操作量を、非負の範囲に制限するゼロリミッタ回路と、を含んでもよい。これにより、クランプ状態が解除されたときに、負荷の状態に応じた電流設定値に速やかに復帰させることができる。

制御器はＰＩ（比例積分）制御器であってもよい。ゼロリミッタ回路は、誤差が負であり、かつＰＩ制御器の積分項が０以下であるときに、ＰＩ制御器の出力をゼロとしてもよい。

ゼロリミッタ回路は、誤差が負であり、かつＰＩ制御器の積分項が０以下であるときに、ＰＩ制御器の入力および積分項をゼロとしてもよい。

ゼロリミッタ回路は、誤差が負であり、かつＰＩ制御器の出力が非正であるときに、ＰＩ制御器の入力を強制的にゼロに固定し、ＰＩ制御器の積分値をゼロとしてもよい。

電流値設定回路は、逆起電力にもとづいて負荷角を推定する負荷角推定部を含んでもよい。フィードバック信号は、負荷角に応じていてもよい。

フィードバック信号は逆起電力であり、フィードバックコントローラは、逆起電力がその目標値に近づくように電流設定値を調節してもよい。

定電流チョッパ回路は、コイル電流の検出値を、電流設定値にもとづくしきい値と比較するコンパレータと、所定の周波数で発振するオシレータと、コンパレータの出力に応じてオフレベルに遷移し、オシレータの出力に応じてオンレベルに遷移するパルス変調信号を出力するフリップフロップと、を含んでもよい。

駆動回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば負荷変動や入力変動に対する追従性を改善できる。

従来のステッピングモータとその駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 励磁位置を説明する図である。 ステッピングモータの駆動シーケンスを説明する図である。 実施の形態に係る駆動回路を備えるモータシステムのブロック図である。 駆動回路の構成例を示す回路図である。 実施例１に係るフィードバックコントローラのブロック図である。 図６のフィードバックコントローラの動作を説明する波形図である。 実施例２に係るフィードバックコントローラのブロック図である。 図８のフィードバックコントローラの動作を説明する波形図である。 変形例に係る電流値設定回路の回路図である。 図１１（ａ）〜（ｃ）は、駆動回路を備える電子機器の例を示す斜視図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

本明細書において参照する波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化され、あるいは誇張もしくは強調されている。

（実施の形態）
図４は、実施の形態に係る駆動回路２００を備えるモータシステム１００のブロック図である。駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２およびホストコントローラ２とともにモータシステム１００を構成する。ステッピングモータ１０２は、ＰＭ（Permanent Magnet）型、ＶＲ型（Variable Reluctance）型、ＨＢ（Hybrid）型のいずれであってもよい。

駆動回路２００の入力ピンＩＮには、ホストコントローラ２から入力クロックＣＬＫが入力される。また駆動回路２００の方向指示ピンＤＩＲには、時計回り（ＣＷ）、反時計回り（ＣＣＷ）を指示する方向指示信号ＤＩＲが入力される。

駆動回路２００は、入力クロックＣＬＫが入力されるたびに、方向指示信号ＤＩＲに応じた方向に、ステッピングモータ１０２のロータを所定角、回転させる。

駆動回路２００は、ブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２、電流値設定回路２１０、逆起電力検出回路２３０、回転数検出回路２３２、定電流チョッパ回路２５０＿１，２５０＿２、ロジック回路２７０、モードセレクタ２９０を備え、ひとつの半導体基板上に一体集積化される。

本実施の形態において、ステッピングモータ１０２は２相モータであり、第１コイルＬ１と第２コイルＬ２を含む。駆動回路２００の駆動方式は特に限定されず、１相励磁、２相励磁、１−２相励磁、あるいはマイクロステップ駆動（Ｗ１−２相駆動、２Ｗ１−２相駆動など）のいずれであってもよい。

第１チャンネルＣＨ１のブリッジ回路２０２＿１は、第１コイルＬ１と接続される。第２チャンネルＣＨ２のブリッジ回路２０２＿２は、第２コイルＬ２と接続される。

ブリッジ回路２０２＿１、２０２＿２はそれぞれ、４つのトランジスタＭ１〜Ｍ４を含むＨブリッジ回路である。ブリッジ回路２０２＿１のトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ１にもとづいてスイッチングされ、それにより、第１コイルＬ１の電圧（第１コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ１がスイッチングされる。

ブリッジ回路２０２＿２は、ブリッジ回路２０２＿１と同様に構成され、そのトランジスタＭ１〜Ｍ４は、ロジック回路２７０からの制御信号ＣＮＴ２にもとづいてスイッチングされ、それにより、第２コイルＬ２の電圧（第２コイル電圧ともいう）Ｖ_ＯＵＴ２がスイッチングされる。

電流値設定回路２１０は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを生成する。ステッピングモータ１０２の始動直後は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦはある所定値（フルトルク設定値という）Ｉ_ＦＵＬＬに固定される。所定値Ｉ_ＦＵＬＬは、電流設定値Ｉ_ＲＥＦが取り得る範囲の最大値としてもよく、この場合、ステッピングモータ１０２はフルトルクで駆動される。この状態を高トルクモードと称する。

ステッピングモータ１０２が安定的に回転しはじめると、言い換えると脱調のおそれが低下すると、高効率モードに遷移する。電流値設定回路２１０は高効率モードにおいて、電流設定値Ｉ_ＲＥＦを、フィードバック制御により調整し、これにより消費電力を削減する。

逆起電力検出回路２３０は、ステッピングモータ１０２のコイルＬ１（Ｌ２）に生ずる逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）を検出する。逆起電力の検出方法は特に限定されず、公知技術を用いればよい。一般的には逆起電力は、ある検出窓（検出区間）を設定し、コイルの両端をハイインピーダンスとし、そのときのコイルの電圧をサンプリングすることにより得ることができる。たとえば１相励磁や１−２相励磁では、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}（Ｖ_{ＢＥＭＦ２}）を、監視対象のコイルの一端（ブリッジ回路の出力）がハイインピーダンスとなる励磁位置（図２の２，４，６，８）ごとに、すなわち所定の励磁位置ごとに測定することができる。

回転数検出回路２３２は、ステッピングモータ１０２の回転数（ω）を取得し、回転数ωを示す検出信号を生成する。たとえば回転数検出回路２３２は、回転数ωの逆数に比例する周期Ｔ（＝２π／ω）を測定し、周期Ｔを検出信号として出力してもよい。脱調が生じていない状況では、入力クロックＣＬＫの周波数（周期）は、ステッピングモータ１０２の回転数（周期）と比例する。したがって回転数検出回路２３２は、入力クロックＣＬＫ、またはそれにもとづいて生成される内部信号の周期を測定し、検出信号としてもよい。

定電流チョッパ回路２５０＿１は、第１コイルＬ１の通電中に、第１コイルＬ１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ１の検出値Ｉ_ＮＦ１が電流設定値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１を生成する。定電流チョッパ回路２５０＿２は、第２コイルＬ２に通電中に、第２コイルＬ２に流れるコイル電流Ｉ_Ｌ２の検出値Ｉ_ＮＦ２が電流設定値Ｉ_ＲＥＦに近づくようにパルス変調されるパルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２を生成する。

ブリッジ回路２０２＿１，２０２＿２はそれぞれ、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦを含み、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの電圧降下が、コイル電流Ｉ_Ｌの検出値となる。なお、電流検出抵抗Ｒ_ＮＦの位置は限定されず、電源側に設けてもよいし、ブリッジ回路の２つの出力の間に、コイルと直列に設けてもよい。

ロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ１に応じて、第１コイルＬ１に接続されるブリッジ回路２０２＿１を制御する。またロジック回路２７０は、パルス変調信号Ｓ_ＰＷＭ２に応じて、第２コイルＬ２に接続されるブリッジ回路２０２＿２を制御する。

ロジック回路２７０は、入力クロックＣＬＫが入力される度に、励磁位置を変化させ、電流を供給するコイル（もしくはコイルのペア）を切り替える。励磁位置は、第１コイルＬ１のコイル電流と第２コイルＬ２それぞれのコイル電流の大きさと向きの組み合わせとして把握される。励磁位置は、入力クロックＣＬＫのポジエッジのみに応じて遷移してもよいし、ネガエッジのみに応じて遷移してもよいし、それらの両方に応じて遷移してもよい。

上述のように、電流値設定回路２１０は、（i）コイル電流の振幅を規定する電流設定値Ｉ_ＲＥＦをフルトルクに相当する大きな値に固定する高トルクモードと、（ii）電流設定値Ｉ_ＲＥＦをフィードバック制御により調整する高効率モードとが切り替え可能に構成される。

電流値設定回路２１０は、フィードバックコントローラ２２０を含む。フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいてアクティブとなり、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}にもとづくフィードバック信号Ｄ_ＦＢとその目標値Ｄ_ＲＥＦの誤差がゼロに近づくように電流設定値Ｉ_ＲＥＦを生成する。電流値設定回路２１０は、高効率モードの間、電流設定値Ｉ_ＲＥＦが、所定の最低電流値Ｉ_ＭＩＮを下回らないように構成される。

電流値設定回路２１０の動作モードは、モードセレクタ２９０が生成するモード選択信号ＭＯＤＥに応じて選択される。モード選択信号ＭＯＤＥは、ハイが高効率モードに、ローが高トルクモードに割り当てられる。

たとえばモードセレクタ２９０は、回転数検出信号Ｔを監視し、ステッピングモータ１０２の回転数が所定のしきい値より高いときに、高効率モードを選択してもよい。

より好ましくは、モードセレクタ２９０は、回転数検出回路２３２が生成する回転数検出信号Ｔが、連続する複数サイクルにわたり安定であるときにモード選択信号ＭＯＤＥをアサート（ハイ）し、不安定であるときにモード選択信号ＭＯＤＥをネゲート（たとえばロー）する。

図５は、駆動回路２００の構成例を示す回路図である。図５には、第１コイルＬ１に関連する部分のみが示される。

ロジック回路２７０は、入力クロックＣＬＫと同期して励磁位置を変化させる。ロジック回路２７０において、いくつかの中間信号が生成される。それらのうち、タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ、ＰＨＡＳＥ＿Ｂは、出力ＯＵＴ１Ａがハイインピーダンスとなる期間あるいはタイミング、出力ＯＵＴ１Ｂがハイインピーダンスとなる期間あるいはタイミングを示す信号として利用できる。

逆起電力検出回路２３０は、タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ，ＰＨＡＳＥ＿Ｂに応答して、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}を測定する。

回転数検出回路２３２は、カウンタ２３４を含む。カウンタ２３４は、タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ、ＰＨＡＳＥ＿Ｂの少なくとも一方の周期Ｔを測定する。タイミング信号ＰＨＡＳＥ＿Ａ，ＰＨＡＳＥ＿Ｂの周期Ｔは、ステッピングモータ１０２の回転数に反比例する回転数検出信号である。

モードセレクタ２９０は、回転数検出信号を監視し、入力クロックＣＬＫの周波数が一定であり、かつしきい値より大きいときに、モード選択信号ＭＯＤＥをハイとし、そうでないときにモード選択信号ＭＯＤＥをローとする。モード選択信号ＭＯＤＥは、電流値設定回路２１０に供給される。電流値設定回路２１０は、モード選択信号ＭＯＤＥがローのとき、高トルクモードとなり、モード選択信号ＭＯＤＥがハイのとき、高効率モードとなる。

電流値設定回路２１０は、フィードバックコントローラ２２０、フィードフォワードコントローラ２４０、マルチプレクサ２１２を含む。フィードフォワードコントローラ２４０は、始動開始直後の高トルクモードにおいて使用される固定的な電流設定値Ｉｘ（＝Ｉ_ＦＵＬＬ）を出力する。

フィードバックコントローラ２２０は、高効率モードにおいてアクティブとなり、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいてフィードバック制御される電流設定値Ｉｙを出力する。

マルチプレクサ２１２は、モード選択信号ＭＯＤＥに応じて、２つの信号Ｉｘ，Ｉｙの一方を選択し、電流設定値Ｉ_ＲＥＦとして出力する。

フィードバックコントローラ２２０は、負荷角推定部２２２、減算器２２４、ＰＩ（比例・積分）制御器２２６、最低電流設定回路２６０を含む。

負荷角推定部２２２は、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}にもとづいて負荷角φを推定する。負荷角φは、第１コイルＬ１に流れる駆動電流で定まる電流ベクトル（つまり位置指令）と、ロータ（可動子）の位置の差に相当する。上述のように、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}は、以下の式で与えられる。
Ｖ_{ＢＥＭＦ１}＝Ｋ_Ｅ・ω・ｃｏｓφ
Ｋ_Ｅは逆起電力定数、ωは回転数である。したがって、逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦを測定することで、負荷角φと相関を有する検出値を生成することができる。たとえば、ｃｏｓφを検出値としてもよく、この場合、検出値は式（２）で表される。
ｃｏｓφ＝Ｖ_{ＢＥＭＦ１}・ω^−１／Ｋ_Ｅ
＝Ｖ_{ＢＥＭＦ１}・（Ｔ／２π）・Ｋ_Ｅ ^−１ …（２）

フィードバックコントローラ２２０は、推定された負荷角φをフィードバック信号Ｄ_ＦＢとし、所定の目標値Ｄ_ＲＥＦ（目標角φ_ＲＥＦ）に近づくように、電流設定値Ｉｙを生成する。具体的には減算器２２４は、負荷角φにもとづく検出値ｃｏｓφとその目標値ｃｏｓ（φ_ＲＥＦ）の誤差ＥＲＲを生成する。ＰＩ制御器２２６は、誤差ＥＲＲがゼロとなるようにＰＩ制御演算を行い、電流設定値Ｉｙを生成する。

最低電流設定回路２６０は、電流設定値Ｉｙを、所定の最低電流値（下限値）を下回らないようにクランプする。

定電流チョッパ回路２５０＿１は、Ｄ／Ａコンバータ２５２、ＰＷＭコンパレータ２５４、オシレータ２５６、フリップフロップ２５８を含む。Ｄ／Ａコンバータ２５２は、電流設定値Ｉ_ＲＥＦをアナログ電圧Ｖ_ＲＥＦに変換する。ＰＷＭコンパレータ２５４は、フィードバック信号Ｉ_ＮＦ１を基準電圧Ｖ_ＲＥＦと比較し、Ｉ_ＮＦ１＞Ｖ_ＲＥＦとなると、オフ信号Ｓ_ＯＦＦをアサート（ハイ）する。オシレータ２５６は、チョッピング周波数を規定する周期的なオン信号Ｓ_ＯＮを生成する。フリップフロップ２５８は、オン信号Ｓ_ＯＮに応じてオンレベル（たとえばハイ）に遷移し、オフ信号Ｓ_ＯＦＦに応じてオフレベル（たとえばロー）に遷移するＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ１を出力する。

図６は、実施例１に係るフィードバックコントローラ２２０Ａのブロック図である。最低電流設定回路２６０Ａは、比較器２６１およびマルチプレクサ２６３を含む。マルチプレクサ２６３には、ＰＩ制御器２２６の出力である操作量Ｉｕと、最小電流値Ｉ_ＭＩＮとが入力されており、一方を選択して電流指令値Ｉ_ＲＥＦとして出力する。比較器２６１は、操作量Ｉｕと最小電流値Ｉ_ＭＩＮを比較し、比較結果に応じてマルチプレクサ２６３を制御する。たとえば比較器２６１は、Ｉｕ≧Ｉ_ＭＩＮのときに１、Ｉｕ＜Ｉ_ＭＩＮのときに０となる選択信号ＳＥＬを生成し、マルチプレクサ３６３を制御する。

図７は、図６のフィードバックコントローラ２２０Ａの動作を説明する波形図である。時刻ｔ_０においてステッピングモータの負荷が軽くなると、最適なトルクが小さくなり、電流指令値Ｉ_ＲＥＦが時間とともに低下していく。時刻ｔ_１に、電流指令値Ｉ_ＲＥＦが最小電流値Ｉ_ＭＩＮまで低下すると、電流指令値Ｉ_ＲＥＦがクランプされる。

ＰＩ制御器２２６の出力である操作量Ｉｕは、フィードバック制御によって電流指令値Ｉ_ＲＥＦよりも低くなっていく。時刻ｔ_２にステッピングモータの負荷が通常状態に戻ると操作量Ｉｕが増加していく。そして時刻ｔ_３に操作量Ｉｕが最小電流値Ｉ_ＭＩＮを超えると、電流指令値Ｉ_ＲＥＦも操作量Ｉｕに追従して大きくなっていく。

図８は、実施例２に係るフィードバックコントローラ２２０Ｂのブロック図である。最低電流設定回路２６０Ｂは、加算器２６２、ゼロリミッタ回路２６４、マルチプレクサ２６６を含む。加算器２６２は、最低電流値Ｉ_ＭＩＮを、ＰＩ制御器２２６の出力である操作量Ｉｕと加算し、電流設定値_ＲＥＦを出力する。ゼロリミッタ回路２６４は、ＰＩ制御器２２６の出力である操作量Ｉｕを、非負の範囲（Ｉｕ≧０）に制限する。Ｋ_Ｐ、Ｋ_Ｉは比例ゲインおよび積分ゲインを表す。

ゼロリミッタ回路２６４は、誤差信号ＥＲＲと、ＰＩ制御器２２６の出力Ｉｕを監視し、ＰＩ制御器２２６の状態を制御する。具体的には、誤差ＥＲＲが負（ＥＲＲ＜０）であり、かつＰＩ制御器２２６の積分項がゼロ以下であるときに、ＰＩ制御器２２６の出力Ｉｕをゼロとする。

ゼロリミッタ回路２６４は、誤差ＥＲＲが負であり、かつＰＩ制御器２２６の積分値Ｉが０以下であるときに、ＰＩ制御器２２６の入力を強制的にゼロに固定し、積分値Ｉをゼロとする。たとえばＰＩ制御器２２６の前段に、マルチプレクサ２６６を挿入し、誤差ＥＲＲに代えてゼロを入力してもよい。

図９は、図８のフィードバックコントローラ２２０Ｂの動作を説明する波形図である。

図８のフィードバックコントローラ２２０Ｂでは、電流指令値Ｉ_ＲＥＦと最小電流値Ｉ_ＭＩＮの差分が、ＰＩ制御器２２６の出力である操作量Ｉｕに相当し、この操作量Ｉｕが負とならない範囲で制御が行われ、電流指令値Ｉ_ＲＥＦが最小電流値Ｉ_ＭＩＮにクランプされる間は、操作量Ｉｕがゼロとなる。

図８のフィードバックコントローラ２２０Ｂの利点は、図６のフィードバックコントローラ２２０Ａとの対比によって明確となる。図９には、図６のフィードバックコントローラ２２０Ａにより生成される電流指令値を破線Ｉ_ＲＥＦ’で示す。図６のフィードバックコントローラ２２０Ａが生成する電流指令値Ｉ_ＲＥＦ’は、時刻ｔ_２に負荷が通常状態に戻ってから、ある遅延時間τの間は、電流指令値Ｉ_ＲＥＦ’はクランプされ続け、時刻ｔ_３にようやく電流指令値Ｉ_ＲＥＦ’が増加し始める。この遅延時間τは、図７の操作量Ｉｕが電流指令値Ｉ_ＭＩＮに復帰するまでの時間である。もしこの遅延時間τの間、ステッピングモータのトルクが不足すると、モータの回転が不安定となるおそれがある。

これに対して図８のフィードバックコントローラ２２０Ｂによれば、図９に示すように、時刻ｔ_２に負荷が通常状態に戻ると、直ちに操作量Ｉｕが正となって増加しはじめるため、電流指令値Ｉ_ＲＥＦが短時間でクランプから解除され、ステッピングモータのトルクも増大していく。これによりモータの回転が不安定となるのを防止できる。

図１０は、変形例に係る電流値設定回路２１０Ｃの回路図である。電流値設定回路２１０Ｃは、フィードバックコントローラ２２０Ｃおよびマルチプレクサ２１２を含む。マルチプレクサ２１２は、高トルクモードにおいて値Ｉ_ＦＵＬＬを選択し、高効率モードにおいて、最小電流値Ｉ_ＭＩＮを選択する。

フィードバックコントローラ２２０Ｃは、図８のフィードバックコントローラ２２０Ｂと同様に構成される。ＰＩ制御器２２６は、高効率モードにおいてイネーブルとなり、操作量Ｉｕを出力し、高トルクモードにおいてディセーブルとなり、ゼロを出力する。

最後に、駆動回路２００の用途を説明する。駆動回路２００は、さまざまな電子機器に利用される。図１１（ａ）〜（ｃ）は、駆動回路２００を備える電子機器の例を示す斜視図である。

図１１（ａ）の電子機器は、光ディスク装置５００である。光ディスク装置５００は、光ディスク５０２と、ピックアップ５０４、を備える。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２にデータを書き込み、読み出すために設けられる。ピックアップ５０４は、光ディスク５０２の記録面上を、光ディスクの半径方向に可動となっている（トラッキング）。また、ピックアップ５０４と光ディスクの距離も可変となっている（フォーカシング）。ピックアップ５０４は、図示しないステッピングモータにより位置決めされる。駆動回路２００は、ステッピングモータを制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ピックアップ５０４を高精度に位置決めできる。

図１１（ｂ）の電子機器は、デジタルスチルカメラやデジタルビデオカメラ、携帯電話端末など、撮像機能付きデバイス６００である。デバイス６００は、撮像素子６０２、オートフォーカス用レンズ６０４を備える。ステッピングモータ１０２は、オートフォーカス用レンズ６０４の位置決めを行う。駆動回路２００はステッピングモータ１０２を駆動するこの構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、オートフォーカス用レンズ６０４を高精度に位置決めできる。オートフォーカス用レンズの他、手ぶれ補正用のレンズの駆動に駆動回路２００を用いてもよい。あるいは駆動回路２００は、絞り制御に用いてもよい。

図１１（ｃ）の電子機器は、プリンタ７００である。プリンタ７００は、ヘッド７０２、ガイドレール７０４を備える。ヘッド７０２は、ガイドレール７０４に沿って位置決め可能に支持されている。ステッピングモータ１０２は、ヘッド７０２の位置を制御する。駆動回路２００は、ステッピングモータ１０２を制御する。この構成によれば、脱調を防止しながら高効率で、ヘッド７０２を高精度に位置決めできる。ヘッド駆動用のほか、用紙送り機構用のモータの駆動に、駆動回路２００を用いてもよい。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
実施の形態では、ブリッジ回路２０２がフルブリッジ回路（Ｈブリッジ）で構成される場合を説明したが、それには限定されず、ハーフブリッジ回路で構成されてもよい。またブリッジ回路２０２は、駆動回路２００とは別チップであってもよいし、ディスクリート部品であってもよい。

（変形例２）
高効率モードにおける電流設定値Ｉ_ＲＥＦ（Ｉｙ）の生成方法は、実施の形態で説明したものに限定されない。たとえば逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}の目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}を定めておき、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}が目標値Ｖ_{ＢＥＭＦ（ＲＥＦ）}に近づくように、フィードバックループを構成してもよい。

（変形例３）
実施の形態では２つのコイルに流れる電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２は、励磁位置に応じてオン、オフされるが、その電流量は、励磁位置によらずに一定であった。この場合、１−２相励磁の場合にトルクが変動することとなる。この制御に変えて、励磁位置にかかわらずトルクが一定となるように電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２を修正してもよい。たとえば１−２相励磁では、励磁位置２，４，６，８における電流Ｉ_ＯＵＴ１，Ｉ_ＯＵＴ２の量を、励磁位置１，３，５，７における電流の量の√２倍としてもよい。

（変形例４）
実施の形態ではフィードバックコントローラ２２０をＰＩ制御器で構成したがその限りでなく、ＰＩＤコントローラなどを採用してもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

Ｌ１ 第１コイル
Ｌ２ 第２コイル
２ ホストコントローラ
１００ モータシステム
１０２ ステッピングモータ
２００ 駆動回路
２０２ ブリッジ回路
Ｒ_ＮＦ 検出抵抗
２１０ 電流値設定回路
２１２ マルチプレクサ
２２０ フィードバックコントローラ
２２２ 負荷角推定部
２２４ 減算器
２２６ ＰＩ制御器
２３０ 逆起電力検出回路
２３２ 回転数検出回路
２３４ カウンタ
２４０ フィードフォワードコントローラ
２５０ 定電流チョッパ回路
２５２ Ｄ／Ａコンバータ
２５４ ＰＷＭコンパレータ
２５６ オシレータ
２５８ フリップフロップ
２６０ 最低電流設定回路
２６２ 加算器
２６４ ゼロリミッタ回路
２７０ ロジック回路
２９０ モードセレクタ

Claims (10)

1. ステッピングモータの駆動回路であって、
   前記ステッピングモータのコイルに生ずる逆起電力を検出する逆起電力検出回路と、
   前記逆起電力にもとづくフィードバック信号とその目標値の誤差がゼロに近づくように電流設定値を生成するフィードバックコントローラを含み、前記電流設定値が、所定の最低電流値を下回らないように構成される電流値設定回路と、
   前記コイルに流れるコイル電流の検出値が前記電流設定値に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成する定電流チョッパ回路と、
   前記パルス変調信号に応じて、前記コイルに接続されるブリッジ回路を制御するロジック回路と、
   を備えることを特徴とする駆動回路。
2. 前記フィードバックコントローラは、
   前記フィードバック信号と前記目標値の誤差を生成する減算器と、
   前記誤差にもとづいて前記電流設定値を生成する制御器と、
   前記制御器の出力と前記最低電流値を加算し、前記電流設定値を出力する加算器と、
   前記制御器の出力を、非負の範囲に制限するゼロリミッタ回路と、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の駆動回路。
3. 前記制御器はＰＩ（比例積分）制御器であり、
   前記ゼロリミッタ回路は、前記誤差が負であり、かつ前記ＰＩ制御器の積分項が０以下であるときに、前記ＰＩ制御器の出力をゼロとすることを特徴とする請求項２に記載の駆動回路。
4. 前記ゼロリミッタ回路は、前記誤差が負であり、かつ前記ＰＩ制御器の積分項が０以下であるときに、前記ＰＩ制御器の入力および前記積分項をゼロとすることを特徴とする請求項３に記載の駆動回路。
5. 前記電流値設定回路は、
   前記逆起電力にもとづいて負荷角を推定する負荷角推定部を含み、
   前記フィードバック信号は、前記負荷角に応じていることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の駆動回路。
6. 前記フィードバック信号は前記逆起電力であり、前記フィードバックコントローラは、前記逆起電力がその目標値に近づくように前記電流設定値を調節することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の駆動回路。
7. 前記定電流チョッパ回路は、
   前記コイル電流の検出値を、前記電流設定値にもとづくしきい値と比較するコンパレータと、
   所定の周波数で発振するオシレータと、
   前記コンパレータの出力に応じてオフレベルに遷移し、前記オシレータの出力に応じてオンレベルに遷移する前記パルス変調信号を出力するフリップフロップと、
   を含むことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の駆動回路。
8. ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の駆動回路。
9. ステッピングモータと、
   前記ステッピングモータを駆動する請求項１から８のいずれかに記載の駆動回路と、
   を備えることを特徴とする電子機器。
10. ステッピングモータの駆動方法であって、
    前記ステッピングモータのコイルに生ずる逆起電力を検出するステップと、
    フィードバックコントローラによって、前記逆起電力にもとづくフィードバック信号とその目標値の誤差がゼロに近づくように電流設定値を生成するステップと、
    前記電流設定値を、所定の最小電流値を下回らないようにクランプするステップと、
    前記コイルに流れるコイル電流の検出値が前記電流設定値に近づくようにパルス変調されるパルス変調信号を生成するステップと、
    前記パルス変調信号に応じて、前記コイルに接続されるブリッジ回路を制御するステップと、
    を備えることを特徴とする駆動方法。

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