JP6043096B2 - モータ駆動回路、およびその駆動方法、それを用いた電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、ステッピングモータの駆動技術に関する。

デジタルスチルカメラ、デジタルビデオカメラ、ディスク装置、プリンタ、コピー機などの電子機器において、レンズやピックアップ、ヘッド等の可動部品の位置調節、紙送り用ローラの駆動などにステッピングモータが多く用いられている。ステッピングモータは、外部から印加されたパルス信号に同期して回転する同期モータであり、起動、停止、位置決めに優れた制御性を持っている。さらにステッピングモータは、オープンループでの制御が可能であり、またデジタル信号処理に適するという特性を有する。

特開平９−１０３０９６号公報 特開２００４−１２０９５７号公報 特開２０００−１８４７８９号公報 特開２００４−１８０３５４号公報

通常状態において、ステッピングモータのロータは、入力パルス信号と同期して回転する。ところが、過負荷や急な速度変化が生ずると、入力パルス信号とロータの回転との同期が失われる。これを脱調という。ひとたび脱調すると、その後、ステッピングモータを正常に駆動するために特別な処理が必要となるため、脱調を未然に検出することが望まれる。

本発明はかかる課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、脱調が起こる前にその予兆を検出可能なステッピングモータの駆動回路の提供にある。

本発明のある態様は、ステッピングモータの駆動回路に関する。モータ駆動回路は、パルス信号と同期して、ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御し、ステッピングモータのコイルに供給される電力を制御するロジック回路と、コイルのハイインピーダンス区間においてコイルの両端間に生ずる逆起電力を検出し、（i）ハイインピーダンス区間内の検出タイミングにおける逆起電力と、（ii）ハイインピーダンス区間内の異なる２つのタイミングにおいて取得された２つの逆起電力の差分と、にもとづき、ステッピングモータの脱調の予兆を示す検出信号をアサートする脱調予測部と、を備える。

この態様によると、２つの逆起電力の差分にもとづいてステッピングモータの回転の有無を判定でき、回転状態と判定された場合には、検出タイミングにおける逆起電力にもとづき、電流の位相（電気角）に対するロータの回転角の遅れを推定することで脱調を予測できる。

脱調予測部は、差分が所定のしきい値より大きく、かつ検出タイミングの逆起電力が所定の範囲に含まれるとき、検出信号をアサートしてもよい。

検出タイミングは、ハイインピーダンス区間の終了の直前であってもよい。また検出タイミングは、ハイインピーダンス区間の略中央であってもよい。

２つのタイミングは、ハイインピーダンス区間の略中央と、ハイインピーダンス区間の終了の直前であってもよい。

脱調予測部は、コイルの一端に生ずる電圧を検出する第１アンプと、コイルの他端に生ずる電圧を検出する第２アンプと、第１アンプおよび第２アンプそれぞれの出力電圧を第１デジタル検出値、第２デジタル検出値に変換するＡ／Ｄコンバータと、第１デジタル検出値と第２デジタル検出値の差分を算出し、逆起電力を示すデジタル値を生成する減算器と、を含んでもよい。

脱調予測部は、第１タイミングおよび第２タイミングそれぞれにおいてアサートされる第１、第２タイミング信号を生成するタイミング発生器と、第１タイミングおよび第２タイミングそれぞれにおける逆起電力を示すデジタル値をホールドする保持部と、第１タイミングのデジタル値を所定の第１しきい値と比較するとともに、第１タイミングのデジタル値と第２タイミングのデジタル値の差分を所定の第２しきい値と比較する予測部と、を含んでもよい。

ある態様のモータ駆動回路は、ステッピングモータのコイルに流れる電流を所定の上限値より低く制限するカレントリミット回路をさらに備えてもよい。カレントリミット回路は、検出信号がアサートされると、上限値を上昇させてもよい。
これにより脱調を防止できる。

カレントリミット回路は、検出信号がアサートされると、上限値を所定の最大値まで増大させ、その後、上限値を通常の設定値に段階的に低下させてもよい。

カレントリミット回路は、コイルに流れる電流を示す電流検出値を上限値と比較し、電流が上限値を超えるとアサートされる比較信号を生成するコンパレータを含んでもよい。ロジック回路は、比較信号がアサートされると第１レベルに遷移し、その後所定のオフ時間経過後に第２レベルに遷移するパルス変調信号を生成し、当該パルス変調信号にもとづいてブリッジ回路をスイッチング駆動してもよい。

ある態様のモータ駆動回路は、ステッピングモータのコイルに流れる電流が目標値と一致するようにデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成するパルス変調器をさらに備えてもよい。パルス変調器は、検出信号がアサートされると、目標値を上昇させてもよい。
これにより脱調を防止できる。

パルス変調器は、検出信号がアサートされると、目標値を所定の最大値まで増大させ、その後、目標値を通常の設定値に段階的に低下させてもよい。

検出信号がアサートされると、ブリッジ回路に供給される電源電圧を上昇させてもよい。これにより脱調を防止できる。

検出信号がアサートされると、パルス信号の周波数を低下させてもよい。これにより脱調を防止できる。

検出信号がアサートされると、ステッピングモータのトルクが増大するように、ステッピングモータに供給する電力を制御してもよい。これにより脱調を防止できる。

タイミング発生器は、パルス信号の周期を測定し、測定された周期に所定の係数を乗算し、第１タイミング信号および第２タイミング信号の少なくとも一方を生成してもよい。

タイミング発生器は、パルス信号を分周または逓倍することにより、第１タイミング信号および第２タイミング信号の少なくとも一方を生成してもよい。

モータ駆動回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。駆動回路を１つのＩＣとして集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

本発明の別の態様は、電子機器に関する。電子機器は、ステッピングモータと、ステッピングモータを駆動する上述のいずれかのモータ駆動回路と、を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、脱調が起こる前にその予兆を検出できる。

実施の形態に係るモータ駆動回路の構成を示す回路図である。 モータ駆動回路の動作シーケンスを示す波形図である。 図３（ａ）〜（ｄ）は、パルスレートが１００ｐｐｓ、５４００ｐｐｓ、６９００ｐｐｓ、７４００ｐｐｓのときの動作波形図である。 図４（ａ）は、第１タイミングにおける逆起電力とパルスレートの関係を、図４（ｂ）は、第２タイミングにおける逆起電力とパルスレートの関係を示す図である。 脱調予測部の動作を示す波形図である。 図６（ａ）、（ｂ）は、カレントリミット回路の動作を示す波形図である。 図７（ａ）〜（ｃ）は、モータ駆動回路を備える電子機器の例を示す斜視図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図１は、実施の形態に係るモータ駆動回路１００の構成を示す回路図である。モータ駆動回路１００はステッピングモータ１を駆動する。ステッピングモータ１は、ＰＭ（Permanent Magnet）型、ＶＲ型（Variable Reluctance）型、ＨＢ（Hybrid）型であるとを問わない。

モータ駆動回路１００は、ブリッジ回路１０、ロジック回路２０、脱調予測部３０、カレントリミット回路４０を備える。モータ駆動回路１００は、ひとつの半導体基板上に一体集積化される。

ステッピングモータ１は、２チャンネルのコイルＬ１、Ｌ２を含む。図１には、モータ駆動回路１００のうち、第１チャンネルのコイルＬ１と関連する構成が示される。第２チャンネルのコイルＬ２に関連する構成は本明細書では省略されるが、当業者であれば第１チャンネルのコイルと同様に構成されることが理解される。

ブリッジ回路１０は、ステッピングモータ１のコイルＬ１と接続される。ブリッジ回路１０は、プリドライバ１２、Ｈブリッジ回路１４、検出抵抗Ｒｓを含む。Ｈブリッジ回路１４は、４つのトランジスタＭ１〜Ｍ４を含む。Ｈブリッジ回路１４と接地ラインの間には、コイルＬ１に流れるコイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}を検出するための検出抵抗Ｒｓが設けられる。プリドライバ１２は、ロジック回路２０からの駆動信号にもとづいて、Ｈブリッジ回路１４の各トランジスタＭ１〜Ｍ４を駆動する。

ロジック回路２０は、ステッピングモータ１の回転速度（同期速度）を指示するパルス信号Ｓ１を受ける。ロジック回路２０は、パルス信号Ｓ１と同期して、ブリッジ回路１０を制御し、ステッピングモータ１のコイルＬ１に供給される電力を制御する。

具体的には、ロジック回路２０は、パルス信号Ｓ１の所定のエッジごとにコイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}の位相（電気角）が１−２相換算において４５度変化するように、駆動信号Ｓ２を生成する。本明細書において、単位時間あたりに含まれる所定のエッジの個数をパルスレートといい、単位をｐｐｓ（Pulse Per Sec.）と表記する。コイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}の波形を変化させる所定のエッジは、ポジティブエッジ、ネガティブエッジのいずれか、あるいはそれら両方であってもよい。

一例として、ロジック回路２０は、第１駆動区間、第１ハイインピーダンス区間、第２駆動区間、第２ハイインピーダンス区間を繰り返す。
（１）第１駆動区間（電気角０〜１３５度）
コイルＬ１に第１方向にコイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}を流す。
（２）第１ハイインピーダンス区間（電気角１３５〜１８０度）
コイルＬ１の両端をハイインピーダンスとする。
（３）第２駆動区間（電気角１８０〜３１５度）
コイルＬ１に第２方向にコイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}を流す。
（４）第２ハイインピーダンス区間（電気角３１５〜３６０度）
コイルＬ１の両端をハイインピーダンスとする。

図１に図示されない第２チャンネルＣＨ２においては、コイルＬ２に流れる電流Ｉ_{ＣＯＩＬ２}が、電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}に対して９０度進んだ、もしくは遅れた位相で制御される。
図２は、モータ駆動回路１００の動作シーケンスを示す波形図である。図２には、上から順に、コイルＬ１の電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}、コイルＬ２の電流Ｉ_{ＣＯＩＬ２}、コイルＬ１の一端の電圧Ｖｐ、他端の電圧Ｖｎ、およびステッピングモータ１のロータの位置が示される。電流の位相とロータの位置の相対的な関係は、負荷の状態やパルスレートに応じて変化する。図２は、コイル電流に対するロータの遅延がゼロの場合を示している。負荷やパルスレートに応じて、ロータの遅れが大きくなり、遅れが９０度を超えると脱調となる。

脱調予測部３０は、第１ハイインピーダンス区間Ｈｉ−Ｚ１に含まれる第１タイミングｔ１と第２タイミングｔ１それぞれにおいて、コイルＬ１の両端間に生ずる逆起電力Ｖ_ＢＥＭＦを検出する。そして脱調予測部３０は、（i）第１タイミング（検出タイミングもという）ｔ１における逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}と、（ii）第１タイミングｔ１と第２タイミングｔ２における２つの逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}、Ｖ_{ＢＥＭＦ２}の差分δＶ_ＢＥＭＦ（＝｜Ｖ_{ＢＥＭＦ１}−Ｖ_{ＢＥＭＦ２}｜）と、にもとづき、ステッピングモータ１の脱調の予兆を示す検出信号Ｓ３をアサートする。

脱調予測部３０は、検出タイミングｔ１の逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}が所定の範囲に含まれ、かつ差分δＶ_ＢＥＭＦが所定のしきい値Ｖ_ＴＨ２より大きいとき、検出信号Ｓ３をアサートする。

本実施の形態では、第１タイミングｔ１は、第１ハイインピーダンス区間の略中央であり、第２タイミングｔ２は、第１ハイインピーダンス区間Ｈｉ−Ｚ１の終了の直前に設定される。第１タイミングｔ１と第２タイミングｔ２は、ある程度離れていることが好ましい。ハイインピーダンス区間に遷移した直後は、コイルの両端間電圧にノイズが乗るため、正確な逆起電力を検出できない。そこで、タイミングｔ１、ｔ２は、第１ハイインピーダンス区間Ｈｉ−Ｚ１に遷移した直後を避けて設定することが望ましい。具体的には、第１ハイインピーダンス区間Ｈｉ−Ｚ１に遷移した後、電気角で１５度経過した後に、タイミングｔ１、ｔ２を設定するとよい。

脱調予測部３０は、第１アンプＡＭＰ１、第２アンプＡＭＰ２、Ａ／Ｄコンバータ３２、減算器３４、タイミング発生器３６、保持部３８、予測部３９を含む。

第１アンプＡＭＰ１および第２アンプＡＭＰ２はそれぞれ、コイルＬ１の一端、他端に生ずる電圧Ｖｐ、Ｖｎを検出する。Ａ／Ｄコンバータ３２は、第１アンプＡＭＰ１および第２アンプＡＭＰ２それぞれの出力電圧Ｖｐ’、Ｖｎ’を、第１デジタル検出値Ｄｐ、第２デジタル検出値Ｄｎに変換する。Ａ／Ｄコンバータ３２は、セレクタを含み、２つの電圧Ｖｐ、Ｖｎを時分割でデジタル検出値に変換する。なお、Ａ／Ｄコンバータは、電圧Ｖｐ、Ｖｎごとに設けられてもよい。

減算器３４は、第１デジタル検出値Ｄｐと第２デジタル検出値Ｄｎの差分を算出し、コイルＬ１の両端間の電圧ΔＶｐｎを示すデジタル値ΔＤｐｎを生成する。

タイミング発生器３６は、第１タイミングｔ１および第２タイミングｔ２それぞれにおいてアサートされる第１タイミング信号Ｓｔ１、第２タイミング信号Ｓｔ２を生成する。たとえばタイミング発生器３６は、パルス信号Ｓ１の周期を測定し、測定された周期に所定の係数を乗算し、第１タイミング信号Ｓｔ１および第２タイミング信号Ｓｔ２の少なくとも一方を生成する。本実施の形態においては、タイミング発生器３６は、測定された周期に係数１／２を乗算する。そしてタイミング発生器３６は、パルス信号Ｓ１のエッジから、１／２周期の経過後に、第１タイミング信号Ｓｔ１をアサートする。

保持部３８は、第１タイミングｔ１および第２タイミングｔ２それぞれにおけるデジタル値ΔＤｐｎを、逆起電力を示すデジタル値Ｄ_ＢＥＭＦ、Ｄ_{ＢＥＭＦ２}としてホールドする。

予測部３９は、（i）検出タイミングｔ１のデジタル値Ｄ_{ＢＥＭＦ１}を所定の第１しきい値Ｄ_ＴＨ１と比較するとともに、（ii）第１タイミングｔ１のデジタル値Ｄ_{ＢＥＭＦ１}と第２タイミングｔ２のデジタル値Ｄ_{ＢＥＭＦ２}の差分δＤ_ＢＥＭＦを算出し、当該差分δＤ_ＢＥＭＦを所定の第２しきい値Ｄ_ＴＨ２と比較する。そして、デジタル値Ｄ_{ＢＥＭＦ1}と第１しきい値Ｄ_ＴＨ１が所定の大小関係を満たし、かつ差分δ_ＢＥＭＦの絶対値が第２しきい値Ｄ_ＴＨ２よりも大きいとき、検出信号Ｓ３をアサートする。

図３（ａ）〜（ｄ）は、パルスレートが１００ｐｐｓ、５４００ｐｐｓ、６９００ｐｐｓ、７４００ｐｐｓのときの動作波形図である。図３（ａ）〜（ｃ）それぞれにおける、電気角に対するロータの遅れは０度、４５度、９０度であり、図３（ｄ）は脱調した状態を示す。図３（ａ）〜（ｄ）から、コイルＬ１に生ずる逆起電力は、電気角に対するロータの回転角の遅れに依存していることがわかる。

図４（ａ）は、第１タイミングｔ１における逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}とパルスレートの関係を、図４（ｂ）は、第２タイミングｔ２における逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ２}とパルスレートの関係を示す図である。図４（ａ）、（ｂ）には、電気角に対するロータの遅れ角が示される。

図４（ａ）、（ｂ）には、脱調状態に対応する箇所にハッチングを付しており、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}がしきい値Ｄ_ＴＨ１に対応するしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１（≒−２Ｖ）より低くなると脱調している可能性が高く、逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ２}がしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１（≒−１０Ｖ）より低くなると脱調している可能性が高いことがわかる。

モータ駆動回路１００のユーザは、図４（ａ）、（ｂ）に示す逆起電力と遅れ角の関係は、事前の測定あるいはシミュレーションによって取得することができ、第１しきい値Ｄ_ＴＨ１は、あらかじめ取得された関係にもとづいて適切に設定される。

予測部３９により生成された検出信号Ｓ３は、モータ駆動回路１００自身がステッピングモータ１の脱調を防止するためのシーケンスのトリガとして利用することができる。あるいは、検出信号Ｓ３を外部のプロセッサに出力することにより、脱調の予兆を通知してもよい。

続いて、脱調を回避するための構成を説明する。モータ駆動回路１００は、検出信号Ｓ３がアサートされると、脱調を防止するために、ステッピングモータ１のトルクが増大するように、ステッピングモータ１に供給する電力を制御する。

カレントリミット回路４０は、コイルＬ１に流れる電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}が設定された上限値Ｉ_ＬＩＭを超えないように、ステッピングモータ１の通電状態を制御する。カレントリミット回路４０は、検出信号Ｓ３がアサートされると、上限値Ｉ_ＬＩＭを上昇させる。

カレントリミット回路４０は、タイマー４２、Ｄ／Ａコンバータ４４、コンパレータ４６を含む。タイマー４２には、上限値Ｉ_ＬＩＭの通常時の設定値Ｄ_ＩＮＩＴと、最大値Ｄ_ＭＡＸが与えられている。タイマー４２は、通常時は、設定値Ｄ_ＩＮＩＴと等しい上限値Ｄ_ＬＩＭを出力する。Ｄ／Ａコンバータ４４は、上限値Ｄ_ＬＩＭを電圧Ｖ_ＬＩＭに変換する。コンパレータ４６は、検出抵抗Ｒｓに生ずる検出電圧Ｖｓを、電圧Ｖ_ＬＩＭと比較し、Ｖｓ＞Ｖ_ＬＩＭのときアサートされる比較信号Ｓ４を生成する。

ロジック回路２０は、比較信号Ｓ４がアサートされると第１レベルに遷移し、その後、所定のオフ時間Ｔ_ＯＦＦ経過後に第２レベルに遷移するパルス変調信号Ｓｐを生成する。ロジック回路２０は、このパルス変調信号Ｓｐにもとづいてブリッジ回路１０のトランジスタＭ１〜Ｍ４をスイッチングする。この構成によって、コイルＬ１に流れる電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}が、上限値Ｄ_ＬＩＭに応じた上限電流Ｉ_ＬＩＭ以下に制限される。

タイマー４２は、検出信号Ｓ３がアサートされると、上限値Ｄ_ＬＩＭを最大値Ｄ_ＭＡＸに増大させ、その後、上限値Ｄ_ＬＩＭを所定時間が経過するたびに、通常の設定値Ｄ_ＩＮＩＴに向かって段階的に低下させる。

以上がモータ駆動回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。
図５は、脱調予測部３０の動作を示す波形図である。Ａ／Ｄコンバータ３２によって、所定のサンプリングレートでコイルＬ１の両端間の電圧ΔＶｐｎを示すデジタル値Ｄｐｎが生成される。保持部３８は、第１タイミング信号Ｓｔ１がアサートされた直前のサンプリングにて生成されたデジタル値Ｄｉを逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}に応じたデジタル値Ｄ_{ＢＥＭＦ１}として、第２タイミング信号Ｓｔ２がアサートされた直前のサンプリングにて生成されたデジタル値Ｄｊを逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ２}に応じたデジタル値Ｄ_{ＢＥＭＦ２}としてホールドする。

そして、デジタル値Ｄ_{ＢＥＭＦ１}を第１しきい値Ｄ_ＴＨ１と比較し、それらが所定の大小関係を満たし、かつ、異なるタイミングにおける逆起電力の差分δＤ_ＢＥＭＦが第２しきい値Ｄ_ＴＨ２より大きいとき、検出信号Ｓ３をアサートする。

異なる２つのタイミングにおける逆起電力の差分δＤ_ＢＥＭＦは、ステッピングモータ１の停止状態においてゼロであり、ステッピングモータ１の回転数が大きくなると、差分は増大する。そこで差分δＤ_ＢＥＭＦを第２しきい値Ｄ_ＴＨ２と比較することにより、ステッピングモータ１の回転、停止を判別できる。そしてステッピングモータ１が回転している場合には、検出タイミングｔ１における逆起電力Ｖ_{ＢＥＭＦ１}をしきい値Ｄ_ＴＨ１と比較することにより、ロータの遅れ角を推定し、ステッピングモータ１の脱調の予兆を検出できる。

図６（ａ）、（ｂ）は、カレントリミット回路４０の動作を示す波形図である。図６（ｂ）に示すように、コイルＬ１に流れる電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}が上限値Ｉ_ＬＩＭを超えないように、パルス信号Ｓｐが生成され、Ｈブリッジ回路１４がスイッチングする。

図６（ａ）に示すように、検出信号Ｓ３がアサートされると、電流の上限値Ｉ_ＬＩＭが最大値Ｉ_ＭＡＸに増大する。その結果、パルス信号Ｓｐのハイレベルの区間、つまりコイルＬ１の通電時間が長くなり、コイル電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}の平均値が増大してトルクが増大する。これにより、脱調を予防することができる。

最後に、モータ駆動回路１００の用途を説明する。モータ駆動回路１００は、さまざまな電子機器に利用される。図７（ａ）〜（ｃ）は、モータ駆動回路１００を備える電子機器の例を示す斜視図である。

図７（ａ）の電子機器は、ハードディスク装置５００である。ハードディスク装置５００は、磁気ディスク５０２と、ヘッド５０４、アーム５０６を備える。ヘッド５０４は、磁気ディスク５０２にデータを書き込み、読み出すために設けられる。ヘッド５０４は、アーム５０６の先端に取り付けられており、アーム５０６の位置を変化させることにより、ヘッド５０４と磁気ディスク５０２の相対的な位置関係が制御される。モータ２０１は、アーム５０６を稼働するために設けられる。モータ駆動回路１００は、モータ２０１を制御する。この構成によれば、ヘッド５０４を高精度に位置決めできる。

図７（ｂ）の電子機器は、デジタルスチルカメラやデジタルビデオカメラ、携帯電話端末など、撮像機能付きデバイス６００である。デバイス６００は、撮像素子６０２、オートフォーカス用レンズ６０４を備える。ステッピングモータ２０１は、オートフォーカス用レンズ６０４の位置決めを行う。モータ駆動回路１００はステッピングモータ２０１を駆動するこの構成によれば、オートフォーカス用レンズ６０４を高精度に位置決めできる。オートフォーカス用レンズの他、手ぶれ補正用のレンズの駆動にモータ駆動回路１００を用いてもよい。

図７（ｃ）の電子機器は、プリンタ７００である。プリンタ７００は、ヘッド７０２、ガイドレール７０４を備える。ヘッド７０２は、ガイドレール７０４に沿って位置決め可能に支持されている。ステッピングモータ２０１は、ヘッド７０２の位置を制御する。モータ駆動回路１００は、ステッピングモータ２０１を制御する。この構成によれば、ヘッド７０２を高精度に位置決めできる。ヘッド駆動用のほか、用紙送り機構用のモータの駆動に、モータ駆動回路１００を用いてもよい。

以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（変形例１）
脱調予測部３０は、第１タイミングｔ１を検出タイミングとして脱調を予測したが、本発明はそれには限定されず、第２タイミングｔ２を、検出タイミングとしてもよい。この場合、図４（ｂ）にもとづいてしきい値Ｄ_ＴＨ１を設定すればよい。

（変形例２）
脱調予測部３０は、第１ハイインピーダンス区間Ｈｉ−Ｚ１に加えて、またはそれに代えて、第２ハイインピーダンス区間Ｈｉ−Ｚ２における逆起電力にもとづいて、脱調の予兆を検出してもよい。第２ハイインピーダンス区間Ｈｉ−Ｚ２では、第１ハイインピーダンス区間Ｈｉ−Ｚ１とは逆起電力の極性が反対となるため、予測部３９における判定しきい値Ｄ_ＴＨ１、Ｄ_ＴＨ２を変更すればよい。

（変形例３）
実施の形態では、カレントリミット回路４０によりコイル電流を制御する場合を説明したが、本発明はそれには限定されず、カレントリミット回路４０に代えて、一般的なパルス変調器を設けてもよい。パルス変調器は、ステッピングモータ１のコイルＬ１に流れる電流Ｉ_{ＣＯＩＬ１}の平均値が目標値と一致するようにデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成する。ロジック回路２０は、パルス変調信号にもとづいてブリッジ回路１０を制御する。

パルス変調器は、検出信号Ｓ３がアサートされると、目標値を上昇させてもよい。これにより、トルクを一時的に増大させ、脱調を防止できる。

（変形例４）
モータ駆動回路１００は、検出信号Ｓ３がアサートされると、ブリッジ回路１０に供給される電源電圧Ｖ_ＤＤを上昇させてもよい。これによりトルクを一時的に増大させ、脱調を防止できる。

（変形例５）
モータ駆動回路１００は、検出信号Ｓ３がアサートされると、パルス信号Ｓ１の周波数、すなわちパルスレートを低下させてもよい。パルス信号Ｓ１が外部のプロセッサから与えられる場合、検出信号Ｓ３をプロセッサに出力し、プロセッサが、検出信号Ｓ３のアサートを契機としてパルスレートを低下させてもよい。パルスレートを低下させることにより、一時的に回転数を落とし、トルクを高めることで脱調を防止できる。

（変形例６）
タイミング発生器３６は、パルス信号Ｓ１を分周または逓倍することにより、第１タイミング信号Ｓｔ１および第２タイミング信号Ｓｔ２の少なくとも一方を生成してもよい。

実施の形態では出力回路１８がフルブリッジ回路（ＢＴＬ形式：Bridged Transless）で構成される場合を説明したが、本発明はそれには限定されず、その出力段はハーフブリッジ回路で構成されてもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

１…ステッピングモータ、Ｌ１…コイル、１００…モータ駆動回路、１０…ブリッジ回路、１２…プリドライバ、１４…Ｈブリッジ回路、Ｒｓ…検出抵抗、２０…ロジック回路、Ｓ１…パルス信号、Ｓ２…駆動信号、Ｓ３…検出信号、Ｓ４…比較信号、３０…脱調予測部、ＡＭＰ１…第１アンプ、ＡＭＰ２…第２アンプ、３２…Ａ／Ｄコンバータ、３４…減算器、３６…タイミング発生器、３８…保持部、３９…予測部、Ｓｔ１…第１タイミング信号、Ｓｔ２…第２タイミング信号、４０…カレントリミット回路、４２…タイマー、４４…Ｄ／Ａコンバータ、４６…コンパレータ、５０…逆起電力検出回路。

Claims (20)

1. ステッピングモータの駆動回路であって、
   パルス信号と同期して、前記ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御し、前記ステッピングモータのコイルに供給される電力を制御するロジック回路と、
   前記コイルのハイインピーダンス区間において前記コイルの両端間に生ずる逆起電力を検出し、（i）前記ハイインピーダンス区間内の検出タイミングにおける逆起電力と、（ii）前記ハイインピーダンス区間内の異なる２つのタイミングにおいて取得された２つの逆起電力の差分と、にもとづき、前記ステッピングモータの脱調の予兆を示す検出信号をアサートする脱調予測部と、
   前記ステッピングモータのコイルに流れる電流を所定の上限値より低く制限するカレントリミット回路と、
   を備え、
   前記カレントリミット回路は、前記検出信号がアサートされると、前記上限値を上昇させることを特徴とするモータ駆動回路。
2. 前記脱調予測部は、前記２つの逆起電力の差分が所定のしきい値より大きく、かつ前記検出タイミングにおける逆起電力が所定の範囲に含まれるとき、前記検出信号をアサートすることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
3. 前記検出タイミングは、前記ハイインピーダンス区間の略中央であることを特徴とする請求項１または２に記載のモータ駆動回路。
4. 前記検出タイミングは、前記ハイインピーダンス区間の終了の直前であることを特徴とする請求項１または２に記載のモータ駆動回路。
5. 前記２つのタイミングは、前記ハイインピーダンス区間の略中央と、前記ハイインピーダンス区間の終了の直前であることを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のモータ駆動回路。
6. 前記脱調予測部は、
   前記コイルの一端に生ずる電圧を検出する第１アンプと、
   前記コイルの他端に生ずる電圧を検出する第２アンプと、
   前記第１アンプおよび第２アンプそれぞれの出力電圧を第１デジタル検出値、第２デジタル検出値に変換するＡ／Ｄコンバータと、
   前記第１デジタル検出値と前記第２デジタル検出値の差分を算出し、前記コイルの両端間の電圧を示すデジタル値を生成する減算器と、
   を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載のモータ駆動回路。
7. 前記脱調予測部は、
   第１タイミングおよび第２タイミングそれぞれにおいてアサートされる第１タイミング信号および第２タイミング信号を生成するタイミング発生器と、
   前記第１タイミングおよび前記第２タイミングそれぞれにおける逆起電力を示すデジタル値をホールドする保持部と、
   前記第１タイミングのデジタル値と前記第２タイミングのデジタル値の差分を所定の第１しきい値と比較するとともに、前記第１タイミングのデジタル値を所定の第２しきい値と比較する予測部と、
   を含むことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載のモータ駆動回路。
8. 前記カレントリミット回路は、
   前記検出信号がアサートされると、前記上限値を所定の最大値まで増大させ、その後、上限値を通常の設定値に段階的に低下させることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
9. 前記カレントリミット回路は、前記コイルに流れる電流を示す電流検出値を上限値と比較し、前記電流が上限値を超えるとアサートされる比較信号を生成するコンパレータを含み、
   前記ロジック回路は、前記比較信号がアサートされると第１レベルに遷移し、その後所定のオフ時間経過後に第２レベルに遷移するパルス変調信号を生成し、当該パルス変調信号にもとづいて前記ブリッジ回路をスイッチング駆動することを特徴とする請求項８に記載のモータ駆動回路。
10. 前記ステッピングモータのコイルに流れる電流が目標値と一致するようにデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成するパルス変調器をさらに備え、
    前記パルス変調器は、前記検出信号がアサートされると、前記目標値を上昇させることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のモータ駆動回路。
11. ステッピングモータの駆動回路であって、
    パルス信号と同期して、前記ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御し、前記ステッピングモータのコイルに供給される電力を制御するロジック回路と、
    前記コイルのハイインピーダンス区間において前記コイルの両端間に生ずる逆起電力を検出し、（i）前記ハイインピーダンス区間内の検出タイミングにおける逆起電力と、（ii）前記ハイインピーダンス区間内の異なる２つのタイミングにおいて取得された２つの逆起電力の差分と、にもとづき、前記ステッピングモータの脱調の予兆を示す検出信号をアサートする脱調予測部と、
    前記ステッピングモータのコイルに流れる電流が目標値と一致するようにデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成するパルス変調器と、
    を備え、
    前記パルス変調器は、前記検出信号がアサートされると、前記目標値を所定の最大値まで増大させ、その後、目標値を通常の設定値に段階的に低下させることを特徴とするモータ駆動回路。
12. 前記検出信号がアサートされると、前記ブリッジ回路に供給される電源電圧を上昇させることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のモータ駆動回路。
13. 前記検出信号がアサートされると、前記パルス信号の周波数を低下させることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のモータ駆動回路。
14. 前記検出信号がアサートされると、前記ステッピングモータのトルクが増大するように、前記ステッピングモータに供給する電力を制御することを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のモータ駆動回路。
15. 前記タイミング発生器は、前記パルス信号の周期を測定し、測定された周期に所定の係数を乗算し、前記第１タイミング信号および前記第２タイミング信号の少なくとも一方を生成することを特徴とする請求項７に記載のモータ駆動回路。
16. ステッピングモータの駆動回路であって、
    パルス信号と同期して、前記ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御し、前記ステッピングモータのコイルに供給される電力を制御するロジック回路と、
    前記コイルのハイインピーダンス区間において前記コイルの両端間に生ずる逆起電力を検出し、（i）前記ハイインピーダンス区間内の検出タイミングにおける逆起電力と、（ii）前記ハイインピーダンス区間内の異なる２つのタイミングにおいて取得された２つの逆起電力の差分と、にもとづき、前記ステッピングモータの脱調の予兆を示す検出信号をアサートする脱調予測部と、
    を備え、
    前記脱調予測部は、
    第１タイミングおよび第２タイミングそれぞれにおいてアサートされる第１タイミング信号および第２タイミング信号を生成するタイミング発生器と、
    前記第１タイミングおよび前記第２タイミングそれぞれにおける逆起電力を示すデジタル値をホールドする保持部と、
    前記第１タイミングのデジタル値と前記第２タイミングのデジタル値の差分を所定の第１しきい値と比較するとともに、前記第１タイミングのデジタル値を所定の第２しきい値と比較する予測部と、
    を含み、
    前記タイミング発生器は、前記パルス信号を分周または逓倍することにより、前記第１タイミング信号および前記第２タイミング信号の少なくとも一方を生成することを特徴とするモータ駆動回路。
17. ひとつの半導体基板に一体集積化されたことを特徴とする請求項１から１６のいずれかに記載のモータ駆動回路。
18. ステッピングモータと、
    前記ステッピングモータを駆動する請求項１から１７のいずれかに記載のモータ駆動回路と、
    を備えることを特徴とする電子機器。
19. ステッピングモータの駆動方法であって、
    パルス信号と同期して、前記ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御し、前記ステッピングモータのコイルに供給される電力を制御するステップと、
    前記コイルのハイインピーダンス区間において前記コイルの両端間に生ずる逆起電力を検出するステップと、
    （i）前記ハイインピーダンス区間内の検出タイミングにおける逆起電力と、（ii）前記ハイインピーダンス区間内の異なる２つのタイミングにおいて取得された２つの逆起電力の差分と、にもとづき、前記ステッピングモータの脱調の予兆を示す検出信号をアサートするステップと、
    前記ステッピングモータのコイルに流れる電流を所定の上限値より低く制限するステップと、
    前記検出信号がアサートされると、前記上限値を上昇させるステップと、
    を備えることを特徴とする駆動方法。
20. ステッピングモータの駆動方法であって、
    前記ステッピングモータのコイルに流れる電流が目標値と一致するようにデューティ比が調節されるパルス変調信号を生成するステップと、
    前記パルス変調信号にもとづいて、前記ステッピングモータのコイルに接続されるブリッジ回路を制御し、前記ステッピングモータのコイルに供給される電力を制御するステップと、
    前記コイルのハイインピーダンス区間において前記コイルの両端間に生ずる逆起電力を検出するステップと、
    （i）前記ハイインピーダンス区間内の検出タイミングにおける逆起電力と、（ii）前記ハイインピーダンス区間内の異なる２つのタイミングにおいて取得された２つの逆起電力の差分と、にもとづき、前記ステッピングモータの脱調の予兆を示す検出信号をアサートするステップと、
    前記検出信号がアサートされると、前記目標値を所定の最大値まで増大させ、その後、目標値を通常の設定値に段階的に低下させるステップと、
    を備えることを特徴とする駆動方法。