JP2023115742A - モータドライバ回路、それを用いた位置決め装置、ハードディスク装置、モータの駆動方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電流検出の精度を改善する。【解決手段】Ａ／Ｄコンバータは、電流フィードバック信号ＶＦＢと基準信号ＶＤＡＣとの誤差にもとづく誤差信号ＶＥＲＲを、Ｓ／Ｈ信号のタイミングでデジタル信号ＤＥＲＲに変換する。第１モードにおいて、補償器は、Ａ／Ｄコンバータが第１パルスＰＷＭＡのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号の値Ａ１を、第２パルスＰＷＭＢのポジティブエッジのタイミングにおける誤差信号の値Ａ１’として使用する。【選択図】図４

Description

本開示は、モータのドライバ回路に関する。

さまざまな電子機器や産業機械に、対象物を位置決めするリニアモータ（リニアアクチュエータ）が使用される。ボイスコイルモータは、リニアモータのひとつであり、供給される駆動電流に応じて、可動子の位置を制御可能である。ボイスコイルモータの駆動回路は、ボイスコイルモータに流れる電流を、目標位置を規定する目標電流に近づくようにフィードバック制御する。

特開２０１９－１６１８０７号公報

定電流駆動されるモータ用のドライバ回路としては、アナログ方式のものと、デジタル方式のものがある。アナログ方式のドライバ回路では、エラーアンプの位相補償が必要となるため設計が難しい。これに対して、デジタル方式では、ＰＩコントローラやＰＩＤコントローラを採用することで、位相補償が容易である。

デジタル方式では、モータに流れる電流をデジタル信号に変換する必要がある。図１は、電流検出を説明する図である。

電流検出のために、センス抵抗Ｒｓおよび電流センスアンプＡＭＰ１が設けられる。センス抵抗Ｒｓは、モータドライバ回路のＡ相出力（ＡＯＵＴ）とＢ相出力（ＢＯＵＴ）の間に、モータＭと直列に接続されている。センス抵抗Ｒｓには駆動電流Ｉ_ＤＲＶに比例した電圧降下Ｖｃｓが発生する。電流センスアンプＡＭＰ１は、センス抵抗Ｒｓの電圧降下Ｖｃｓを増幅し、電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢを生成する。

本発明者は、センス抵抗Ｒｓを利用した電流検出について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。

ＰＷＭ駆動を行うシステムでは、ＡＯＵＴとＢＯＵＴが個別にスイッチング（遷移）する。電流センスアンプＡＭＰ１の２つの入力電圧ＶａとＶｂの同相成分は、ＢＯＵＴの遷移の影響が相対的に小さく、ＡＯＵＴの遷移の影響の方が大きくなる。

つまり、電流センスアンプＡＭＰ１の交流同相モード除去比（ＡＣ ＣＭＲＲ（Common Mode Rejection Ratio）)は、ＡＯＵＴの遷移中と、ＢＯＵＴの遷移中とでは、異なることとなり、電流検出に誤差が生ずる。

本開示は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、電流検出の精度を改善したドライバ回路の提供にある。

本開示のある態様は、モータドライバ回路に関する。モータドライバ回路は、センス抵抗を介して駆動対象のモータの第１端と接続されるべき第１出力端子と、モータの第２端と接続されるべき第２出力端子と、センス抵抗の電圧降下にもとづく電流フィードバック信号と基準信号との誤差にもとづく誤差信号を生成する誤差検出器と、誤差信号をデジタル信号に変換して取り込むＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄコンバータが取り込んだ誤差信号にもとづいて電圧指令値を生成する補償器と、電圧指令値をアナログ制御信号に変換するＤ／Ａコンバータと、アナログ制御信号を、第１三角波と比較することにより第１パルスを生成し、アナログ制御信号を、第１三角波と逆相の第２三角波と比較し、第２パルスを生成するパルス幅変調器と、第１パルスに応じた第１駆動電圧を第１出力端子に発生し、第２パルスに応じた第２駆動電圧を第２出力端子に発生する出力段と、を備える。第１モードにおいて、補償器は、Ａ／Ｄコンバータが第１パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号を、第２パルスのポジティブエッジのタイミングにおける誤差信号として使用する。

本開示の別の態様もまた、モータドライバ回路である。このモータドライバ回路は、センス抵抗を介して駆動対象のモータの第１端と接続されるべき第１出力端子と、モータの第２端と接続されるべき第２出力端子と、センス抵抗の電圧降下にもとづく電流フィードバック信号を生成する電流センスアンプと、電流フィードバック信号が基準信号に近づくように電圧指令値を生成するフィードバックコントローラと、電圧指令値に応じた相補的なデューティサイクルを有する第１パルスおよび第２パルスであって、第１パルスのハイ区間のセンターと第２パルスのハイ区間のセンターが揃っている第１パルスおよび第２パルスを生成するパルス幅変調器と、第１パルスに応じた第１駆動電圧を第１出力端子に発生し、第２パルスに応じた第２駆動電圧を第２出力端子に発生する出力段と、を備える。フィードバックコントローラは、電流フィードバック信号に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換して取り込むＡ／Ｄコンバータと、デジタル信号を処理して、電圧指令値を生成するデジタル回路と、を含む。第１モードにおいて、デジタル回路は、Ａ／Ｄコンバータが第１パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだデジタル信号を、第２パルスのポジティブエッジのタイミングにおけるデジタル信号として使用する。

本開示のさらに別の態様は、モータの駆動方法である。この駆動方法は、モータの第１端と直列にセンス抵抗を接続するステップと、センス抵抗の電圧降下にもとづいて、電流フィードバック信号を生成するステップと、電流フィードバック信号と基準信号との誤差に応じた誤差信号を生成するステップと、Ａ／Ｄコンバータが誤差信号をデジタル信号に変換して取り込むステップと、デジタル信号に応じた電圧指令値を生成するステップと、電圧指令値をアナログ制御信号に変換するステップと、アナログ制御信号を、第１三角波と比較することにより第１パルスを生成し、アナログ制御信号を、第１三角波と逆相の第２三角波と比較し、第２パルスを生成するステップと、第１パルスに応じた第１駆動電圧と、第２パルスに応じた第２駆動電圧を、モータに印加するステップと、を備える。第１モードにおいて、電圧指令値を生成するステップは、Ａ／Ｄコンバータが第１パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだデジタル信号を、第２パルスのポジティブエッジのタイミングにおけるデジタル信号として使用する。

本開示のさらに別の態様もまた、モータの駆動方法である。この駆動方法は、モータの第１端と直列にセンス抵抗を接続するステップと、センス抵抗の電圧降下にもとづいて、電流フィードバック信号を生成するステップと、電流フィードバック信号が基準信号に近づくように電圧指令値を生成するステップと、電圧指令値に応じた相補的なデューティサイクルを有する第１パルスおよび第２パルスであって、第１パルスのハイ区間のセンターと第２パルスのハイ区間のセンターが揃っている、第１パルスおよび第２パルスを生成するステップと、第１パルスに応じた第１駆動電圧と、第２パルスに応じた第２駆動電圧を、モータに印加するステップと、を備える。電圧指令値を生成するステップは、Ａ／Ｄコンバータが電流フィードバック信号に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換して取り込むステップと、デジタル信号を処理して、電圧指令値を生成するステップと、を含む。電圧指令値を生成するステップは、第１モードにおいて、Ａ／Ｄコンバータが第１パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだデジタル信号を、第２パルスのポジティブエッジのタイミングにおけるデジタル信号として使用する。

なお、以上の構成要素を任意に組み合わせたもの、構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明あるいは本開示の態様として有効である。さらに、この項目（課題を解決するための手段）の記載は、本発明の欠くべからざるすべての特徴を説明するものではなく、したがって、記載されるこれらの特徴のサブコンビネーションも、本発明たり得る。

本開示のある態様によれば、電流検出の精度を改善できる。

図１は、電流検出を説明する図である。 図２は、実施形態に係るモータドライバ回路を備える位置決め装置のブロック図である。 図３は、図２のモータドライバ回路の入出力特性を示す図である。 図４は、モータドライバ回路の第１モードの動作波形図である。 図５は、モータドライバ回路の第２モードの動作波形図である。 図６は、電流センスアンプおよびエラー検出アンプの構成例を示す回路図である。 図７は、別の実施例に係るモータドライバ回路の回路図である。 図８は、別の実施例に係るモータドライバ回路の回路図である。 図９は、モータドライバ回路を備えるハードディスク装置を示す図である。

（実施形態の概要）
本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。この概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、すべての実施形態の重要な要素を特定することも、一部またはすべての態様の範囲を線引きすることも意図していない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態（実施例や変形例）または複数の実施形態（実施例や変形例）を指すものとして用いる場合がある。

一実施形態に係るモータドライバ回路は、センス抵抗を介して駆動対象のモータの第１端と接続されるべき第１出力端子と、モータの第２端と接続されるべき第２出力端子と、センス抵抗の電圧降下にもとづく電流フィードバック信号と基準信号との誤差にもとづく誤差信号を生成する誤差検出器と、誤差信号をデジタル信号に変換して取り込むＡ／Ｄコンバータと、Ａ／Ｄコンバータが取り込んだ誤差信号にもとづいて電圧指令値を生成する補償器と、電圧指令値をアナログ制御信号に変換するＤ／Ａコンバータと、アナログ制御信号を、第１三角波と比較することにより第１パルスを生成し、アナログ制御信号を、第１三角波と逆相の第２三角波と比較し、第２パルスを生成するパルス幅変調器と、第１パルスに応じた第１駆動電圧を第１出力端子に発生し、第２パルスに応じた第２駆動電圧を第２出力端子に発生する出力段と、を備える。第１モードにおいて、補償器は、Ａ／Ｄコンバータが第１パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号を、第２パルスのポジティブエッジのタイミングにおける誤差信号として使用する。

ＰＷＭ駆動を行い、かつモータと直列に接続されるセンス抵抗によって電流検出を行うシステムでは、センス抵抗によって出力段に非対称性が導入される。具体的には、第１出力が遷移したときと、第２出力が遷移したときとで、ＡＣ－ＣＭＲＲが異なり、電流検出に誤差が生ずることとなる。そこで、第１パルスの遷移をトリガとして取得した誤差信号をコピーし、第２パルスの遷移時の誤差信号として利用することで、第１出力端子と第２出力端子のＡＣ ＣＭＲＲの相違の影響を低減でき、電流検出精度を改善できる。また第１パルスのネガティブエッジは、第１駆動電圧の遷移より前に発生するため、第１駆動電圧の遷移の影響を受けずに、電流検出が可能となる。

一実施形態において、第１モードにおいて、補償器は、Ａ／Ｄコンバータが第１パルスのポジティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号を、第２パルスのネガティブエッジのタイミングにおける誤差信号として使用してもよい。

一実施形態において、第２モードにおいて、補償器は、Ａ／Ｄコンバータが第２パルスのポジティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号を、第１パルスのネガティブエッジのタイミングにおける誤差信号として使用してもよい。第１パルスの遷移のタイミングにおいて電流検出精度が低下する場合には、第２モードに切りかえて、第２パルスを基準として取り込んだ誤差信号を使用することで、電流検出精度を改善できる。

一実施形態において、第２モードにおいて、補償器は、Ａ／Ｄコンバータが第２パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号を、第１パルスのポジティブエッジのタイミングにおける誤差信号として使用してもよい。

一実施形態において、電圧指令値に応じて、第１モードと第２モードが切りかえ可能であってもよい。電圧指令値が高くなると、第１パルスのロー区間が短くなる。そうすると、第１パルスのポジティブエッジのタイミングにおける電流検出が、その直前の第１駆動電圧の遷移の影響を受けることとなり、電流検出精度が低下する可能性がある。そこで、電圧指令値が高いときには第２モードを採用し、第２パルスを基準とした電流検出に切りかえることにより、電流検出精度の低下を抑制できる。

一実施形態に係るモータドライバ回路は、センス抵抗を介して駆動対象のモータの第１端と接続されるべき第１出力端子と、モータの第２端と接続されるべき第２出力端子と、センス抵抗の電圧降下にもとづく電流フィードバック信号を生成する電流センスアンプと、電流フィードバック信号が基準信号に近づくように電圧指令値を生成するフィードバックコントローラと、電圧指令値に応じた相補的なデューティサイクルを有する第１パルスおよび第２パルスであって、第１パルスのハイ区間のセンターと第２パルスのハイ区間のセンターが揃っている第１パルスおよび第２パルスを生成するパルス幅変調器と、第１パルスに応じた第１駆動電圧を第１出力端子に発生し、第２パルスに応じた第２駆動電圧を第２出力端子に発生する出力段と、を備える。フィードバックコントローラは、電流フィードバック信号に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換して取り込むＡ／Ｄコンバータと、デジタル信号を処理して、電圧指令値を生成するデジタル回路と、を含む。第１モードにおいて、デジタル回路は、Ａ／Ｄコンバータが第１パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだデジタル信号を、第２パルスのポジティブエッジのタイミングにおけるデジタル信号として使用する。

一実施形態において、第１モードにおいて、デジタル回路は、Ａ／Ｄコンバータが第１パルスのポジティブエッジのタイミングで取り込んだデジタル信号を、第２パルスのネガティブエッジのタイミングにおけるデジタル信号として使用してもよい。

一実施形態において、第２モードにおいて、デジタル回路は、Ａ／Ｄコンバータが第２パルスのポジティブエッジのタイミングで取り込んだデジタル信号を、第１パルスのネガティブエッジのタイミングにおけるデジタル信号として使用してもよい。

一実施形態において、第２モードにおいて、デジタル回路は、Ａ／Ｄコンバータが第２パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだデジタル信号を、第１パルスのポジティブエッジのタイミングにおけるデジタル信号として使用してもよい。

一実施形態において、電圧指令値に応じて、第１モードと第２モードが切りかえ可能であってもよい。

一実施形態において、モータはリニアモータであってもよい。一実施形態において、リニアモータは、ボイスコイルモータであってもよい。

一実施形態において、モータドライバ回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

一実施形態に係る位置決め装置は、リニアモータと、リニアモータを駆動する上述のいずれかのモータドライバ回路と、を備える。

一実施形態に係るハードディスク装置は、上述の位置決め装置を備える。

（実施形態）
以下、好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施形態は、開示および発明を限定するものではなく例示であって、実施形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも開示および発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂに接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書に示される波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

図２は、実施形態に係るモータドライバ回路２００を備える位置決め装置１００のブロック図である。位置決め装置１００は、リニアモータ１０２、上位コントローラ１０４およびモータドライバ回路２００、センス抵抗Ｒｓを備える。

上位コントローラ１０４は、位置決め装置１００を統合的に制御する。上位コントローラ１０４はリニアモータ１０２の目標位置を示す位置制御データＰＯＳを生成し、位置制御データＰＯＳをモータドライバ回路２００に送信する。上位コントローラ１０４はたとえば、マイクロコントローラ、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）で構成される。

モータドライバ回路２００は、位置制御データＰＯＳを受け、位置制御データＰＯＳに応じた量の駆動電流Ｉ_ＤＲＶをリニアモータ１０２に供給する。リニアモータ１０２はたとえばボイスコイルモータであり、その可動子は、リニアモータ１０２に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶに応じた量だけ変位する。

続いてモータドライバ回路２００の構成を説明する。モータドライバ回路２００は、電流指令生成部２１０、フィードバックコントローラ２２０、パルス幅変調器２４０、電流センスアンプ２５０、出力段２６０を備え、ひとつの半導体基板に集積化された機能ＩＣ（Integrated Circuit）である。

モータドライバ回路２００は、第１出力端子（Ａ相出力）ＡＯＵＴ、第２出力端子（Ｂ相出力）ＢＯＵＴ、電流検出端子ＩＳＮＳを備える。ＡＯＵＴ端子には、センス抵抗Ｒｓを介してリニアモータ１０２の一端が接続される。ＢＯＵＴ端子には、リニアモータ１０２の他端が接続される。ＩＳＮＳ端子は、リニアモータ１０２の一端と接続される。

電流指令生成部２１０は、リニアモータ１０２に供給する駆動電流Ｉ_ＤＲＶの目標値を示すアナログ指令信号Ｖ_ＤＡＣを生成する。たとえば電流指令生成部２１０は、インタフェース回路２１２、ロジック回路２１４、Ｄ／Ａコンバータ２１６を含む。インタフェース回路２１２は、上位コントローラ１０４と接続され、位置制御データＰＯＳを含む各種制御データを受信する。インタフェース回路２１２はたとえばＩ^２Ｃ（Inter IC）インタフェースであってもよいし、ＳＰＩ（Serial Peripheral Interface）であってもよい。たとえばインタフェース回路２１２からの制御データは、リニアモータ１０２の可動子の目標位置を示すコードを含む。ロジック回路２１４は、受信したコードにもとづく制御コードを、Ｄ／Ａコンバータ２１６に出力する。制御コードは、上位コントローラ１０４から受信したコードと同じであってもよいし、受信したコードを演算して得た別のコードであってもよい。Ｄ／Ａコンバータ２１６は、ロジック回路２１４が生成する制御コードを、アナログ指令信号Ｖ_ＤＡＣに変換する。

なお電流指令生成部２１０の構成はこれに限定されず、外部から直接、アナログ指令信号Ｖ_ＤＡＣを受ける構成であってもよい。

電流センスアンプ２５０は、ＡＯＵＴ端子およびＩＳＮＳ端子と接続されており、センス抵抗Ｒｓの電圧降下にもとづいて、リニアモータ１０２に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶを示す電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢを生成する。ＡＯＵＴ端子とは別に、電流検出用の端子ＫＳＮＳを１つ追加し、電流センスアンプ２５０は、端子ＩＳＮＳとＫＳＮＳの電位差を増幅してもよい。

たとえば、電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢは、式（１）で表される。ｋ、Ｖ_{ＣＭＲＥＦ}は任意の定数である。
Ｖ_ＦＢ＝ｋ×Ｉ_ＤＲＶ＋Ｖ_{ＣＭＲＥＦ} …（１）

フィードバックコントローラ２２０は、電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢが基準信号であるアナログ指令信号Ｖ_ＤＡＣに近づくように、フィードバックによって電圧指令値Ｖ_ＣＴＲＬを生成する。

フィードバックコントローラ２２０は、エラー検出アンプ２３０、Ａ／Ｄコンバータ２２２、デジタル補償器２２４、Ｄ／Ａコンバータ２２６を備える。エラー検出アンプ２３０は、電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢとアナログ指令信号Ｖ_ＤＡＣを受け、駆動電流Ｉ_ＤＲＶとその目標量Ｉ_ＲＥＦとの誤差を示すアナログ誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。
Ｖ_ＥＲＲ＝（Ｉ_ＲＥＦ－Ｉ_ＤＲＶ）×ｇ
ｇは、有限のゲインである。

Ａ／Ｄコンバータ２２２は、エラー検出アンプ２３０が生成するアナログ誤差信号Ｖ_ＥＲＲをデジタル誤差信号Ｄ_ＥＲＲに変換する。アナログ誤差信号Ｖ_ＥＲＲは、駆動電流Ｉ_ＤＲＶを示す信号であり、具体的には駆動電流Ｉ_ＤＲＶとその目標量との誤差を示す信号である。

デジタル補償器２２４は、Ａ／Ｄコンバータ２２２が出力するデジタル誤差信号Ｄ_ＥＲＲにもとづいて、デジタル制御量Ｄ_ＣＴＲＬを生成する。デジタル補償器２２４は、ＰＩ（比例積分）補償器やＰＩＤ（比例積分微分）補償器を含む。ＰＩ補償器は、デジタル誤差信号Ｄ_ＥＲＲに比例ゲインＫ_Ｐを乗算し、デジタル誤差信号Ｄ_ＥＲＲの積分値に積分ゲインＫ_Ｉを乗算し、それらを加算して、デジタル制御量Ｄ_ＣＴＲＬを生成する。

ＰＩＤ補償器は、デジタル誤差信号Ｄ_ＥＲＲに比例ゲインＫ_Ｐを乗算し、デジタル誤差信号Ｄ_ＥＲＲの積分値に積分ゲインＫ_Ｉを乗算し、デジタル誤差信号Ｄ_ＥＲＲの微分値に微分ゲインＫ_Ｄを乗算し、それらを加算して、デジタル制御量Ｄ_ＣＴＲＬを生成する。ＰＩ補償器やＰＩＤ補償器は、ＰＩ制御器やＰＩＤ制御器とも称される。ＰＩ補償器とＰＩＤ補償器は、制御対象の特性に応じて選択すればよい。

Ｄ／Ａコンバータ２２６は、デジタル制御量Ｄ_ＣＴＲＬをアナログ制御信号Ｖ_ＣＴＲＬに変換する。アナログ制御信号Ｖ_ＣＴＲＬは、リニアモータ１０２の両端間に印加すべき電圧の指令値であり、電圧指令値ともいう。

パルス幅変調器２４０は、電圧指令値Ｖ_ＣＴＲＬに応じたデューティサイクルを有する第１パルス（Ａ相ＰＷＭパルス）ＰＷＭＡおよび第２パルス（Ｂ相ＰＷＭパルス）ＰＷＭＢを生成する。ＰＷＭＡ信号のデューティサイクルは、電圧指令値Ｖ_ＣＴＲＬに対して正の相関を有し、ＰＷＭＢ信号のデューティサイクルは、電圧指令値Ｖ_ＣＴＲＬに対して負の相関を有する。ＰＷＭＡ信号のハイ区間のセンターは、ＰＷＭＢ信号のハイ区間のセンターと時間軸上で揃っており、ＰＷＭＡ信号のロー区間のセンターは、ＰＷＭＢ信号のロー区間のセンターと時間軸上で揃っている。

パルス幅変調器２４０の構成は特に限定されず、公知技術を用いて構成することができる。

パルス幅変調器２４０は、互いに逆相である第１三角波ＴＲＩＡと第２三角波ＴＲＩＢを生成し、第１三角波ＴＲＩＡと電圧指令値Ｖ_ＣＴＲＬを比較することにより第１パルスＰＷＭＡを生成し、第２三角波ＴＲＩＢと電圧指令値Ｖ_ＣＴＲＬを比較することにより第２パルスＰＷＭＡを生成することができる。

出力段２６０は、第１パルスＰＷＭＡに応じて、ＡＯＵＴ端子に第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡを発生し、第２パルスＰＷＭＢに応じて、ＢＯＵＴ端子に第２駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＢを発生する。出力段２６０は、第１ドライバ２６２および第２ドライバ２６４を含む。

第１ドライバ２６２は、ＰＷＭＡ信号に応じたパルス状の第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡを、ＡＯＵＴ端子に発生し、センス抵抗Ｒｓを介してリニアモータ１０２の一端に供給する。第２ドライバ２６４は、ＰＷＭＢ信号に応じたパルス状の第２駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＢを、ＢＯＵＴ端子に発生し、リニアモータ１０２の他端に供給する。

具体的には、出力段２６０は、４つの期間φ１～φ４を繰り返す。
（i）第１期間φ１
Ａ相駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡがロー、Ｂ相駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＢがロー
（ii）第２期間φ２
Ａ相駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡがハイ、Ｂ相駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＢがロー
（iii）第３期間φ３
Ａ相駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡがハイ、Ｂ相駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＢがハイ
（iv）第４期間φ４
Ａ相駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡがハイ、Ｂ相駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＢがロー

第１期間φ１の長さと第３期間φ３の長さは等しく、第２期間φ２の長さと第４期間φ４の長さは等しくなる。

Ａ／Ｄコンバータ２２２は、パルス幅変調器２４０が生成する第１パルスＰＷＭＡ、第２パルスＰＷＭＢのエッジに応じたタイミング信号をトリガとして、アナログ誤差信号Ｖ_ＥＲＲをデジタル誤差信号Ｄ_ＥＲＲに変換し、取り込む。すなわち、Ａ／Ｄコンバータ２２２は、第１パルスＰＷＭＡのポジティブエッジとネガティブエッジのタイミングおよび第２パルスＰＷＭＢのポジティブエッジとネガティブエッジのタイミングで、デジタル誤差信号Ｄ_ＥＲＲを取り込むことが可能である。

モータドライバ回路２００は、第１モードと第２モードが切りかえ可能である。

（第１モード）
第１モードでは、フィードバックコントローラ２２０は、第１パルスＰＷＭＡを基準として動作する。

デジタル補償器２２４は、第１モードにおいて、Ａ／Ｄコンバータ２２２が第１パルスＰＷＭＡのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号Ｄ_ＥＲＲを、第２パルスＰＷＭＢのポジティブエッジのタイミングにおける誤差信号として使用する。

またデジタル補償器２２４は、第１モードにおいて、Ａ／Ｄコンバータ２２２が第１パルスＰＷＭＡのポジティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号Ｄ_ＥＲＲを、第２パルスＰＷＭＢのネガティブエッジのタイミングにおける誤差信号Ｄ_ＥＲＲとして使用する。

（第２モード）
第２モードでは、フィードバックコントローラ２２０は、第２パルスＰＷＭＢを基準として動作する。

第２モードにおいて、デジタル補償器２２４は、Ａ／Ｄコンバータ２２２が第２パルスＰＷＭＢのポジティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号Ｄ_ＥＲＲを、第１パルスＰＷＭＡのネガティブエッジのタイミングにおける誤差信号Ｄ_ＥＲＲとして使用する。

第２モードにおいて、デジタル補償器２２４は、Ａ／Ｄコンバータ２２２が第２パルスＰＷＭＢのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号Ｄ_ＥＲＲを、第１パルスＰＷＭＡのポジティブエッジのタイミングにおける誤差信号Ｄ_ＥＲＲとして使用する。

以上が位置決め装置１００の構成である。続いてその動作を説明する。図３は、図２のモータドライバ回路２００の入出力特性を示す図である。デジタル補償器２２４によるフィードバック制御によって、電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢとアナログ指令信号Ｖ_ＤＡＣとの誤差が近づくようにフィードバックがかかる。したがって、フィードバックが安定した状態では、式（２）が成り立つ。
Ｖ_ＦＢ＝ｋ×Ｉ_ＤＲＶ＋Ｖ_{ＣＭＲＥＦ}＝Ｖ_ＤＡＣ …（２）
式（２）が成り立つ定常状態において、駆動電流Ｉ_ＤＲＶは、式（３）で表される目標レベルＩ_ＲＥＦに安定化される。
Ｉ_ＲＥＦ＝（Ｖ_ＤＡＣ－Ｖ_{ＣＭＲＥＦ}）／ｋ …（３）

以上がモータドライバ回路２００の動作である。モータドライバ回路２００によれば、アナログ方式の場合に比べて、アナログの位相補償回路が不要であるため、設計が容易である。

図４は、モータドライバ回路２００の第１モードの動作波形図である。第１パルスＰＷＭＡは、Ｖ_ＣＴＲＬ＞ＴＲＩＡのときにハイ、Ｖ_ＣＴＲＬ＜ＴＲＩＡのときにローとなる。第２パルスＰＷＭＢは、Ｖ_ＣＴＲＬ＞ＴＲＩＢのときにハイ、Ｖ_ＣＴＲＬ＜ＴＲＩＢのときにローとなる。

Ａ／Ｄコンバータ２２２の出力データであって、第１パルスＰＷＭＡのネガティブエッジのタイミングで取り込まれた誤差信号Ｄ_ＥＲＲをＡｘと表記し、第１パルスＰＷＭＡのポジティブエッジのタイミングで取り込まれた誤差信号Ｄ_ＥＲＲをＢｘと表記する。

またＡ／Ｄコンバータ２２２の出力データであって、第２パルスＰＷＭＢのポジティブエッジのタイミングで取り込まれた誤差信号Ｄ_ＥＲＲをＣｘと表記し、第２パルスＰＷＭＢのネガティブエッジのタイミングで取り込まれた誤差信号Ｄ_ＥＲＲをＤｘと表記する。ｘはＰＷＭのサイクルを表す。

図４の最下段には、デジタル補償器２２４において参照されるデータが示される。第１モードでは、第１パルスＰＷＭＡのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号Ａｘが、第２パルスＰＷＭＢのポジティブエッジのタイミングにおける誤差信号Ａｘ’として使用される。

また第１モードでは、第１パルスＰＷＭＡのポジティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号Ｂｘが、第２パルスＰＷＭＢのネガティブエッジのタイミングにおける誤差信号Ｂｘ’として使用される。

以上が第１モードの動作である。

ＰＷＭ駆動を行い、かつモータと直列に接続されるセンス抵抗Ｒｓによって電流検出を行うシステムでは、センス抵抗Ｒｓによって出力段に非対称性が導入される。具体的には、Ａ相出力が遷移したときと、Ｂ相出力が遷移したときとで、ＡＣ－ＣＭＲＲが異なり、電流検出に誤差が生ずることとなる。そこで、第１パルスＰＷＭＡの遷移をトリガとして取得した誤差信号Ａｘ，Ｂｘをコピーし、第２パルスＰＷＭＢの遷移時の誤差信号Ａｘ’，Ｂｘ’として利用することで、Ａ相出力とＢ相出力のＡＣ ＣＭＲＲの相違の影響を低減でき、電流検出精度を改善できる。

第１ドライバ２６２は、第１パルスＰＷＭＡに応じて、第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡを生成する。したがって、第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡは第１パルスＰＷＭＡに対して遅延しており、言い換えると、第１パルスＰＷＭＡは、第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡに先行している。したがって第１パルスＰＷＭＡのネガティブエッジにもとづくサンプリングタイミングは、第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡのハイからローへの遷移より前に発生するため、データＡｘは、第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡの遷移の影響を受けないため、電流検出の精度が高い。同様に、第１パルスＰＷＭＡのポジティブエッジにもとづくサンプリングタイミングは、第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡのローからハイへの遷移より前に発生するため、データＢｘも、第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡの遷移の影響を受けないため、電流検出の精度が高い。

続いて、第２モードについて説明する。

図５は、モータドライバ回路２００の第２モードの動作波形図である。第２モードでは、第２パルスＰＷＭＢのポジティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号Ｃｘが、第１パルスＰＷＭＡのネガティブエッジのタイミングにおける誤差信号Ｃｘ’として使用される。

第２モードでは、第２パルスＰＷＭＢのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ誤差信号Ｄｘが、第１パルスＰＷＭＡのポジティブエッジのタイミングにおける誤差信号Ｄｘ’として使用される。

以上が第２モードの動作である。図５に示すように、第１パルスＰＷＭＡのロー区間が短くなると、第１パルスＰＷＭＡのポジティブエッジのタイミングが、それに先行する第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡのフォールエッジと近くなる。この場合に、第１モードで動作すると、第１パルスＰＷＭＡのポジティブエッジのタイミングにおける電流検出の結果Ｂ１が、第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡのネガティブエッジの遷移の影響を受け、電流検出精度が低下する。このような場合には、第２モードを選択することにより、電流精度の低下を抑制できる。具体的には、第２パルスＰＷＭＢのポジティブエッジのタイミングは、それに先行する第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡのポジティブエッジの遷移から十分に離れているため、電流検出の結果Ｃ１は精度が高いといえる。

また、第２パルスＰＷＭＢのネガティブエッジエッジのタイミングは、その直前の第２駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＢのポジティブエッジの遷移から時間的に近い。ここで第２駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＢの遷移が、電流検出の精度に与える影響は、第１駆動電圧Ｖ_ＯＵＴＡの遷移に比べて十分に小さいため、第２パルスＰＷＭＢのネガティブエッジエッジの電流検出の結果Ｄ１も、精度が高いといえる。

たとえば電圧指令値Ｄ_ＣＴＲＬが所定のしきい値より大きいときに、第２モードを選択し、電圧指令値Ｄ_ＣＴＲＬが所定のしきい値より小さいときに、第１モードを選択することで、常時、正確な電流検出が可能となる。

続いて、電流センスアンプ２５０およびエラー検出アンプ２３０の構成例を説明する。

図６は、電流センスアンプ２５０およびエラー検出アンプ２３０の構成例を示す回路図である。

センス抵抗Ｒｓには駆動電流Ｉ_ＤＲＶに比例する電圧降下が発生する。モータドライバ回路２００の電流センスピンＩＳＮＳ，ＫＳＮＳ（ＡＯＵＴ）の間には、センス抵抗Ｒｓの電圧降下Ｖ_ＣＳがフィードバックされる。
Ｖ_ＣＳ＝Ｒ_Ｓ×Ｉ_ＤＲＶ

電流センスアンプ２５０は、電圧Ｖ_ＣＳに対して線形に変化し、かつＶ_ＣＳ＝０（つまりＩ_ＤＲＶ＝０）のときに所定レベルＶ_{ＣＭＲＥＦ}となる電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢを生成する。

電流センスアンプ２５０は、第１オペアンプＯＡ１、第１抵抗Ｒ１、第２抵抗Ｒ２、第３抵抗Ｒ３、第４抵抗Ｒ４を含む。

第１抵抗Ｒ１は、第１オペアンプＯＡ１の反転入力（－）とセンス抵抗Ｒｓの一端（ＩＳＮＳピン）との間に接続される。第２抵抗Ｒ２は、第１オペアンプＯＡ１の反転入力（－）と第１オペアンプＯＡ１の出力の間に接続される。第３抵抗Ｒ３は、第１オペアンプＯＡ１の非反転入力（＋）とセンス抵抗Ｒｓの他端（ＫＳＮＳピン）との間に接続される。第４抵抗Ｒ４は、その一端に所定レベルの電圧Ｖ_{ＣＭＲＥＦ}を受け、他端が第１オペアンプＯＡ１の非反転入力（＋）と接続される。電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢは、第１オペアンプＯＡ１の出力電圧に応じている。

Ｒ１＝Ｒ３、Ｒ２＝Ｒ４が成り立つとき、以下の式が成り立つ。
Ｖ_ＦＢ＝Ｒ２／Ｒ１×Ｖ_ＣＳ＋Ｖ_{ＣＭＲＥＦ}

エラー検出アンプ２３０は、第１入力ノードｎ１、第２入力ノードｎ２、出力ノードｎ３、第２オペアンプＯＡ２、第５抵抗Ｒ５、第６抵抗Ｒ６、第７抵抗Ｒ７、第８抵抗Ｒ８、キャパシタＣ１を含む。第１入力ノードｎ１には、電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢが入力され、第２入力ノードｎ２には、アナログ指令信号Ｖ_ＤＡＣが入力される。

第２オペアンプＯＡ２、第５抵抗Ｒ５、第６抵抗Ｒ６、第７抵抗Ｒ７は、加算増幅器を構成する。第２オペアンプＯＡ２は、その非反転入力（＋）に基準電圧Ｖ_{ＣＭＲＥＦ}を受ける。第５抵抗Ｒ５は、第２オペアンプＯＡ２の反転入力（－）と第１入力ノードｎ１の間に接続される。第６抵抗Ｒ６は、第２オペアンプＯＡ２の反転入力（－）と第２入力ノードｎ２の間に接続される。電圧指令信号Ｖ_{ＥＡＯＵＴ}は第２オペアンプＯＡ２の出力の電圧に応じもよい。第２オペアンプＯＡ２の反転入力（－）とその出力の間には、第７抵抗Ｒ７が接続される。

フィードバック電圧Ｖ_ＦＢに対する加算回路のゲインｇは、Ｒ７／Ｒ５である。

また第２オペアンプＯＡ２の出力と、エラー検出アンプ２３０の出力ノードｎ３の間には、第８抵抗Ｒ８が接続される。出力ノードｎ３にはキャパシタＣ１が接続される。第８抵抗Ｒ８とキャパシタＣ１は、ローパスフィルタを構成している。このローパスフィルタは、後段のＡ／Ｄコンバータ２２２のアンチエイリアスフィルタとして機能する。

以上が電流センスアンプ２５０およびエラー検出アンプ２３０の構成例である。

図７は、別の実施例に係るモータドライバ回路２００Ａの回路図である。電流指令生成部２１０Ａは、可動子の目標位置を示す目標コード（デジタル指令値）Ｄ_ＲＥＦをフィードバックコントローラ２２０Ａに出力する。フィードバックコントローラ２２０ＡのＡ／Ｄコンバータ２２２は、電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢをデジタルのフィードバック値Ｄ_ＦＢに変換する。誤差検出器２３２は減算器であり、デジタルのフィードバック値Ｄ_ＦＢと目標コードＤ_ＲＥＦとの誤差Ｄ_ＥＲＲを生成する。その他は図２と同様である。

図７のモータドライバ回路２００Ａによれば、図２のモータドライバ回路２００と同様の効果が得られる。

なお、図２のモータドライバ回路２００は、図７のモータドライバ回路２００Ａに比べて利点を有する。以下、この利点を説明する。

図７のモータドライバ回路２００Ａにおいて、Ａ／Ｄコンバータ２２２の入力である電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢに着目する。フィードバックループが安定化している定常状態において、誤差Ｄ_ＥＲＲはゼロとなるから、Ｄ_ＲＥＦ＝Ｄ_ＦＢが成り立つ。つまり、デジタル指令値Ｄ_ＲＥＦを変化させると、それと一致するデジタル電流フィードバック信号Ｄ_ＦＢが発生するように、Ａ／Ｄコンバータ２２２の入力である電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢが変化する。つまり図７のモータドライバ回路２００Ａでは、デジタル指令値Ｄ_ＲＥＦの変化に応じて、電流フィードバック信号Ｖ_ＦＢが広範囲に変化する。そのため、Ａ／Ｄコンバータ２２２として、高ビットのものを選択する必要がある。

図７のモータドライバ回路２００Ａに対する、図２のモータドライバ回路２００の利点を説明する。図２のモータドライバ回路２００において、Ａ／Ｄコンバータ２２２の入力に着目する。Ａ／Ｄコンバータ２２２の入力は、アナログの誤差信号Ｖ_ＥＲＲである。フィードバックループが安定化している定常状態では、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの目標レベルＩ_ＲＥＦにかかわらず、つまりアナログ指令信号Ｖ_ＤＡＣの大きさにかかわらず、アナログ誤差信号Ｖ_ＥＲＲは実質的にゼロとなる。したがって、Ａ／Ｄコンバータ２２２の入力電圧の変動範囲は、図７の場合に比べて狭くなる。これにより、Ａ／Ｄコンバータ２２２は、図７のＡ／Ｄコンバータ２２２よりも低ビットのものを採用することが可能となる。Ａ／Ｄコンバータ２２２を低ビット化することにより、モータドライバ回路２００のチップコストおよび消費電力を削減できる。

それに加えて、モータドライバ回路２００では、エラー検出アンプ２３０のゲインを大きくすることができる。なぜなら、ゲインにかかわらず、定常状態では、誤差信号Ｖ_ＥＲＲ、つまりＡ／Ｄコンバータ２２２の入力はゼロに対応する電圧レベルをとるからである。エラー検出アンプ２３０のゲインを大きくすることは、Ａ／Ｄコンバータ２２２のビット数（分解能）を高めることと同じ効果を生む。したがってモータドライバ回路２００は、この理由によっても、Ａ／Ｄコンバータ２２２のビット数を小さくできる。

たとえば図７のモータドライバ回路２００Ａにおいて、１６ビットのＡ／Ｄコンバータ２２２が必要であったとすると、図２のモータドライバ回路２００では、Ａ／Ｄコンバータ２２２のビット数は、１２ビットまで減らすことができる。低ビットのＡ／Ｄコンバータ２２２としては、ＳＡＲ（逐次比較）ＤＡＣを用いることができるが、その他の形式を採用してもよい。

図８は、別の実施例に係るモータドライバ回路２００Ｂの回路図である。モータドライバ回路２００Ｂにおいて、パルス幅変調器２４０Ｂはデジタル回路で構成され、フィードバックコントローラ２２０ＢからＤ／Ａコンバータ２２６が省略される。

図８のモータドライバ回路２００Ｂによれば、図２のモータドライバ回路２００と同様の効果を得ることができる。

（用途）
図９は、モータドライバ回路２００を備えるハードディスク装置９００を示す図である。ハードディスク装置９００は、プラッタ９０２、スイングアーム９０４、ヘッド９０６、スピンドルモータ９１０、シークモータ９１２、モータドライバ回路９２０を備える。モータドライバ回路９２０は、スピンドルモータ９１０やシークモータ９１２を駆動する。

シークモータ９１２はボイスコイルモータである。実施形態に係るモータドライバ回路２００（あるいは２００Ａ）は、モータドライバ回路９２０に内蔵されており、シークモータ９１２を駆動する。シークモータ９１２は、スイングアーム９０４を介してヘッド９０６を位置決めする。

本開示において、駆動対象であるリニアモータの構成や形式は特に限定されない。たとえばスプリングリターン方式のボイスコイルモータや、その他のリニアアクチュエータの駆動にも本開示は適用可能である。あるいは駆動対象のモータは、スピンドルモータであってもよい。

位置決め装置１００の用途も、ハードディスク装置には限定されず、カメラのレンズの位置決め機構などにも適用できる。

１００ 位置決め装置
１０２ リニアモータ
１０４ 上位コントローラ
２００ モータドライバ回路
２１０ 電流指令生成部
２１２ インタフェース回路
２１４ ロジック回路
２１６ Ｄ／Ａコンバータ
２２０ フィードバックコントローラ
２２２ Ａ／Ｄコンバータ
２２４ デジタル補償器
２２６ Ｄ／Ａコンバータ
２３０ エラー検出アンプ
２４０ パルス幅変調器
２５０ 電流センスアンプ
２６０ 出力段
２６２ 第１ドライバ
２６４ 第２ドライバ
Ｒ１ 第１抵抗
Ｒ２ 第２抵抗
Ｒ３ 第３抵抗
Ｒ４ 第４抵抗
Ｒ５ 第５抵抗
Ｒ６ 第６抵抗
Ｒ７ 第７抵抗
Ｒ８ 第８抵抗
ＯＡ１ オペアンプ
ＯＡ２ オペアンプ

Claims (17)

1. センス抵抗を介して駆動対象のモータの第１端と接続されるべき第１出力端子と、
   前記モータの第２端と接続されるべき第２出力端子と、
   前記センス抵抗の電圧降下にもとづく電流フィードバック信号と基準信号との誤差にもとづく誤差信号を生成する誤差検出器と、
   前記誤差信号をデジタル信号に変換して取り込むＡ／Ｄコンバータと、
   前記Ａ／Ｄコンバータが取り込んだ前記誤差信号にもとづいて電圧指令値を生成する補償器と、
   前記電圧指令値をアナログ制御信号に変換するＤ／Ａコンバータと、
   前記アナログ制御信号を、第１三角波と比較することにより第１パルスを生成し、前記アナログ制御信号を、前記第１三角波と逆相の第２三角波と比較し、第２パルスを生成するパルス幅変調器と、
   前記第１パルスに応じた第１駆動電圧を前記第１出力端子に発生し、前記第２パルスに応じた第２駆動電圧を前記第２出力端子に発生する出力段と、
   を備え、
   第１モードにおいて、前記補償器は、前記Ａ／Ｄコンバータが前記第１パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ前記誤差信号を、前記第２パルスのポジティブエッジのタイミングにおける前記誤差信号として使用する、モータドライバ回路。
2. 前記第１モードにおいて、前記補償器は、前記Ａ／Ｄコンバータが前記第１パルスのポジティブエッジのタイミングで取り込んだ前記誤差信号を、前記第２パルスのネガティブエッジのタイミングにおける前記誤差信号として使用する、請求項１に記載のモータドライバ回路。
3. 第２モードにおいて、前記補償器は、前記Ａ／Ｄコンバータが前記第２パルスのポジティブエッジのタイミングで取り込んだ前記誤差信号を、前記第１パルスのネガティブエッジのタイミングにおける前記誤差信号として使用する、請求項１または２に記載のモータドライバ回路。
4. 第２モードにおいて、前記補償器は、前記Ａ／Ｄコンバータが前記第２パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ前記誤差信号を、前記第１パルスのポジティブエッジのタイミングにおける前記誤差信号として使用する、請求項３に記載のモータドライバ回路。
5. 前記電圧指令値に応じて、前記第１モードと前記第２モードが切りかえ可能である、請求項３または４に記載のモータドライバ回路。
6. センス抵抗を介して駆動対象のモータの第１端と接続されるべき第１出力端子と、
   前記モータの第２端と接続されるべき第２出力端子と、
   前記センス抵抗の電圧降下にもとづく電流フィードバック信号を生成する電流センスアンプと、
   前記電流フィードバック信号が基準信号に近づくように電圧指令値を生成するフィードバックコントローラと、
   前記電圧指令値に応じた相補的なデューティサイクルを有する第１パルスおよび第２パルスであって、前記第１パルスのハイ区間のセンターと前記第２パルスのハイ区間のセンターが揃っている第１パルスおよび第２パルスを生成するパルス幅変調器と、
   前記第１パルスに応じた第１駆動電圧を前記第１出力端子に発生し、前記第２パルスに応じた第２駆動電圧を前記第２出力端子に発生する出力段と、
   を備え、
   前記フィードバックコントローラは、
   前記電流フィードバック信号に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換して取り込むＡ／Ｄコンバータと、
   前記デジタル信号を処理して、前記電圧指令値を生成するデジタル回路と、
   を含み、
   第１モードにおいて、前記デジタル回路は、前記Ａ／Ｄコンバータが前記第１パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ前記デジタル信号を、前記第２パルスのポジティブエッジのタイミングにおける前記デジタル信号として使用する、モータドライバ回路。
7. 前記第１モードにおいて、前記デジタル回路は、前記Ａ／Ｄコンバータが前記第１パルスのポジティブエッジのタイミングで取り込んだ前記デジタル信号を、前記第２パルスのネガティブエッジのタイミングにおける前記デジタル信号として使用する、請求項６に記載のモータドライバ回路。
8. 第２モードにおいて、前記デジタル回路は、前記Ａ／Ｄコンバータが前記第２パルスのポジティブエッジのタイミングで取り込んだ前記デジタル信号を、前記第１パルスのネガティブエッジのタイミングにおける前記デジタル信号として使用する、請求項６または７に記載のモータドライバ回路。
9. 前記第２モードにおいて、前記デジタル回路は、前記Ａ／Ｄコンバータが前記第２パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ前記デジタル信号を、前記第１パルスのポジティブエッジのタイミングにおける前記デジタル信号として使用する、請求項８に記載のモータドライバ回路。
10. 前記電圧指令値に応じて、前記第１モードと前記第２モードが切りかえ可能である、請求項８または９に記載のモータドライバ回路。
11. 前記モータはリニアモータである、請求項１から１０のいずれかに記載のモータドライバ回路。
12. 前記リニアモータは、ボイスコイルモータである、請求項１１に記載のモータドライバ回路。
13. ひとつの半導体基板に一体集積化される、請求項１から１２のいずれかに記載のモータドライバ回路。
14. リニアモータと、
    前記リニアモータを駆動する請求項１から１３のいずれかに記載のモータドライバ回路と、
    を備える、位置決め装置。
15. 請求項１４に記載の位置決め装置を備える、ハードディスク装置。
16. モータの駆動方法であって、
    前記モータの第１端と直列にセンス抵抗を接続するステップと、
    前記センス抵抗の電圧降下にもとづいて、電流フィードバック信号を生成するステップと、
    前記電流フィードバック信号と基準信号との誤差に応じた誤差信号を生成するステップと、
    Ａ／Ｄコンバータが前記誤差信号をデジタル信号に変換して取り込むステップと、
    前記デジタル信号に応じた電圧指令値を生成するステップと、
    前記電圧指令値をアナログ制御信号に変換するステップと、
    前記アナログ制御信号を、第１三角波と比較することにより第１パルスを生成し、前記アナログ制御信号を、前記第１三角波と逆相の第２三角波と比較し、第２パルスを生成するステップと、
    前記第１パルスに応じた第１駆動電圧と、前記第２パルスに応じた第２駆動電圧を、前記モータに印加するステップと、
    を備え、
    第１モードにおいて、前記電圧指令値を生成するステップは、前記Ａ／Ｄコンバータが前記第１パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ前記デジタル信号を、前記第２パルスのポジティブエッジのタイミングにおける前記デジタル信号として使用する、駆動方法。
17. モータの駆動方法であって、
    前記モータの第１端と直列にセンス抵抗を接続するステップと、
    前記センス抵抗の電圧降下にもとづいて、電流フィードバック信号を生成するステップと、
    前記電流フィードバック信号が基準信号に近づくように電圧指令値を生成するステップと、
    前記電圧指令値に応じた相補的なデューティサイクルを有する第１パルスおよび第２パルスであって、前記第１パルスのハイ区間のセンターと前記第２パルスのハイ区間のセンターが揃っている、第１パルスおよび第２パルスを生成するステップと、
    前記第１パルスに応じた第１駆動電圧と、前記第２パルスに応じた第２駆動電圧を、前記モータに印加するステップと、
    を備え、
    前記電圧指令値を生成するステップは、
    Ａ／Ｄコンバータが前記電流フィードバック信号に応じたアナログ信号をデジタル信号に変換して取り込むステップと、
    前記デジタル信号を処理して、前記電圧指令値を生成するステップと、
    を含み、
    前記電圧指令値を生成するステップは、第１モードにおいて、前記Ａ／Ｄコンバータが前記第１パルスのネガティブエッジのタイミングで取り込んだ前記デジタル信号を、前記第２パルスのポジティブエッジのタイミングにおける前記デジタル信号として使用する、駆動方法。

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