JP2010193703A - モータ駆動回路およびモータ駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】逆起電圧を検出する。
【解決手段】モータ駆動回路１００は、Ｈブリッジ回路１０と、電位差検出回路２０と、較正回路３０と、逆起検出回路４０と、制御回路５０と、較正値取得回路６０と、を備える。Ｈブリッジ回路１０は、ＤＣモータ１に接続される。電位差検出回路２０は、ＤＣモータ１の両端の電位差に応じた両端電圧Ｖｈを出力する。較正回路３０は、抵抗成分Ｒｍに応じた較正電圧Ｖｃを出力する。逆起検出回路４０は、両端電圧Ｖｈと較正電圧Ｖｃとの差に応じた電圧を、逆起電圧Ｅｇを示す検出電圧Ｖｅとして出力する。制御回路５０は、Ｈブリッジ回路１０をパルス幅変調により駆動する。較正回路３０は、抵抗成分Ｒｍとローサイドトランジスタのオン抵抗との比に応じた較正値を用いて、そのローサイドトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を較正し、抵抗成分Ｒｍに応じた較正電圧Ｖｃとする。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ駆動技術に関し、特にモータの回転数の制御技術に関する。

ＤＣモータやスピンドルモータなどのモータを回転させた場合、その回転数に応じた逆起電圧がモータに発生することが知られている（たとえば、特許文献１参照）。昔から逆起検出をしてモータを回す手法は、ブリッジ制御という方式で利用されていた（カセットテープなど）が、電圧利用効率が悪い、モータコイル抵抗値が温度によって変わる、精度が悪いといった理由で、ホールセンサ、速度センサを使った方式が一般的である。しかし高精度な要求をしなければ、逆起電圧を利用した方式もまだまだ十分利用価値がある。

特開２０００−１６６２８５号公報

このような状況において本発明者は以下の課題を認識した。
モータのコイルの両端の電位差は逆起電圧以外にもコイルの抵抗成分による電圧降下をも含んでいるので、この電位差をこのまま逆起電圧として利用することは難しい。

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的は、逆起電圧を好適に検出できるモータ駆動技術の提供にある。

本発明のある態様は、モータ駆動回路に関する。このモータ駆動回路は、電源端子と接地端子との間に直列に接続されたハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを２組有し、駆動対象となるモータに接続されるＨブリッジ回路と、モータの両端の電位差に応じた両端電圧を出力する電位差検出回路と、モータの抵抗成分とモータに流れる駆動電流の経路上にあるハイサイドトランジスタまたはローサイドトランジスタの一方のトランジスタのオン抵抗との比に応じた較正値を用いて、一方のトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を較正し、モータの抵抗成分に生じる電圧降下に応じた較正電圧として出力する較正回路と、両端電圧と較正電圧との差に応じた電圧を、モータに発生する逆起電圧を示す検出電圧として出力する逆起検出回路と、検出電圧に応じたモータの回転数が指定された回転数に近づくように、Ｈブリッジ回路をパルス変調により駆動する制御回路と、を備える。

この態様によると、両端電圧からモータの抵抗成分に生じる電圧降下に応じた較正電圧を差し引くことができるので、モータに発生する逆起電圧を示す検出電圧を得ることができる。

モータに第１極性の向きに流れる駆動電流の経路上にあるハイサイドトランジスタまたはローサイドトランジスタの一方を第１トランジスタとし、モータに第１極性とは異なる第２極性の向きに流れる駆動電流の経路上にあるハイサイドトランジスタまたはローサイドトランジスタの一方を第２トランジスタとするとき、較正回路は、モータに第１極性に駆動電流が流れるときには、モータの抵抗成分と第１トランジスタのオン抵抗との比に応じた第１較正値を用いて、第１トランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を較正し、モータの抵抗成分に生じる電圧降下に応じた較正電圧として出力し、モータに第２極性に駆動電流が流れるときには、モータの抵抗成分と第２トランジスタのオン抵抗との比に応じた第２較正値を用いて、第２トランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を較正し、モータの抵抗成分に生じる電圧降下に応じた較正電圧として出力してもよい。
この場合、モータに第１極性の向きに駆動電流が流れる場合と第２極性の向きに流れる場合とで別々に較正を行うことができる。

制御回路は、モータに流れる駆動電流の経路上にあるハイサイドトランジスタまたはローサイドトランジスタの一方のトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を、モータの駆動電流を示す電圧として取得し、電流フィードバック制御に使用してもよい。
この場合、別途電流検出用の抵抗を設ける必要はない。

較正値を得る際、制御回路は、モータが回転しない状態において一方のトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下が既知の基準電圧となるようＨブリッジ回路をパルス変調により駆動し、モータ駆動回路はさらに、較正値を得る際、両端電圧と基準電圧との比に応じた値を較正値として較正回路に出力する較正値取得回路をさらに備えてもよい。
この場合、外部から較正に使用する較正値を設定する必要はない。

本発明の別の態様は、モータ駆動方法である。この方法は、電源端子と接地端子との間に直列に接続されたハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを２組有するＨブリッジ回路に接続されたモータを駆動するモータ駆動方法であって、モータの両端の電位差に応じた両端電圧を測定するステップと、モータの抵抗成分とモータに流れる駆動電流の経路上にあるハイサイドトランジスタまたはローサイドトランジスタの一方のトランジスタのオン抵抗との比に応じた較正値を用いて、一方のトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を較正し、モータの抵抗成分に生じる電圧降下に応じた較正電圧を得るステップと、両端電圧と較正電圧との差に応じた電圧を、モータに発生する逆起電圧を示す検出電圧として得るステップと、検出電圧に応じたモータの回転数が指定された回転数に近づくように、Ｈブリッジ回路をパルス変調により駆動するステップと、を含む。

この態様によると、両端電圧からモータの抵抗成分に生じる電圧降下に応じた較正電圧を差し引くことができるので、モータに発生する逆起電圧を示す検出電圧を得ることができる。

なお、以上の構成要素の任意の組合せや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、逆起電圧を好適に検出できる。

実施の形態に係るモータ駆動回路およびそれによって駆動されるＤＣモータの構成を示す回路図である。 図１のモータ駆動回路の動作状態を示すタイムチャートである。 第１変形例に係る較正回路の構成を示す回路図である。 第２変形例に係る較正回路の構成を示す回路図である。 図５（Ａ）、（Ｂ）は、図１の補償回路の構成を示す回路図である。 図６（Ａ）〜（Ｃ）は、図１の第１フィルタおよび第２フィルタのうちの少なくともひとつの構成を示す回路図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、信号には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、各図面において本発明に係る実施の形態を説明する上で重要ではない部材の一部は省略して表示する。

本明細書において、「部材Ａが部材Ｂに接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

本発明の実施の形態は、ＤＣモータを駆動するモータ駆動回路であり、たとえばデジタルカメラのレンズを動かすＤＣモータの駆動回路に好適に用いられる。また、ＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ）、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）等の光ディスクの記録再生装置におけるピックアップのヘッド部分の動作に用いられるＤＣモータの駆動回路に好適に用いられる。

実施の形態に係るモータ駆動回路では、ＤＣモータの抵抗成分とＨブリッジ回路のローサイドトランジスタのオン抵抗との比を予め求めておき、ＤＣモータが回転している状態でそのオン抵抗に生じる電圧降下に、求めておいた比をかけることでＤＣモータの抵抗成分に生じる電圧降下を導き、それをＤＣモータの両端電圧から引くことでＤＣモータに生じる逆起電圧を導出する。そしてその逆起電圧が示すモータの回転数が指定された回転数に近づくよう制御する。

図１は、実施の形態に係るモータ駆動回路１００およびそれによって駆動されるＤＣモータ１の構成を示す回路図である。モータ駆動回路１００は、Ｈブリッジ回路１０と、電位差検出回路２０と、較正回路３０と、逆起検出回路４０と、制御回路５０と、較正値取得回路６０と、を備える。モータ駆動回路１００には指定された回転数を示す指示電圧Ｖｐが入力される。モータ駆動回路１００は、ＤＣモータ１の回転数が指定された回転数に近づくようにＤＣモータ１の端子にパルス幅変調された駆動電圧を印加する。モータ駆動回路１００は、一つの半導体基板上に機能ＩＣとして一体集積化されている。

ＤＣモータ１は、その第１端子Ｐ１および第２端子Ｐ２に接続されるコイルを含む。図１では説明を簡単にするためコイルをその等価回路で表現する。コイルは抵抗成分Ｒｍ（以降抵抗の符号はその抵抗値をも示す）と誘導成分Ｌｍとを有する。ＤＣモータ１のコイルに駆動電流（電流値をＩｍとする）が流れると、抵抗成分ＲｍによってＤＣモータ１の第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間に電圧降下（Ｒｍ・Ｉｍ）が生じる。また、ＤＣモータ１が回転している場合はその回転と誘導成分Ｌｍに起因する逆起電圧ＥｇがＤＣモータ１の第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間に生じる。つまりＤＣモータ１の両端の電位差Ｖｍは、
Ｖｍ＝Ｒｍ・Ｉｍ＋Ｅｇ …（式１）
となる。

Ｈブリッジ回路１０は、電源電圧Ｖｄｄと接地電位（０Ｖ）との間に直列に接続された第１ハイサイドトランジスタＭＨ１および第１ローサイドトランジスタＭＬ１と、同じく電源電圧Ｖｄｄと接地電位との間に直列に接続された第２ハイサイドトランジスタＭＨ２および第２ローサイドトランジスタＭＬ２を有する。本実施の形態において、第１ハイサイドトランジスタＭＨ１、第２ハイサイドトランジスタＭＨ２は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである。また、第１ローサイドトランジスタＭＬ１、第２ローサイドトランジスタＭＬ２は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴである。これらのトランジスタは、すべてＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであってもよいし、あるいは、バイポーラトランジスタであってもよい。

第１ハイサイドトランジスタＭＨ１と第１ローサイドトランジスタＭＬ１の接続点の第１スイッチング電圧Ｖｓｗ１は、ＤＣモータ１の第１端子Ｐ１に印加される。
第１ハイサイドトランジスタＭＨ１、第１ローサイドトランジスタＭＬ１のオンオフ状態は、各トランジスタのゲートに印加される第１ハイサイド駆動信号ＳＨ１、第１ローサイド駆動信号ＳＬ１によって制御される。

同様に、第２ハイサイドトランジスタＭＨ２と第２ローサイドトランジスタＭＬ２の接続点の第２スイッチング電圧Ｖｓｗ２は、ＤＣモータ１の第２端子Ｐ２に印加される。
第２ハイサイドトランジスタＭＨ２、第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオンオフ状態は、各トランジスタのゲートに印加される第２ハイサイド駆動信号ＳＨ２、第２ローサイド駆動信号ＳＬ２によって制御される。

本実施の形態では、第１ハイサイドトランジスタＭＨ１および第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオンオフによってＤＣモータ１が駆動される際にＤＣモータ１のコイルに流れる駆動電流の向きを正転方向とする。これらのトランジスタの両方がオンとなり、ＤＣモータ１に駆動電流が流れる際、第１スイッチング電圧Ｖｓｗ１は電源電圧Ｖｄｄから第１ハイサイドトランジスタＭＨ１のオン抵抗に生じる電圧降下を引いた値となる。また、第２スイッチング電圧Ｖｓｗ２は第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２に生じる電圧降下（Ｒ_ＭＬ２・Ｉｍ）となる。

第２ハイサイドトランジスタＭＨ２および第１ローサイドトランジスタＭＬ１のオンオフによってＤＣモータ１が駆動される際にＤＣモータ１のコイルに流れる駆動電流の向きを逆転方向とする。正転方向、逆転方向いずれの場合においても、トランジスタを駆動する駆動信号のパルス幅変調によってＤＣモータ１の回転数が制御される。

電位差検出回路２０は、ＤＣモータ１の両端子Ｐ１、Ｐ２の電位差Ｖｍに応じた両端電圧Ｖｈを出力する。電位差検出回路２０は、第１フィルタ２２と、第２フィルタ２４と、差動増幅器２６と、を含む。第１フィルタ２２にはＤＣモータ１の第１端子Ｐ１に印加される第１スイッチング電圧Ｖｓｗ１が入力される。第１フィルタ２２は、第１スイッチング電圧Ｖｓｗ１がパルス幅変調されていればそれを平滑化し、第１スイッチング電圧Ｖｓｗ１の振幅に対応する第１平滑電圧Ｖｆ１を出力する。第２フィルタ２４は、第２スイッチング電圧Ｖｓｗ２がパルス幅変調されていればそれを平滑化し、第２スイッチング電圧Ｖｓｗ２の振幅に対応する第２平滑電圧Ｖｆ２を出力する。

差動増幅器２６は、第１平滑電圧Ｖｆ１および第２平滑電圧Ｖｆ２を受け、それらの差に対応する両端電圧Ｖｈを出力する。

較正回路３０は、ＤＣモータ１に正転方向に駆動電流が流れる場合、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍと第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２との比に応じた第１較正値Ｃ１を用いて第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２に生じる電圧降下を較正し、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍに生じる電圧降下に応じた較正電圧Ｖｃとして出力する。較正回路３０は、ＤＣモータ１に逆転方向に駆動電流が流れる場合、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍと第１ローサイドトランジスタＭＬ１のオン抵抗Ｒ_ＭＬ１との比に応じた第２較正値Ｃ２を用いて第１ローサイドトランジスタＭＬ１のオン抵抗Ｒ_ＭＬ１に生じる電圧降下を較正し、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍに生じる電圧降下に応じた較正電圧Ｖｃとして出力する。

較正回路３０は、第３スイッチＳＷ３と、乗算器３２と、第２スイッチＳＷ２と、第１保持回路３４と、第２保持回路３６と、を含む。
第３スイッチＳＷ３は、後述する選択回路５６によって制御され、第１平滑電圧Ｖｆ１（図１中Ｙ側）または第２平滑電圧Ｖｆ２（図１中Ｘ側）のいずれか一方を選択する。第３スイッチＳＷ３は、ＤＣモータ１に正転方向に駆動電流が流れる場合、第２平滑電圧Ｖｆ２を選択し、ＤＣモータ１に逆転方向に駆動電流が流れる場合、第１平滑電圧Ｖｆ１を選択する。つまり第３スイッチＳＷ３は、ローサイドトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下に対応する電圧を選択する。

第１保持回路３４は、後述する較正値取得回路６０が後述する較正モードにおいて取得する、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍを分子、第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２を分母とする分数の値（Ｒｍ／Ｒ_ＭＬ２）に対応する第１較正値Ｃ１を保持する。第２保持回路３６は、較正値取得回路６０が較正モードにおいて取得する、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍを分子、第１ローサイドトランジスタＭＬ１のオン抵抗Ｒ_ＭＬ１を分母とする分数の値（Ｒｍ／Ｒ_ＭＬ１）に対応する第２較正値Ｃ２を保持する。

第２スイッチＳＷ２は、後述する選択回路５６によって制御され、第１較正値Ｃ１（図１中Ｘ側）または第２較正値Ｃ２（図１中Ｙ側）のいずれか一方を選択する。第２スイッチＳＷ２は、ＤＣモータ１に正転方向に駆動電流が流れる場合、第１較正値Ｃ１を選択し、ＤＣモータ１に逆転方向に駆動電流が流れる場合、第２較正値Ｃ２を選択する。

乗算器３２は第２スイッチＳＷ２によって選択された電圧と第３スイッチＳＷ３によって選択された電圧とを乗算し、較正電圧Ｖｃとして出力する。ＤＣモータ１に正転方向に駆動電流が流れる場合、第３スイッチＳＷ３は第２平滑電圧Ｖｆ２、つまり第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２に生じる電圧降下（Ｒ_ＭＬ２・Ｉｍ）に対応する電圧を選択する。また、第２スイッチＳＷ２はＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍを分子、第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２を分母とする分数の値（Ｒｍ／Ｒ_ＭＬ２）に対応する第１較正値Ｃ１を選択する。したがってそれらを乗算した較正電圧ＶｃはＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍに生じる電圧降下（Ｒｍ・Ｉｍ）に対応する。つまり、
Ｖｃ＝（Ｒ_ＭＬ２・Ｉｍ）・（Ｒｍ／Ｒ_ＭＬ２）＝Ｒｍ・Ｉｍ …（式２）
となる。逆転方向の場合も同様であり、やはり較正電圧ＶｃはＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍに生じる電圧降下に対応する。

乗算器３２はたとえば、第３スイッチＳＷ３によって選択された電圧を、較正値保持回路によって保持されている較正値に対応する利得で増幅する増幅器であってもよい。

逆起検出回路４０は、両端電圧Ｖｈと較正電圧Ｖｃとの差に応じた電圧を、ＤＣモータ１に発生する逆起電圧Ｅｇを示す検出電圧Ｖｅとして出力する。上述の通り較正電圧ＶｃはＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍに生じる電圧降下（Ｒｍ・Ｉｍ）に対応する。また、両端電圧ＶｈはＤＣモータ１の第１端子Ｐ１と第２端子Ｐ２との間の電位差Ｖｍに対応し、ＤＣモータ１が回転している場合はＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍに生じる電圧降下（Ｒｍ・Ｉｍ）とＤＣモータ１に生じる逆起電圧Ｅｇとを含む。したがって両端電圧Ｖｈと較正電圧Ｖｃとの差をとると、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍに生じる電圧降下（Ｒｍ・Ｉｍ）がキャンセルされ、ＤＣモータ１に発生する逆起電圧Ｅｇが残ることとなる。つまり、
Ｖｈ−Ｖｃ＝Ｖｍ−Ｒｍ・Ｉｍ
＝Ｒｍ・Ｉｍ＋Ｅｇ−Ｒｍ・Ｉｍ
＝Ｅｇ …（式３）
となる。

制御回路５０は、検出電圧Ｖｅと、指定された回転数を示す指示電圧Ｖｐを受け、検出電圧Ｖｅに応じたＤＣモータ１の回転数が、指示電圧Ｖｐが示す指定された回転数に近づくようにＨブリッジ回路１０をパルス幅変調により駆動するための第１ハイサイド駆動信号ＳＨ１、第２ハイサイド駆動信号ＳＨ２、第１ローサイド駆動信号ＳＬ１および第２ローサイド駆動信号ＳＬ２を生成する。また制御回路５０は、第３スイッチＳＷ３によって選択された電圧、つまりローサイドトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下に対応する電圧を、ＤＣモータ１に流れる駆動電流を示す電圧として取得し、電流フィードバック制御に使用する。

制御回路５０は、第１減算器５２と、補償回路５４と、選択回路５６と、基準電圧源５８と、第１スイッチＳＷ１と、第２減算器６２と、バッファ６４と、駆動信号生成回路６６と、を含む。
第１減算器５２は、指示電圧Ｖｐとバッファ６４によって指示電圧Ｖｐと比較するために適切な係数が乗算された検出電圧Ｖｅとの差に対応する周波数差電圧Ｖｆを出力する。周波数差電圧Ｖｆは補償回路５４によって駆動電流の目標値を示す目標電圧Ｖｔに変換される。補償回路５４は、周波数差電圧Ｖｆが逆起電力Ｅｇにより実測される回転数と指定された回転数との差がない場合に対応する値に近づくように目標電圧Ｖｔを変化させる。図１の例では、補償回路５４は、周波数差電圧Ｖｆが小さくなるように目標電圧Ｖｔを変化させる。補償回路５４は公知の技術、たとえばＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ）補償器など、を用いて構成される。

第１スイッチＳＷ１は、後述する選択回路５６によって制御され、目標電圧Ｖｔまたは基準電圧源５８によって出力される基準電圧Ｖｒｅｆのいずれか一方を選択する。通常動作モードでは第１スイッチＳＷ１は目標電圧Ｖｔを選択し、後述する較正モードでは第１スイッチＳＷ１は基準電圧Ｖｒｅｆを選択する。
第２減算器６２は、第１スイッチＳＷ１によって選択された電圧と第３スイッチＳＷ３によって選択された電圧との差に対応する差分電圧Ｖｄｉｆを、駆動信号生成回路６６へ出力する。通常動作モードでは、差分電圧Ｖｄｉｆは目標電圧ＶｔとＤＣモータ１に流れる駆動電流を示す電圧との差、つまり駆動電流の目標値と実測値との差に対応する。較正モードの場合は、差分電圧Ｖｄｉｆは基準電圧ＶｒｅｆとＤＣモータ１に流れる駆動電流を示す電圧との差に対応する。

駆動信号生成回路６６は、差分電圧Ｖｄｉｆが小さくなる、つまり通常動作モードでは駆動電流の目標値と実測値との差が小さくなるように、Ｈブリッジ回路１０をパルス幅変調により駆動するための第１ハイサイド駆動信号ＳＨ１、第２ハイサイド駆動信号ＳＨ２、第１ローサイド駆動信号ＳＬ１および第２ローサイド駆動信号ＳＬ２を生成する。より詳細には駆動信号生成回路６６は、差分電圧Ｖｄｉｆが所定の基準値より大きいとその分駆動電圧のデューティ比を増やし、所定の基準値より小さいとその分駆動電圧のデューティ比を減らす制御を行う。

制御回路５０全体として見ると通常動作モードにおいては、まず駆動電流を示す電圧と駆動電流の目標値を示す目標電圧Ｖｔとの差に対応する差分電圧Ｖｄｉｆを小さくする制御が行われているので、電流フィードバック制御が行われている。この際、駆動電流を示す電圧としてローサイドトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を利用している点に注意すべきである。これにより、別途電流検出用の抵抗を設ける構成と比べて部品点数を削減でき有利である。
また、指定された回転数と逆起電圧Ｅｇにより実測される回転数との差に対応する周波数差電圧Ｖｆを小さくする制御が行われているので、回転数についてもフィードバック制御が行われている。

選択回路５６は、たとえば周波数差電圧Ｖｆを参照しまたは外部から指令を受けることによりＤＣモータ１に正転方向に駆動電流を流すべきか、逆転方向に流すべきかを判定する。そして正転方向の場合は、駆動信号生成回路６６に第１ハイサイドトランジスタＭＨ１および第２ローサイドトランジスタＭＬ２を駆動させ、第２スイッチＳＷ２に第１較正値Ｃ１を選択させ、第３スイッチＳＷ３に第２平滑電圧Ｖｆ２を選択させる。また逆転方向の場合は、駆動信号生成回路６６に第２ハイサイドトランジスタＭＨ２および第１ローサイドトランジスタＭＬ１を駆動させ、第２スイッチＳＷ２に第２較正値Ｃ２を選択させ、第３スイッチＳＷ３に第１平滑電圧Ｖｆ１を選択させる。

選択回路５６は、電源が投入されてから所定の期間、たとえば１０ｍｓ、の間はモータ駆動回路１００を較正モードで動作させ、その後通常動作モードで動作させる。選択回路５６は較正モードにおいて、第１スイッチＳＷ１に基準電圧Ｖｒｅｆを選択させ、較正値取得回路６０に基準電圧Ｖｒｅｆの値を知らせる。選択回路５６は、基準電圧源５８の基準電圧Ｖｒｅｆの値を、ＤＣモータ１のロータが回転を始めない程度の小さな値に設定する。

選択回路５６は較正モードの最初の５ｍｓにおいて、駆動信号生成回路６６に第１ハイサイドトランジスタＭＨ１および第２ローサイドトランジスタＭＬ２を駆動させ、第３スイッチＳＷ３に第２平滑電圧Ｖｆ２を選択させる。これにより較正モードの最初の５ｍｓにおいては、ＤＣモータ１のコイルには正転方向に駆動電流が流れ、第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２に生じる電圧降下を駆動電流の情報としてフィードバックする電流フィードバック制御が行われる。

選択回路５６は較正モードの次の５ｍｓにおいて、駆動信号生成回路６６に第２ハイサイドトランジスタＭＨ２および第１ローサイドトランジスタＭＬ１を駆動させ、第３スイッチＳＷ３に第１平滑電圧Ｖｆ１を選択させる。これにより較正モードの次の５ｍｓにおいては、ＤＣモータ１のコイルには逆転方向に駆動電流が流れ、第１ローサイドトランジスタＭＬ１のオン抵抗Ｒ_ＭＬ１に生じる電圧降下を駆動電流の情報としてフィードバックする電流フィードバック制御が行われる。

選択回路５６は通常動作モードにおいて、第１スイッチＳＷ１に目標電圧Ｖｔを選択させる。

較正値取得回路６０は、較正モードにおいて、差動増幅器２６から出力される両端電圧Ｖｈを取得し、選択回路５６から基準電圧Ｖｒｅｆの値を取得する。そして較正値取得回路６０は、較正モードの最初の５ｍｓにおいて取得された両端電圧Ｖｈおよび基準電圧Ｖｒｅｆについて、両端電圧Ｖｈを分子、基準電圧Ｖｒｅｆを分母とする分数の値に対応する電圧を第１較正値Ｃ１として第１保持回路３４に出力する。

ここで上述の両端電圧Ｖｈを分子、基準電圧Ｖｒｅｆを分母とする分数の値がＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍを分子、第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２を分母とする分数の値と等しくなることについて説明する。
まず較正モードにおいては電流フィードバック制御が行われ、基準電圧Ｖｒｅｆと第２平滑電圧Ｖｆ２が等しくなる（Ｖｒｅｆ＝Ｖｆ２）。ここで第２平滑電圧Ｖｆ２は第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２に生じる電圧降下（Ｒ_ＭＬ２・Ｉｍ）と見なせるので、Ｖｒｅｆ＝Ｒ_ＭＬ２・Ｉｍが成り立つ。一方較正モードにおいてはＤＣモータ１は回転しないのでＤＣモータ１に逆起電圧Ｅｇは生じず、両端電圧ＶｈはＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍに生じる電圧降下（Ｒｍ・Ｉｍ）と等しい（Ｖｈ＝Ｒｍ・Ｉｍ）。したがってＶｈ／Ｖｒｅｆ＝Ｒｍ／Ｒ_ＭＬ２となるのである。

較正値取得回路６０は、較正モードの次の５ｍｓにおいて取得された両端電圧Ｖｈおよび基準電圧Ｖｒｅｆについて、両端電圧Ｖｈを分子、基準電圧Ｖｒｅｆを分母とする分数の値に対応する電圧を第２較正値Ｃ２として第２保持回路３６に出力する。この分数の値がＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍを分子、第１ローサイドトランジスタＭＬ１のオン抵抗Ｒ_ＭＬ１を分母とする分数の値と等しくなることは上述の説明と同様にして示される。

以上のように構成されたモータ駆動回路１００の動作について説明する。
図２は、図１のモータ駆動回路１００の動作状態を示すタイムチャートである。図２は、上から順に、Ｖｆ出力、第１スイッチＳＷ１の選択の向き、第２スイッチＳＷ２の選択の向き、第３スイッチＳＷ３の選択の向きを示す。

時刻ｔ１においてモータ駆動回路１００に電源を投入すると、モータ駆動回路１００は較正モードでの動作を開始する。この較正モードでは第１スイッチＳＷ１はＹ側、つまり基準電圧Ｖｒｅｆを選択し、ＤＣモータ１にはそのロータが回転しない程度の駆動電流が流れる。したがってモータの回転数は０である。モータ駆動回路１００は時刻ｔ１から１０ｍｓ後の時刻ｔ３まで較正モードで動作する。また、時刻ｔ１から５ｍｓ後の時刻ｔ２において正転と逆転を入れ替える。ここで時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間を正転方向における較正値を求めるための第１較正期間φ１とし、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間を逆転方向における較正値を求めるための第２較正期間φ２とする。

第１較正期間φ１では、ＤＣモータ１に正転方向に駆動電流が流れ、第３スイッチＳＷ３はＸ側、つまり第２平滑電圧Ｖｆ２側を選択する。第２較正期間では、ＤＣモータ１に逆転方向に駆動電流が流れ、第３スイッチＳＷ３はＹ側、つまり第１平滑電圧Ｖｆ１側を選択する。

第１較正期間φ１において取得された両端電圧Ｖｈと、設定された基準電圧Ｖｒｅｆとをもとに較正値取得回路６０によって第１較正値Ｃ１が算出され、第１保持回路３４に保持される。また、第２較正期間φ２において取得された両端電圧Ｖｈと、設定された基準電圧Ｖｒｅｆとをもとに較正値取得回路６０によって第２較正値Ｃ２が算出され、第２保持回路３６に保持される。

時刻ｔ３においてＤＣモータ１に正転方向に駆動電流を流す通常動作モードに切り替わる。第１スイッチＳＷ１は目標電圧Ｖｔを選択し、第２スイッチＳＷ２はＸ側、つまり第１較正値Ｃ１を選択し、第３スイッチＳＷ３はＸ側を選択する。駆動信号生成回路６６は第１ハイサイドトランジスタＭＨ１および第２ローサイドトランジスタＭＬ２を駆動する。これによりＤＣモータ１の逆起電圧Ｅｇが示す回転数を指定された回転数に近づけるフィードバック制御が行われる。
なお、時刻ｔ３からしばらくの間は指定された回転数と実際の回転数との差が大きいので、駆動信号生成回路６６はフルデューティの駆動信号を生成する。

時刻ｔ４においてモータ駆動回路１００内の周波数差電圧Ｖｆを参照し、ＤＣモータ１に逆転方向に駆動電流を流すと判定する。すると第２スイッチＳＷ２はＹ側、つまり第１平滑電圧Ｖｆ１を選択し、第３スイッチＳＷ３はＹ側、つまり第２較正値Ｃ２を選択する。また、駆動信号生成回路６６は第２ハイサイドトランジスタＭＨ２および第１ローサイドトランジスタＭＬ１を駆動する。これにより逆転方向においてもやはり、ＤＣモータ１に発生する逆起電圧Ｅｇが示す回転数を指定された回転数に近づけるフィードバック制御が行われる。

このように本実施の形態に係るモータ駆動回路１００によれば、通常動作モードにおいては、駆動電流が流れるローサイドトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を、ＤＣモータ１の抵抗成分とそのローサイドトランジスタのオン抵抗との比を用いて較正してＤＣモータ１の抵抗成分に生じる電圧降下を求めることができる。これにより、ＤＣモータ１の抵抗成分に生じる電圧降下をＤＣモータ１の両端電圧から差し引くことができるので、ＤＣモータ１の両端の電位差からより好適に逆起電圧Ｅｇに応じた電圧を取り出すことができる。また、逆起電圧Ｅｇに応じた電圧を得ることができるので、別途ホールセンサなどの回転数を測るセンサを設ける必要はなく、部品点数の削減に貢献する。

本実施の形態に係る方法以外でＤＣモータに発生する逆起電圧を検出する方法としてはたとえば以下の方法が考えられる。予めＤＣモータの抵抗成分を測定しておく。そして電流検出用の既知の抵抗をローサイドトランジスタと接地電位との間に設ける。すると、ＤＣモータを駆動する際、電流検出用の既知の抵抗に生じる電圧降下からＤＣモータを流れる駆動電流の値が分かり、その値と予め測定されたＤＣモータの抵抗成分とを掛け合わせることでＤＣモータの抵抗成分に生じる電圧降下を測定できる。ＤＣモータの両端の電位差からこの電圧降下を差し引けば逆起電圧は求まる。
しかしながら上述の方法では、ＤＣモータの抵抗成分を予め測定しておく必要がある。また、電流検出用の既知の抵抗を設ける必要もある。そこで本実施の形態に係るモータ駆動回路１００によれば、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍとローサイドトランジスタのオン抵抗との比を較正値として用いるので、ＤＣモータの抵抗成分を予め測定し保持しておく必要はなく、また、別途電流検出用の既知の抵抗を設ける必要もない。これにより回路がより簡単となり、部品点数を削減できる。

また、本実施の形態に係るモータ駆動回路１００では、ＤＣモータ１に駆動電流が正転方向に流れる場合にはそれに対応する第１較正値Ｃ１を用いて較正し、逆転方向に流れる場合にはそれに対応する第２較正値Ｃ２を用いて較正する。したがって、第１ローサイドトランジスタＭＬ１のオン抵抗Ｒ_ＭＬ１と第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２とが大きく異なる場合であってもその違いを補償できる。

また、本実施の形態に係るモータ駆動回路１００では、第３スイッチＳＷ３が選択する電圧である、ローサイドトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を駆動電流を示す情報として電流フィードバック制御に利用する。したがって別途駆動電流を検出する回路を設ける必要はなく、回路規模を削減できる。

上記実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

実施の形態では、第１保持回路３４に第１較正値Ｃ１を保持し、第２保持回路３６に第２較正値Ｃ２を保持し、正転方向、逆転方向の別でそれらを使い分ける場合について説明したが、これに限られない。たとえば、第１ローサイドトランジスタＭＬ１のオン抵抗Ｒ_ＭＬ１と第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２との差が小さいと考えられる場合は、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍと第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２との比に対応する第１較正値Ｃ１を、正転方向、逆転方向の両方で較正値として使用してもよい。

図３は、第１変形例に係る較正回路３０ａの構成を示す回路図である。較正回路３０ａは、第３保持回路７０と、乗算器７２と、第３スイッチＳＷ３と、を含む。第３保持回路７０は、較正値取得回路６０が較正モードにおいて取得する、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍを分子、第２ローサイドトランジスタＭＬ２のオン抵抗Ｒ_ＭＬ２を分母とする分数の値（Ｒｍ／Ｒ_ＭＬ２）に対応する第１較正値Ｃ１を保持する。乗算器７２は第３保持回路７０に保持される第１較正値Ｃ１と第３スイッチＳＷ３によって選択された電圧とを乗算し、較正電圧Ｖｃとして出力する。つまり正転方向、逆転方向いずれの場合においても第３スイッチＳＷ３によって選択された電圧は第１較正値Ｃ１によって較正される。このように第１変形例によると、較正値を保持する保持回路の数を削減できるので、回路規模を削減できる。

実施の形態では、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍとローサイドトランジスタのオン抵抗との比を較正値として使用する場合について説明したが、これに限られない。たとえば、ＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍとハイサイドトランジスタのオン抵抗との比を較正値として使用してもよい。

図４は、第２変形例に係る較正回路３０ｂの構成を示す回路図である。較正回路３０ｂは、第３保持回路７０と、乗算器７４と、差動増幅器７６と、第４スイッチＳＷ４と、を含む。
第４スイッチＳＷ４は、選択回路５６によって制御され、第１平滑電圧Ｖｆ１または第２平滑電圧Ｖｆ２のいずれか一方を選択する。第４スイッチＳＷ４は、ＤＣモータ１に正転方向に駆動電流が流れる場合、第１平滑電圧Ｖｆ１を選択し、ＤＣモータ１に逆転方向に駆動電流が流れる場合、第２平滑電圧Ｖｆ２を選択する。つまり第４スイッチＳＷ４は、電源電圧Ｖｄｄからハイサイドトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を引いた電圧に対応する電圧を選択する。

差動増幅器７６は、電源電圧Ｖｄｄと第４スイッチＳＷ４によって選択された電圧との差に対応する被較正電圧Ｖｇを出力する。被較正電圧Ｖｇはハイサイドトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下に対応する電圧となる。
乗算器７４は、第３保持回路７０に保持される第１較正値Ｃ１と被較正電圧Ｖｇとを乗算し、較正電圧Ｖｃとして出力する。
第２変形例によると、ハイサイドトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を利用してＤＣモータ１の抵抗成分Ｒｍに生じる電圧降下を求めることができる。このようにどのトランジスタのオン抵抗を利用するかは適宜アプリケーションに応じて決めればよく、設計の自由度が高い。

実施の形態に係るモータ駆動回路１００の機能の一部は、デジタル処理によって実現されてもよい。たとえば、第１フィルタ２２および第２フィルタ２４の入力段にＡ／Ｄコンバータを設け、以降の処理をデジタル化してもよい。

実施の形態に係るモータ駆動回路１００の補償回路５４の回路構成例を説明する。図５（Ａ）、（Ｂ）は、図１の補償回路５４の構成を示す回路図である。
実施の形態に係るモータ駆動回路１００の補償回路５４は、デジタル型のＰＩ（比例積分）補償器であってもよい。図５（Ａ）は、そのデジタル型のＰＩ補償器５４ａの構成を示す回路図である。
ＰＩ補償器５４ａは、第１入力端子２０２、第１乗算器２０４、第２乗算器２０６、第３乗算器２０８、第４乗算器２１０、第５乗算器２１２、第１加算器２１４、第２加算器２１６、第３加算器２１８、第１遅延素子２２０、第１出力端子２２２、を含む。

第１入力端子２０２には周波数差電圧Ｖｆを示すデジタル信号が入力される。ここで第１減算器５２によって出力される周波数差電圧Ｖｆがアナログ電圧である場合は、そのアナログ電圧は公知のアナログデジタル変換技術を使用して周波数差電圧Ｖｆを示すデジタル信号に変換される。そのように変換されたデジタル信号が第１入力端子２０２に入力される。

第１乗算器２０４および第２乗算器２０６はそれぞれ、第１入力端子２０２に入力されたデジタル信号に所定の第１、第２係数を乗算して出力する。第１加算器２１４は、第１乗算器２０４によって出力されるデジタル信号と第４乗算器２１０によって出力されるデジタル信号とを足し合わせて出力する。第１遅延素子２２０は、サンプリングの１周期（１クロック）分デジタル信号を遅延する素子であり、第１加算器２１４によって出力されるデジタル信号を１周期だけ遅延して出力する。第４乗算器２１０は、第１遅延素子２２０によって出力されるデジタル信号に所定の第４係数を乗算して出力する。第３乗算器２０８は、第１加算器２１４によって出力されるデジタル信号に所定の第３係数を乗算して出力する。第５乗算器２１２は、第１遅延素子２２０によって出力されるデジタル信号に所定の第５係数を乗算して出力する。第２加算器２１６は、第３乗算器２０８によって出力されるデジタル信号と第５乗算器２１２によって出力されるデジタル信号とを足し合わせて出力する。

第３加算器２１８は、ＰＩ補償器５４ａの比例部分、すなわち第２乗算器２０６によって出力されるデジタル信号と、ＰＩ補償器５４ａの積分部分、すなわち第２加算器２１６によって出力されるデジタル信号と、を足し合わせて出力する。第１出力端子２２２は、第３加算器２１８によって出力されるデジタル信号を外部から取り出すための端子である。

ＰＩ補償器５４ａの積分部分について、第１遅延素子２２０、第４乗算器２１０、第１加算器２１４はフィードバックを形成し、第１遅延素子２２０、第５乗算器２１２、第２加算器２１６はフィードフォワードを形成する。第４乗算器２１０の第４係数および／または第５乗算器２１２の第５係数を調整することにより、フィードバックからの寄与部分とフィードフォワードからの寄与部分との比を調整できる。

実施の形態に係るモータ駆動回路１００の補償回路５４は、アナログ型のＰＩ補償器であってもよい。図５（Ｂ）は、そのアナログ型のＰＩ補償器５４ｂの構成を示す回路図である。
ＰＩ補償器５４ｂは、第２入力端子２２４、第１抵抗２２６、第２抵抗２２８、第１キャパシタ２３０、第１オペアンプ２３２、第２出力端子２３４、を含む。

第２入力端子２２４には第１減算器５２によって出力される周波数差電圧Ｖｆが入力される。第１抵抗２２６、第２抵抗２２８、第１キャパシタ２３０は第２入力端子２２４と第２出力端子２３４との間にこの順に直列に接続される。第１オペアンプ２３２の反転入力端子は第１抵抗２２６と第２抵抗２２８との間に接続される。第１オペアンプ２３２の非反転入力端子は接地される。第１オペアンプ２３２の出力端子は第１キャパシタ２３０と第２出力端子２３４との間に接続される。第２出力端子２３４は、第１オペアンプ２３２の出力側の電圧を外部から取り出すための端子である。

ＰＩ補償器５４ｂでは、第１オペアンプ２３２のフィードバック経路上に設けられた第２抵抗２２８が比例部分、同じくフィードバック経路上に設けられた第１キャパシタ２３０が積分部分をそれぞれ担う。

実施の形態に係るモータ駆動回路１００の第１フィルタ２２、第２フィルタ２４の回路構成例を説明する。図６（Ａ）〜（Ｃ）は、図１の第１フィルタ２２および第２フィルタ２４のうちの少なくともひとつの構成を示す回路図である。
実施の形態に係るモータ駆動回路１００の第１フィルタ２２は、アナログ型のパッシブローパスフィルタであってもよい。図６（Ａ）は、そのアナログ型のパッシブローパスフィルタ２２ａの構成を示す回路図である。
パッシブローパスフィルタ２２ａは、第３入力端子３０２、第３抵抗３０４、第２キャパシタ３０６、第３出力端子３０８、を含む。

第３入力端子３０２には、ＤＣモータ１の第１端子Ｐ１に印加される第１スイッチング電圧Ｖｓｗ１が入力される。第３抵抗３０４の一端は第３入力端子３０２と接続され、他端は第２キャパシタ３０６の一端と接続される。第２キャパシタ３０６の他端は接地される。第３出力端子３０８は、第２キャパシタ３０６の一端の電圧を出力する。
第２フィルタ２４もまたアナログ型のパッシブローパスフィルタであってもよい。そのパッシブローパスフィルタの構成は上述のパッシブローパスフィルタ２２ａの構成と同様である。

実施の形態に係るモータ駆動回路１００の第１フィルタ２２は、アナログ型のアクティブローパスフィルタであってもよい。図６（Ｂ）は、そのアナログ型のアクティブローパスフィルタ２２ｂの構成を示す回路図である。
アクティブローパスフィルタ２２ｂは、第４入力端子３１０、第４抵抗３１２、第３キャパシタ３１４、第５抵抗３１６、第２オペアンプ３１８、第４出力端子３２０、を含む。

第４入力端子３１０には、ＤＣモータ１の第１端子Ｐ１に印加される第１スイッチング電圧Ｖｓｗ１が入力される。第４抵抗３１２の一端は第４入力端子３１０に、他端は第２オペアンプ３１８の反転入力端子に接続される。第３キャパシタ３１４および第５抵抗３１６は、第２オペアンプ３１８の出力端子から反転入力端子へのフィードバック経路上に並列に設けられる。第２オペアンプ３１８の非反転入力端子は接地される。第４出力端子３２０は、第２オペアンプ３１８の出力側の電圧を外部から取り出すための端子である。
第２フィルタ２４もまたアナログ型のアクティブローパスフィルタであってもよい。そのアクティブローパスフィルタの構成は上述のアクティブローパスフィルタ２２ｂの構成と同様である。

実施の形態に係るモータ駆動回路１００の第１フィルタ２２は、デジタル型のローパスフィルタであってもよい。図６（Ｃ）は、そのデジタル型のローパスフィルタ２２ｃの構成を示す回路図である。
ローパスフィルタ２２ｃは、第５入力端子３２２、第６乗算器３２４、第４加算器３２６、第７乗算器３２８、第５加算器３３０、第８乗算器３３２、第９乗算器３３４、第２遅延素子３３６、第５出力端子３３８、を含む。ローパスフィルタ２２ｃの構成は、図５（Ａ）に示されるＰＩ補償器５４ａから第２乗算器２０６と第３加算器２１８とを除いた構成と同等である。すなわち、第６乗算器３２４、第４加算器３２６、第７乗算器３２８、第５加算器３３０、第８乗算器３３２、第９乗算器３３４、第２遅延素子３３６はそれぞれ、第１乗算器２０４、第１加算器２１４、第３乗算器２０８、第２加算器２１６、第４乗算器２１０、第５乗算器２１２、第１遅延素子２２０に対応する。
第２フィルタ２４もまたデジタル型のローパスフィルタであってもよい。そのデジタル型のローパスフィルタの構成は上述のローパスフィルタ２２ｃの構成と同様である。

１ ＤＣモータ、 １０ Ｈブリッジ回路、 ２０ 電位差検出回路、 ３０ 較正回路、４０ 逆起検出回路、 ５０ 制御回路、 ６０ 較正値取得回路、 １００ モータ駆動回路。

Claims (11)

1. 電源端子と接地端子との間に直列に接続されたハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを２組有し、駆動対象となるモータに接続されるＨブリッジ回路と、
   前記モータの両端の電位差に応じた両端電圧を出力する電位差検出回路と、
   前記モータの抵抗成分と前記モータに流れる駆動電流の経路上にあるハイサイドトランジスタまたはローサイドトランジスタの一方のトランジスタのオン抵抗との比に応じた較正値を用いて、前記一方のトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を較正し、前記モータの抵抗成分に生じる電圧降下に応じた較正電圧として出力する較正回路と、
   前記両端電圧と前記較正電圧との差に応じた電圧を、前記モータに発生する逆起電圧を示す検出電圧として出力する逆起検出回路と、
   前記検出電圧に応じた前記モータの回転数が指定された回転数に近づくように、前記Ｈブリッジ回路をパルス変調により駆動する制御回路と、を備えることを特徴とするモータ駆動回路。
2. 前記モータに第１極性の向きに流れる駆動電流の経路上にあるハイサイドトランジスタまたはローサイドトランジスタの一方を第１トランジスタとし、前記モータに前記第１極性とは異なる第２極性の向きに流れる駆動電流の経路上にあるハイサイドトランジスタまたはローサイドトランジスタの一方を第２トランジスタとするとき、
   前記較正回路は、前記モータに前記第１極性に駆動電流が流れるときには、前記モータの抵抗成分と前記第１トランジスタのオン抵抗との比に応じた第１較正値を用いて、前記第１トランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を較正し、前記モータの抵抗成分に生じる電圧降下に応じた較正電圧として出力し、前記モータに前記第２極性に駆動電流が流れるときには、前記モータの抵抗成分と前記第２トランジスタのオン抵抗との比に応じた第２較正値を用いて、前記第２トランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を較正し、前記モータの抵抗成分に生じる電圧降下に応じた較正電圧として出力することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
3. 前記制御回路は、前記モータに流れる駆動電流の経路上にあるハイサイドトランジスタまたはローサイドトランジスタの一方のトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を、前記モータの駆動電流を示す電圧として取得し、電流フィードバック制御に使用することを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
4. 前記較正値を得る際、前記制御回路は、前記モータが回転しない状態において前記一方のトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下が既知の基準電圧となるよう前記Ｈブリッジ回路をパルス変調により駆動し、
   前記モータ駆動回路はさらに、
   前記較正値を得る際、前記両端電圧と前記基準電圧との比に応じた値を前記較正値として前記較正回路に出力する較正値取得回路をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動回路。
5. 前記制御回路は、
   前記検出電圧に応じた前記モータの回転数と前記指定された回転数との差に対応する周波数差電圧を出力する第１減算器と、
   前記周波数差電圧が前記検出電圧に応じた前記モータの回転数と前記指定された回転数との差がない場合に対応する値に近づくように、前記モータに流れる駆動電流の目標値を示す目標電圧を生成する補償回路と、
   基準電圧を出力する基準電圧源と、
   前記目標電圧または前記基準電圧のいずれか一方を選択する第１スイッチと、
   前記第１スイッチによって選択された電圧と前記モータに流れる駆動電流を示す電圧との差に対応する差分電圧を出力する第２減算器と、
   前記差分電圧が前記第１スイッチによって選択された電圧と前記モータに流れる駆動電流を示す電圧との差がない場合に対応する値に近づくように、前記Ｈブリッジ回路をパルス変調により駆動する駆動信号生成回路と、
   第１モードにおいて前記第１スイッチに前記基準電圧を選択させ、第２モードにおいて前記第１スイッチに前記目標電圧を選択させる選択回路と、を含むことを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載のモータ駆動回路。
6. 前記補償回路は、デジタル型の比例積分補償器であることを特徴とする請求項５に記載のモータ駆動回路。
7. 前記補償回路は、アナログ型の比例積分補償器であることを特徴とする請求項５に記載のモータ駆動回路。
8. 前記電位差検出回路は、
   前記モータの一端に印加される電圧を平滑化するための第１フィルタと、
   前記モータの他端に印加される電圧を平滑化するための第２フィルタと、を含み、
   前記第１フィルタおよび前記第２フィルタのうちの少なくともひとつは、アナログ型のパッシブローパスフィルタであることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のモータ駆動回路。
9. 前記電位差検出回路は、
   前記モータの一端に印加される電圧を平滑化するための第１フィルタと、
   前記モータの他端に印加される電圧を平滑化するための第２フィルタと、を含み、
   前記第１フィルタおよび前記第２フィルタのうちの少なくともひとつは、アナログ型のアクティブローパスフィルタであることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のモータ駆動回路。
10. 前記電位差検出回路は、
    前記モータの一端に印加される電圧を平滑化するための第１フィルタと、
    前記モータの他端に印加される電圧を平滑化するための第２フィルタと、を含み、
    前記第１フィルタおよび前記第２フィルタのうちの少なくともひとつは、デジタル型のローパスフィルタであることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載のモータ駆動回路。
11. 電源端子と接地端子との間に直列に接続されたハイサイドトランジスタおよびローサイドトランジスタを２組有するＨブリッジ回路に接続されたモータを駆動するモータ駆動方法であって、
    前記モータの両端の電位差に応じた両端電圧を測定するステップと、
    前記モータの抵抗成分と前記モータに流れる駆動電流の経路上にあるハイサイドトランジスタまたはローサイドトランジスタの一方のトランジスタのオン抵抗との比に応じた較正値を用いて、前記一方のトランジスタのオン抵抗に生じる電圧降下を較正し、前記モータの抵抗成分に生じる電圧降下に応じた較正電圧を得るステップと、
    前記両端電圧と前記較正電圧との差に応じた電圧を、前記モータに発生する逆起電圧を示す検出電圧として得るステップと、
    前記検出電圧に応じた前記モータの回転数が指定された回転数に近づくように、前記Ｈブリッジ回路をパルス変調により駆動するステップと、を含むことを特徴とするモータ駆動方法。

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