JP2005191676A

JP2005191676A - パルス幅変調方式駆動装置

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Publication number: JP2005191676A
Application number: JP2003427588A
Authority: JP
Inventors: Fumihisa Watanabe; 史久渡邉
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-12-24
Filing date: 2003-12-24
Publication date: 2005-07-14

Abstract

【課題】ゼロクロス部に発生するデッドゾーン歪み発生を解消し高精度にインダクタ負荷を駆動する。
【解決手段】電圧増幅器２１に発生の非反転信号と反転信号で、パワートランジスタＱ１〜Ｑ４出力の駆動信号をインダクタ負荷両端に印加駆動する。非反転駆動,反転駆動出力電圧を入力した電流出力差動増幅器７０から電流信号を出力、電圧増幅器２１の非反転側，反転側出力を入力の方向検出比較器３２０の出力、またはインバータで反転しアナログスイッチ３４０，３３０を制御する。駆動方向が非反転方向時アナログスイッチ３４０をオン、また反転方向時アナログスイッチ３３０のオンで、ラグリードフィルタ側から電流出力差動増幅器７０へ、または逆方向に電流のみ出力する。これによりパワートランジスタのボディダイオード電圧分に相当の逆向きの電流を含まない双方向パルス状の帰還電流信号を得て、デッドゾーンやクロスオーバ歪のない線形な負荷電流を得る。
【選択図】図１

Description

本発明はパルス幅変調方式を用いて電力損失を低く抑えインダクタ負荷を高効率に駆動するパルス幅変調方式駆動装置に関するものである。

近年、パルス幅変調方式駆動装置は光ディスクドライブ等における消費電力を少なくする手段の１つとして、例えば光ピックアップのアクチュエータコイルの駆動、トラバースモータの駆動などに多く用いられている。以下、従来のパルス幅変調方式駆動装置の一例について説明する。

図８は従来のパルス幅変調方式駆動装置の基本構成図であり、１０は入力端子、Ｒ１，Ｒ２，Ｃ１はラグリードフィルタを構成する抵抗器とコンデンサ、２０はパルス幅変調信号生成手段、５０は出力段駆動回路、Ｑ１〜Ｑ４はそれぞれパワートランジスタ、６０は非反転駆動出力端子、６１は反転駆動出力端子、７０は電流出力差動増幅器、１１０はパワー電源供給端子である。

図８に示すように、パルス幅変調方式駆動装置は、リニア信号を入力する入力端子１０は所定値の抵抗器Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１の直列回路でＧＮＤに接地され、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との接続点からパルス幅変調信号生成手段２０の入力に接続されている。パルス幅変調信号生成手段２０の４つの出力はそれぞれパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の制御端子へ入力される。パワートランジスタＱ１とＱ２の中点より非反転駆動出力端子６０を、パワートランジスタＱ３とＱ４の中点より反転駆動出力端子６１をそれぞれ取り出しインダクタ負荷の両端に接続しこれを駆動する。非反転駆動出力端子６０の電圧信号と反転駆動出力端子６１の電圧信号を電流出力差動増幅器７０に入力し電流出力が抵抗器Ｒ２と前記コンデンサＣ１の接続点に負帰還されている。

以上のように構成されたパルス幅変調方式駆動装置について、以下その動作を説明する。

図９（ａ）〜（ｃ）は図８中の出力段駆動回路５０の動作を説明する図である。図９において、（ａ）はパワートランジスタＱ１とＱ４がオンしているパルス幅変調信号の通電状態、（ｂ）は非通電時の下側電流回生状態、（ｃ）は同様に非通電時の上側電流回生状態の電流経路を説明するものであり、１１０はパワー電源供給端子、６０は非反転駆動出力端子、６１は反転駆動出力端子である。

図９の通電状態（ａ）でインダクタ負荷に非反転駆動出力端子６０から反転駆動出力端子６１の方向に流れる電流が、Ｑ１がオフした下側電流回生状態（ｂ）ではＱ２のボディダイオードを通して回生電流がＧＮＤより供給される。また、通電状態（ａ）からＱ４がオフになる上側電流回生状態（ｃ）ではＱ３のボディダイオードを通じて前記パワー電源供給端子１１０へ回生電流が流れ込む。

図１０（ａ）はパルス幅変調駆動時の駆動波形を説明する図である。図９における通電状態（ａ）では非反転駆動出力電圧はパワー電源電位、反転駆動出力電圧はＧＮＤ電位であるが、下側電流回生状態（ｂ）では非反転駆動出力電圧はＧＮＤ電位よりダイオード電圧分降下する。また、上側電流回生状態（ｃ）では非反転駆動出力電圧はパワー電源電位よりダイオード電圧分高くなる。このとき逆方向に帰還がかかる。

図１０（ｂ）は同期整流技術を用いた場合のパルス幅変調駆動時の駆動波形を説明する図である。前述の図１０（ａ）の波形図と比べて逆方向の帰還成分が発生する区間を一定期間内に抑えており、それ以外の帰還電流が０Ａとなる区間は回生経路のパワートランジスタがオンしている。すなわち図９（ｂ）の状態ならパワートランジスタＱ２、図９（ｃ）の状態ならパワートランジスタＱ３をオンさせることでダイオード電圧による電力損失を抑える方式である。この方式では逆方向帰還の領域の幅はほぼ一定となる。

図１１は前述のパルス幅変調方式駆動装置における動作波形を示す図である。簡単のためここでは時間軸上でリニアな入力信号が入力されたとする。図１１の波形（ａ）は入力端子１０への入力信号、波形（ｃ）はパワートランジスタＱ１の制御信号、波形（ｄ）はパワートランジスタＱ２の制御信号、波形（ｅ）はパワートランジスタＱ３の制御信号、波形（ｆ）はパワートランジスタＱ４の制御信号、波形（ｇ）は非反転駆動出力端子６０の電圧波形、波形（ｈ）は反転駆動出力端子６１の電圧波形、波形（ｊ）は帰還電流信号、波形（ｐ）はインダクタ負荷に流れる電流、波形（ｑ）は平均化された負荷電流である。

まず、リニア入力信号を前記パルス幅変調信号生成手段２０に入力し波形（ｃ）〜（ｆ）のようなパルス幅変調信号を生成する。これらをパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の制御端子に入力して、パルス幅変調方式の非反転駆動出力電圧の波形（ｇ）および反転駆動出力電圧の波形（ｈ）を発生させ、これをインダクタ負荷の両端に印加することでインダクタ負荷を駆動する。これらの非反転、反転駆動出力電圧を電流出力差動増幅器７０に入力することで双方向のパルス状帰還電流信号の波形（ｊ）を得ることができる。

これを前記ラグリードフィルタの抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１の接続点に帰還させることで波形（ｐ）のような安定した負荷電流を得ることができる。このような駆動方式では完全なオンとオフの状態しかないためパワートランジスタに発生する電力を抑制することができ、リニア駆動信号を用いてインダクタ負荷を駆動する場合に比べ消費電力を低く抑えることが可能となる。

しかしながら、このような構成のパルス幅変調方式駆動装置は、非反転駆動出力電圧および反転駆動出力電圧は前述の下側電流回生状態と上側電流回生状態で駆動出力電圧がアンダーシュート、オーバーシュートしてＧＮＤ電位とパワー電源電位の間の領域を超えるため、帰還電流信号にパワートランジスタのボディダイオード電圧分に相当する逆向きの電流が発生する。この帰還電流信号を直接ラグリードフィルタへ帰還させるとゼロクロス部分にデッドゾーンを発生させてしまうという課題があった。

また、図１２は駆動出力信号のゼロクロス部デューティ特性図である。従来の技術においては先に説明したような、駆動出力信号がパワー電源電位よりダイオード電圧分高くなったり、ＧＮＤ電位よりダイオード電圧分低くなったりした状態で逆方向の帰還信号を含んだまま駆動出力電圧の帰還をかけると、図１２に示すように、この逆方向の不用帰還信号の分だけ理想特性から実際の特性へとデューティ特性がシフトしてしまう。その結果負荷電流にデッドゾーンが発生し、ひいては負荷に発生するトルクにも同様のデッドゾーンを発生させる。

このようなデッドゾーンは前述のような光ディスクドライブ等の光ピックアップのフォーカスコイルやトラッキングコイルを制御するサーボ特性に歪みを発生させレーザーの焦点がディスクの記録面から外れたり、トラッキングのトレーサビリティを悪化させる原因となっているという課題があった。

本発明は、前記従来技術の課題を解決することに指向するものであり、デッドゾーンによる歪みを発生させることなく高精度にインダクタ負荷を駆動することができるパルス幅変調方式駆動装置を提供することを目的とする。

この目的を達成するために、本発明に係るパルス幅変調方式駆動装置は、負荷の回生電流により生じるオーバーシュート電圧およびアンダーシュート電圧を除去した電圧帰還を行うこと、また電圧帰還を行う際に、電流に変換し整流回路を用いて帰還信号を作成したことを特徴とする。

さらに、前記パルス幅変調方式駆動装置は、抵抗器およびコンデンサの直列回路よりなるラグリードフィルタと、ラグリードフィルタの出力を増幅して非反転側，反転側の２つの信号を出力する電圧増幅器と、この２つの信号出力と三角波信号を比較してパルス幅に変換する２つの比較器と、比較器の出力パルス幅に応じて非反転駆動出力信号および反転駆動出力信号を出力する直列接続された２組のパワートランジスタと、非反転駆動出力信号と反転駆動出力信号を入力し差動電圧を電流に変換する電流出力差動増幅器と、電流出力差動増幅器の出力に双方向で並列に接続された２つの整流ダイオードと、電圧増幅器の非反転側，反転側の２つの信号出力を比較して方向信号を出力する方向検出比較器と、整流ダイオードに直列に接続され方向検出比較器の出力によって通電，非通電をスイッチングしてラグリードフィルタに帰還するように構成した２つのアナログスイッチとを備えたこと、または、電圧増幅器の非反転側，反転側でのそれぞれの出力電圧のタイミングを比較して方向信号を出力する通電相判定手段と、整流ダイオードに直列に接続され通電相判定手段の出力によって通電，非通電をスイッチングしてラグリードフィルタに帰還するように構成した２つのアナログスイッチとを備えたこと、または、入力信号と所定の基準電圧信号を比較して方向信号を出力する方向検出比較器と、整流ダイオードに直列に接続され方向検出比較器の出力によって通電，非通電をスイッチングしてラグリードフィルタに帰還するように構成した２つのアナログスイッチとを備えたことを特徴とする。

前記構成によれば、帰還電流信号に、負荷電流に比例しないパワートランジスタのボディダイオード電圧分に相当する逆向きの帰還信号が発生することを抑制しデッドゾーンのない入力電圧―パルス幅変調出力電流特性を実現することができる。

以上説明したように、本発明によれば、通電方向を判断する方向検出手段と、この出力から極性を切り替える２つのアナログスイッチおよび整流ダイオードによって、パワートランジスタのボディダイオード電圧分に相当する逆向きの帰還電流を整流し削除して、デッドゾーンの発生を抑制し駆動出力信号がパワー電源電位よりダイオード電圧分高く、ＧＮＤ電位よりダイオード電圧分低くなる状態で逆方向の帰還信号を含んだ駆動出力電圧の不用帰還信号の分だけデューティ特性がシフトすることを改善して、デッドゾーンによる歪みを発生させることなく高精度にインダクタ負荷を駆動できるパルス幅変調方式駆動装置を提供できるという効果を奏する。

以下、図面を参照して本発明における実施の形態を詳細に説明する。

図１は本発明の実施の形態１におけるパルス幅変調方式駆動装置の基本構成図である。ここで、前記従来例を示す図８において説明した構成部材に対応し実質的に同等の機能を有するものには同一の符号を付してこれを示し、以下の各図においても同様とする。

図１において、１０は入力端子、Ｒ１，Ｒ２，Ｃ１はラグリードフィルタを構成する抵抗器とコンデンサ、２１は電圧増幅器、３０は非反転側比較器、３２は非反転側の同期整流信号生成手段、４０は反転側比較器、４２は反転側の同期整流信号生成手段、Ｑ１〜Ｑ４はパワートランジスタ、６０は非反転駆動出力端子、６１は反転駆動出力端子、７０は電流出力差動増幅器であり、３００，３１０は整流ダイオード、３２０は方向検出比較器、３３０，３４０はアナログスイッチである。

入力端子１０はラグリードフィルタを構成する所定値の抵抗器Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１の直列回路でＧＮＤに接地され、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との接続点から電圧増幅器２１の入力に接続されている。電圧増幅器２１の非反転側出力電圧および反転側出力電圧はそれぞれ非反転側比較器３０と反転側比較器４０にて三角波信号１００と比較され、非反転側比較器３０の出力は同期整流信号生成手段３２を経てパワートランジスタＱ１およびＱ２と、同様に反転側比較器４０の出力は同期整流信号生成手段４２を経てパワートランジスタＱ３およびＱ４とのそれぞれの制御端子へ入力される。

パワートランジスタＱ１とＱ２の中点より非反転駆動出力端子６０を、パワートランジスタＱ３とＱ４の中点より反転駆動出力端子６１をそれぞれ取り出してインダクタ負荷の両端に接続しこれを駆動する。電流出力差動増幅器７０にインダクタ負荷を駆動する非反転駆動出力信号と反転駆動出力信号を入力し双方向のパルス状の電流信号を出力し、２つの整流ダイオード３００，３１０をそれぞれ２つのアナログスイッチ３３０，３４０に直列に接続し、出力端子を共通接続してラグリードフィルタの抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１の接続点に負帰還するように構成する。

また、電圧増幅器２１の非反転側出力と反転側出力を方向検出比較器３２０へ入力し、駆動方向に応じて非反転方向信号とインバータにて極性を反転した反転方向信号を出力させて、それぞれ２つのアナログスイッチ３３０，３４０の制御端子に入力し、方向に応じて通電、非通電をスイッチングさせる。

図２は本実施の形態１における動作波形を示す図である。前述した従来例と同様に、時間軸上でリニアな入力信号が入力されたとする。図２の波形（ａ）は入力端子１０への入力信号、波形（ｂ）は電圧増幅器２１の非反転出力信号、反転出力信号と三角波信号１００の比較波形、波形（ｃ），（ｅ）はそれぞれパワートランジスタＱ１，Ｑ３の制御信号、波形（ｇ）は非反転駆動出力端子６０の電圧波形、波形（ｈ）は反転駆動出力端子６１の電圧波形、波形（ｋ）は電流出力差動増幅器７０の出力電流、波形（ｎ）は方向検出比較器３２０の出力信号、波形（ｏ）は整流後ラグリードフィルタへ帰還される帰還電流信号、波形（ｐ）はインダクタ負荷に流れる電流、波形（ｑ）は平均化された負荷電流である。

まず、入力信号を電圧増幅器２１に入力すると非反転信号と反転信号が発生し、これらを非反転側比較器３０と反転側比較器４０にて三角波信号１００と比較しパルス状の信号を発生させ、それぞれ同期整流信号生成手段３２，４２を通してパワートランジスタＱ１〜Ｑ４の制御端子へ入力される。

これによりパルス幅変調方式の非反転駆動出力電圧の波形（ｇ）および反転駆動出力電圧の波形（ｈ）を発生させ、これをインダクタ負荷の両端に印加することでインダクタ負荷を駆動する。さらに非反転駆動出力電圧の波形（ｇ）と反転駆動出力電圧の波形（ｈ）を電流出力差動増幅器７０へ入力し双方向のパルス状の電流信号波形（ｋ）を出力する。この段階では回生電流によって発生したパワートランジスタのボディダイオード分のオーバーシュート電圧、アンダーシュート電圧に相当する逆向きの電流を含んでいる。

一方、電圧増幅器２１の非反転側出力と反転側出力を方向検出比較器３２０へ入力し、その出力をアナログスイッチ３４０の制御端子へ、方向検出比較器３２０の出力をインバータにて反転しアナログスイッチ３３０の制御端子へそれぞれ入力する。これにより駆動方向が非反転方向の場合、アナログスイッチ３４０がオンしてラグリードフィルタ側から前記電流出力差動増幅器７０への電流のみが出力され、駆動出力電圧のオーバーシュートおよびアンダーシュートに基づく逆向きの帰還電流成分は遮断される。反対に駆動方向が反転方向の場合、アナログスイッチ３３０がオンして電流出力差動増幅器７０側からラグリードフィルタへの電流のみが出力される。

これにより従来回路にて発生していたパワートランジスタのボディダイオード電圧分に相当する逆向きの電流を含まない双方向のパルス状帰還電流信号波形（ｏ）を得ることができ、これをラグリードフィルタの抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１の接続点に帰還させることで、図２の波形（ｑ）のようにデッドゾーンやクロスオーバ歪のない線形な負荷電流を得ることができる。

図３は本発明の実施の形態２におけるパルス幅変調方式駆動装置の基本構成図であり、１０は入力端子、Ｒ１，Ｒ２，Ｃ１はラグリードフィルタを構成する抵抗器とコンデンサ、２１は電圧増幅器、３０は非反転側比較器、３２は非反転側の同期整流信号生成手段、４０は反転側比較器、４２は反転側の同期整流信号生成手段、Ｑ１〜Ｑ４はパワートランジスタ、６０は非反転駆動出力端子、６１は反転駆動出力端子、７０は電流出力差動増幅器であり、３００，３１０は整流ダイオード、３３０，３４０はアナログスイッチである。４００は通電相判定手段である。

図３に示すように、非反転側比較器３０と反転側比較器４０の出力を通電相判定手段４００に入力し２つの極性が逆の信号を出力しアナログスイッチ３３０および３４０の制御端子へ入力して、通電方向に応じて通電，非通電をスイッチングさせる。次に、この構成に用いるのに適した通電相判定手段４００の構成例を図４を用いて説明する。

図４は本実施の形態２における通電相判定手段４００の回路例であり、３１は非反転側比較器３０の出力端子、４１は反転側比較器４０の出力端子、４１０はエクスクルーシブＯＲ、４２０は偶数個の直列接続されたインバータ、４３０はＤフリップフロップ、４４０および４５０は通電相判定手段４００の非反転側出力端子と反転側出力端子である。

非反転側比較器３０と反転側比較器４０の出力端子３１，４１の信号をエクスクルーシブＯＲ４１０に入力し、通電方向によらず通電状態のみ「Ｈ」レベルとなる信号を生成する。これを複数個の直列接続されたインバータ４２０にて遅延して出力する。Ｄフリップフロップ４３０のＤ端子４３１は非反転側比較器３０の出力信号３１に、ＣＫ端子４３２は偶数個のインバータ４２０の出力に接続され非反転側出力端子４４０と反転側出力端子４５０より出力する。

図５は本実施の形態２における動作波形を示す図である。前述した従来例と同様に、時間軸上でリニアな入力信号が入力されたとする。図５の波形（ａ）は入力端子１０への入力信号、波形（ｇ）は非反転駆動出力端子６０の電圧波形、波形（ｈ）は反転駆動出力端子６１の電圧波形、波形（ｋ）は電流出力差動増幅器７０の出力電流、波形（ｌ）はエクスクルーシブＯＲ４１０の出力電圧、波形（ｍ）は偶数個の直列接続されたインバータ４２０の出力信号、波形（ｎ）は通電相判定手段４００の出力信号、波形（ｏ）は整流後ラグリードフィルタへ帰還される帰還電流信号、波形（ｐ）はインダクタ負荷に流れる電流、波形（ｑ）は平均化された負荷電流である。

インダクタ負荷を駆動する非反転駆動出力端子の電圧波形（ｇ）と反転駆動出力端子の電圧波形（ｈ）を電流出力差動増幅器７０へ入力し双方向のパルス状電流信号（ｋ）を出力する。この段階では回生電流によって発生したパワートランジスタのボディダイオード分のオーバーシュート電圧，アンダーシュート電圧に相当する逆向きの電流を含んでいる。一方、非反転側比較器３０の出力信号３１と反転側比較器４０の出力信号４１を通電相判定手段４００へ入力し、その非反転側出力端子４４０をアナログスイッチ３４０の制御端子へ、反転側出力端子４５０をアナログスイッチ３３０の制御端子へそれぞれ入力する。これにより駆動方向が非反転方向の場合、アナログスイッチ３４０がオンしてラグリードフィルタ側から電流出力差動増幅器７０への電流のみが出力され、駆動出力電圧のオーバーシュートおよびアンダーシュートに基づく逆向きの帰還電流成分は遮断される。反対に駆動方向が反転方向の場合、アナログスイッチ３３０がオンして電流出力差動増幅器７０側からラグリードフィルタへの電流のみが出力される。

これにより従来回路にて発生していたパワートランジスタのボディダイオード電圧分に相当する逆向きの電流を含まない双方向のパルス状帰還電流信号波形（ｏ）を得ることができ、これをラグリードフィルタの抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１の接続点に帰還させることで実施の形態１と同様に、波形（ｑ）のようなデッドゾーンやクロスオーバ歪のない線形な負荷電流を得ることができる。

図６は本発明の実施の形態３におけるパルス幅変調方式駆動装置の基本構成図であり、１０は入力端子、Ｒ１，Ｒ２，Ｃ１はラグリードフィルタを構成する抵抗器とコンデンサ、２１は電圧増幅器、３０は非反転側比較器、３２は非反転側の同期整流信号生成手段、４０は反転側比較器、４２は反転側の同期整流信号生成手段、Ｑ１〜Ｑ４はパワートランジスタ、６０は非反転駆動出力端子、６１は反転駆動出力端子、７０は電流出力差動増幅器であり、３００，３１０は整流ダイオード、３３０，３４０はアナログスイッチである。

また、１１は基準信号入力端子、５００は方向検出比較器である。入力端子１０の入力信号と基準信号入力端子１１より入力される入力基準信号を方向検出比較器５００へ入力し駆動方向に応じて非反転方向信号とインバータにて極性を反転した反転方向信号を出力させそれぞれ２つのアナログスイッチ３３０，３４０の制御端子に入力し、駆動方向に応じて通電，非通電をスイッチングさせる。

図７は本実施の形態３における動作波形を示す図である。前述した従来例と同様に、時間軸上でリニアな入力信号が入力されたとする。図７の波形（ａ）は入力端子１０への入力信号、波形（ｇ）は非反転駆動出力端子６０の電圧波形、波形（ｈ）は反転駆動出力端子６１の電圧波形、波形（ｋ）は電流出力差動増幅器７０の出力電流、波形（ｎ）は方向検出比較器５００の出力信号、波形（ｏ）は整流後ラグリードフィルタへ帰還される帰還電流信号、波形（ｐ）はインダクタ負荷に流れる電流、波形（ｑ）は平均化された負荷電流である。

インダクタ負荷を駆動する非反転駆動出力端子の電圧波形（ｇ）と反転駆動出力端子の電圧波形（ｈ）を前記電流出力差動増幅器７０へ入力し双方向のパルス状電流信号（ｋ）を出力する。この段階では回生電流によって発生したパワートランジスタのボディダイオード分のオーバーシュート電圧，アンダーシュート電圧に相当する逆向きの電流を含んでいる。一方入力信号と入力基準信号を方向検出比較器５００へ入力しその出力（波形（ｎ））をアナログスイッチ３４０の制御端子へ、方向検出比較器５００の出力をインバータにて反転してアナログスイッチ３３０の制御端子へそれぞれ入力する。

これにより駆動方向が非反転方向の場合、アナログスイッチ３４０がオンしてラグリードフィルタ側から電流出力差動増幅器７０への電流のみが出力され、駆動出力電圧のオーバーシュートおよびアンダーシュートに基づく逆向きの帰還電流成分は遮断される。反対に駆動方向が反転方向の場合、アナログスイッチ３３０がオンして電流出力差動増幅器７０側からラグリードフィルタへの電流のみが出力される。これにより従来回路にて発生していたパワートランジスタのボディダイオード電圧分に相当する逆向きの電流を含まない双方向のパルス状帰還電流信号波形（ｏ）を得ることができ、これをラグリードフィルタの抵抗器Ｒ２とコンデンサＣ１の接続点に帰還させることで実施の形態１，２と同様に波形（ｑ）のようなデッドゾーンやクロスオーバ歪のない線形な負荷電流を得ることができる。

なお、本実施の形態において同期整流方式を実現した一例として非反転側、反転側の同期整流信号生成手段３２，４２を設けたが、同期整流を行わない場合でも同様の効果が得られることから同期整流信号生成手段３２，４２はなくても良い。

本発明に係るパルス幅変調方式駆動装置は、通電方向を判断する方向検出手段と、この出力から極性を切り替える２つのアナログスイッチおよび整流ダイオードによって、パワートランジスタのボディダイオード電圧分に相当する逆向きの帰還電流を削除して、デッドゾーンの発生を抑制し、逆方向の帰還信号を含んだ駆動出力電圧の不用帰還信号の分だけデューティ特性がシフトすることを改善して、デッドゾーンによる歪みを発生させることなく高精度にインダクタ負荷を駆動でき、これにより、光ディスクドライブ等においてレーザーによる情報書き込み精度／読み出し精度を向上し記録密度を飛躍的に向上した記憶装置等に用いて有用である。

本発明の実施の形態１におけるパルス幅変調方式駆動装置の基本構成図本実施の形態１における動作波形を示す図本発明の実施の形態２におけるパルス幅変調方式駆動装置の基本構成図本実施の形態２における通電相判定手段の回路例を示す図本実施の形態２における動作波形を示す図本発明の実施の形態３におけるパルス幅変調方式駆動装置の基本構成図本実施の形態３における動作波形を示す図従来のパルス幅変調方式駆動装置の基本構成図図８中の出力段駆動回路における通電状態（ａ）、下側電流回生状態（ｂ）、上側電流回生状態（ｃ）の動作を説明する図（ａ）はパルス幅変調駆動時の駆動波形、（ｂ）は同期整流技術を用いた場合のパルス幅変調駆動時の駆動波形を説明する図である。従来のパルス幅変調方式駆動装置における動作波形を示す図従来のパルス幅変調方式駆動装置の駆動出力信号のゼロクロス部デューティ特性図

符号の説明

１０入力端子
１１基準信号入力端子
２０パルス幅変調信号生成手段
２１電圧増幅器
３０非反転側比較器
３１非反転側比較器の出力端子
３２非反転側の同期整流信号生成手段
４０反転側比較器
４１反転側比較器の出力端子
４２反転側の同期整流信号生成手段
５０出力段駆動回路
６０非反転駆動出力端子
６１反転駆動出力端子
７０電流出力差動増幅器
１００三角波信号
１１０パワー電源供給端子
３００，３１０反転方向，非反転方向の整流ダイオード
３２０，５００方向検出比較器
３３０，３４０反転方向，非反転方向のアナログスイッチ
４００通電相判定手段
４１０エクスクルーシブＯＲ
４２０偶数個の直列接続されたインバータ
４３０Ｄフリップフロップ
４４０通電相判定手段の非反転出力端子
４５０通電相判定手段の反転出力端子

Claims

負荷の回生電流により生じるオーバーシュート電圧およびアンダーシュート電圧を除去した電圧帰還を行うことを特徴とするパルス幅変調方式駆動装置。
前記電圧帰還を行う際に、電流に変換し整流回路を用いて帰還信号を作成したことを特徴とする請求項１記載のパルス幅変調方式駆動装置。
抵抗器およびコンデンサの直列回路よりなるラグリードフィルタと、前記ラグリードフィルタの出力を増幅して非反転側，反転側の２つの信号を出力する電圧増幅器と、前記２つの信号出力と三角波信号を比較してパルス幅に変換する２つの比較器と、前記比較器の出力パルス幅に応じて非反転駆動出力信号および反転駆動出力信号を出力する直列接続された２組のパワートランジスタと、前記非反転駆動出力信号と前記反転駆動出力信号を入力し差動電圧を電流に変換する電流出力差動増幅器と、前記電流出力差動増幅器の出力に双方向で並列に接続された２つの整流ダイオードと、前記電圧増幅器の非反転側，反転側の２つの信号出力を比較して方向信号を出力する方向検出比較器と、前記整流ダイオードに直列に接続され前記方向検出比較器の出力によって通電，非通電をスイッチングして前記ラグリードフィルタに帰還するように構成した２つのアナログスイッチとを備えたことを特徴とする請求項２記載のパルス幅変調方式駆動装置。
抵抗器およびコンデンサの直列回路よりなるラグリードフィルタと、前記ラグリードフィルタの出力を増幅して非反転側，反転側の２つの信号を出力する電圧増幅器と、前記２つの信号出力と三角波信号を比較してパルス幅に変換する２つの比較器と、前記比較器の出力パルス幅に応じて非反転駆動出力信号および反転駆動出力信号を出力する直列接続された２組のパワートランジスタと、前記非反転駆動出力信号と前記反転駆動出力信号を入力し差動電圧を電流に変換する電流出力差動増幅器と、前記電流出力差動増幅器の出力に双方向で並列に接続された２つの整流ダイオードと、前記電圧増幅器の非反転側，反転側でそれぞれの出力電圧のタイミングを比較して方向信号を出力する通電相判定手段と、前記整流ダイオードに直列に接続され前記通電相判定手段の出力によって通電，非通電をスイッチングして前記ラグリードフィルタに帰還するように構成した２つのアナログスイッチとを備えたことを特徴とする請求項２記載のパルス幅変調方式駆動装置。
抵抗器およびコンデンサの直列回路よりなるラグリードフィルタと、前記ラグリードフィルタの出力を増幅して非反転側，反転側の２つの信号を出力する電圧増幅器と、前記２つの信号出力と三角波信号を比較してパルス幅に変換する２つの比較器と、前記比較器の出力パルス幅に応じて非反転駆動出力信号および反転駆動出力信号を出力する直列接続された２組のパワートランジスタと、前記非反転駆動出力信号と前記反転駆動出力信号を入力し差動電圧を電流に変換する電流出力差動増幅器と、前記電流出力差動増幅器の出力に双方向で並列に接続された２つの整流ダイオードと、前記入力信号と所定の基準電圧信号を比較して方向信号を出力する方向検出比較器と、前記整流ダイオードに直列に接続され前記方向検出比較器の出力によって通電，非通電をスイッチングして前記ラグリードフィルタに帰還するように構成した２つのアナログスイッチとを備えたことを特徴とする請求項２記載のパルス幅変調方式駆動装置。