JP2007159343A - 駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 従来の光ディスク装置は、供給する電源電圧を動作によって段階的に切り換えるものであり、低消費電力化には限界がある。また複数のドライブ回路に１個の電源で電源供給する場合に、個別制御ができない。
【解決手段】 フォーカスおよびトラッキングアクチュエータを駆動する駆動パワーの波形に依存した２本の駆動パワー追従信号を生成し、この２本の駆動パワー追従信号を昇圧多出力型電源に入力する。昇圧多出力型電源において、固定パワーを駆動パワー追従信号により制御し、駆動パワーが固定パワー以上の大きさの場合、固定パワー以上の大きさで、かつ駆動パワーより若干大きめの２本の制御パワーを生成する。この２本の制御パワーをフォーカスおよびトラッキングドライブ回路に供給し、駆動パワーを生成する。
【選択図】図１

Description

本発明は光ディスク記録再生装置等の駆動装置に関し、特にドライブ回路の駆動能力向上により高速化を図るとともに、ドライブ回路での消費電力を低減する技術に関する。

光ディスクには、非接触記録再生のため媒体寿命が長い、ランダムアクセスがテープに比べ格段に早い、記憶容量が大きい等の多くの特徴がある。このためＣＤ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｋ）やＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｋ）ドライブ等が、パソコン周辺機器として標準装備されるに至っている。今後高速データ転送の要求により、光ディスクを回転させるディスクモータの回転数は、ますます高速化されようとしている。

光ディスク装置の電源としては、デスクトップパソコンの場合、出力電圧が５Ｖである５Ｖ電源と、出力電圧が１２Ｖである１２Ｖ電源の２種類が一般的に使用されている。ノートパソコン組込型ドライブ、あるいはノートパソコンの周辺機器ドライブの場合には、出力電圧が５Ｖである５Ｖ電源の１種類が一般的に使用されている。ここでは主にノートパソコンで使用されるような、低電圧型電源の従来技術について説明する。

光ディスク装置では、光ピックアップによってできる光スポットをトラックに追従させるため、２種類のアクチュエータが作動する。一つは光ピックアップの対物レンズをフォーカス方向に動かして焦点を合わすためのフォーカスアクチュエータであり、もう一つは対物レンズをトラッキング方向に動かしてトラッキングするためのトラッキングアクチュエータである。これらアクチュエータをそれぞれ駆動するフォーカスドライブ回路、およびトラッキングドライブ回路には、５Ｖ電源が使用されている。光ディスクを回転させるディスクモータについても、５Ｖで駆動されるのが一般的である。５Ｖ電源以外の電源としては、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）処理回路の電源電圧に、３．３Ｖ程度を使用するものもある。

ところで、光ディスク装置の動作状況によっては、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧をなるべく高くした方が、有利な場合がある。例えばディスクモータの回転数を速くする場合、サーボが追従すべきディスク上の目標点への加速度も高くなる。このときフォーカスおよびトラッキングアクチュエータも、高加速度で動作させる必要があり、インダクタの電流も大きくすることが要求される。したがってフォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧は、高い方が有利である。また光ディスク再生時のアクセス動作を高速化したい場合には、光スポットをトラッキング方向に高速に移動および停止させるため、トラッキングアクチュエータを高い加速度で動作させる必要がある。この場合にもトラッキングドライブ回路の電源電圧は、高いほうが有利である。

更に、面振れ量が大きなディスクを再生する場合には、フォーカスドライブ回路の電源電圧は高い方が有利である。偏芯量が大きなディスクを再生する場合には、トラッキングドライブ回路の電源電圧は高い方が有利である。以上のような場合において、高い電源電圧が必要になる。

前述のような高速化に対する要求とは別に、低消費電力化の要求も強い。ドライバの駆動方式としては、バイポーラトランジスタのＢＴＬドライバを用いたリニア駆動方式ではなく、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御方式が採用されてきている。ＰＷＭドライバにより、回路内部での電圧ドロップによる電力損失を低減できるからである。しかしながら高周波の電流スイッチングを行うため、光ディスク装置にとってはＰＷＭドライバが出す雑音が問題になり、回路の不要輻射を抑えるための対策が別途必要になってくる。

特に記録再生する光ディスク装置では、光ピックアップからの再生信号が非常に小さい場合がある。このときＰＷＭドライバで光ピックアップの対物レンズを動かすアクチュエータを駆動すれば、ＰＷＭドライバから出る電気的雑音が光ピックアップからの再生信号に飛び込む。その結果光ディスク装置が誤動作したり、誤り率が悪化したりする。

以上の問題を避けるため、記録再生用光ディスク装置においては、比較的周波数が低く、電流の大きいディスクモータドライブ回路をＰＷＭドライバで駆動し、電流が相対的に小さく、周波数が高いフォーカスおよびトラッキングドライブ回路をリニア駆動方式のＢＴＬドライバで駆動することが、比較的多く行われている。

しかしこの場合、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路においては、電源電圧と実際にアクチュエータに加わる電圧との差に電流を掛けた積が、ＢＴＬドライバ回路内部で熱エネルギーとして失われる。光ディスクを低速で再生している場合、ドライブ回路の電源電圧としては高い電圧は必要でない。このような場合であってもドライブ回路の電源として高い電源電圧を使用するため、これらリニア駆動方式のＢＴＬドライバ回路では、多くの無駄な消費電力と発熱の問題が発生する。つまりフォーカスおよびトラッキングアクチュエータを駆動させるために必要な電流が小さくても、この駆動電流を供給する電源電圧が高い場合、パワー出力トランジスタの消費電力が大きくなり、そのためにリニア駆動方式のＢＴＬドライバを搭載したＩＣの発熱および消費電力が問題となる。

この問題を避けるために、電源電圧を必要以上に高くしないことが対策として行われる場合がある。しかしながら、通常動作以上のばらつき要因があった場合、たとえば光ディスク装置に、目標規格ギリギリの面振れ量の大きなディスクや偏芯量の大きなディスクが挿入された場合、光ピックアップの対物レンズを動かすアクチュエータの駆動電流が足りなくなり、誤動作したり、誤り率が悪化したりする。すなわちこれらのばらつきディスクに対して、光ディスク装置としての使い勝手が悪化する。これは、電源電圧による発熱対策と、使い勝手にはトレード・オフがあることを意味する。

また最近では複合型ドライブＩＣとして、ディスクモータドライブ回路とフォーカスおよびトラッキングドライブ回路を同−のＩＣ内に設ける場合もある。ディスクモータを高速で回転させると、ディスクモータのモータ電流が増加するため、複合型ドライブＩＣ内部のディスクモータドライブ回路の消費電力が大きくなる。この時に、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源として高い電源電圧を使用すると、複合型ドライブＩＣ内部の消費電力が大きくなり、ＩＣ自身の温度も高くなる。更に光ディスク装置を高い温度環境で使用した場合、複合型ドライブＩＣの許容温度を超えてしまう場合がある。以上のように、リニア駆動方式のＢＴＬドライバを搭載したＩＣ、またはこのＩＣを搭載した光ディスク装置の、消費電力および発熱の問題が顕著となる傾向にある。

この問題や要求に応えて、光ディスク装置の動作状態等に応じて、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧を切り換える技術として、例えば、特開２００３−１３２５５５号公報が開示されている。図１６は、当該文献に開示されている従来の光ディスク装置のブロック図である。

図１６において、光ピックアップ１０２により光ディスク１０１に光ビームが照射され、その反射光によりディスク上の情報が電気信号として再生信号処理回路１０３に出力される。再生信号処理回路１０３において振幅補正された再生信号は、再生信号復調回路１０４において復調され、光ディスク１０１に記録済みの情報が再生される。

マイコン１１０からの回転速度の指令に基づき、サーボ制御回路１０５によりディスクモータドライブ回路１１１を介してディスクモータ１１２の回転が制御され、光ディスク１０１が所定の回転数で回転する。再生信号処理回路１０３では、光ビーム焦点のフォーカス方向の誤差信号であるフォーカス誤差信号と、光ビーム焦点のトラッキング方向の誤差信号であるトラッキング誤差信号が生成される。サーボ制御回路１０５により、再生信号処理回路１０３において生成されたフォーカス誤差信号に基づき、光ビーム焦点が光ディスク１０１の記録面と一致するように、フォーカスドライブ回路１０６とフォーカスアクチュエータ１０８を介して光ビーム焦点がフォーカス方向に制御される。これがフォーカスサーボである。またサーボ制御回路１０５により、トラッキング誤差信号に基づき、光ビーム焦点が光ディスク１０１の上の記録トラックを追従するように、トラッキングドライブ回路１０７とトラッキングアクチュエータ１０９を介して光ビーム焦点がトラッキング方向に制御される。これがトラッキングサーボである。

特開２００３−１３２５５５号公報の光ディスク装置では、電源切替回路１１３により装置の動作状態に対応して、出力電圧が５Ｖである５Ｖ電源１１４と出力電圧が１２Ｖである１２Ｖ電源１１５と、出力電圧が３．３Ｖである３．３Ｖ電源１１６が適時切り換えられ、フォーカスドライブ回路１０６やトラッキングドライブ回路１０７に供給されることで、光ディスク装置の低消費電力化が図られていた。

つまり光ディスク装置において、通常の再生や記録動作時にフォーカスドライブ回路１０６やトラッキングドライブ回路１０７に供給する第１の電圧を有する第１の電源と、第１の電圧と異なる第２の電圧を有する第２の電源を設け、これら第１の電源および第２の電源の一方を外部から供給し、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路１０６、１０７の駆動状況に応じて、第１の電源から第２の電源に切り換える切換手段を設けることが開示されている。
特開２００３−１３２５５５号公報

例えば５Ｖ電源で駆動される光ディスク装置において、上述の公報に開示されている技術により高速応答性と低消費電力化を達成しようする場合、フォーカスおよびトラッキングドライブ回路の電源電圧を、通常の再生を行う第１の電源と、第１の電源よりも高い第２の電源を備え、高速応答性を要求される場合に第２の電圧に切り換えることになる。しかしながらフォーカスあるいはトラッキングドライブ回路に対し、固定された２または３種類の電源電圧の切り替えでは、低消費電力化が不十分という課題があった。

さらに、フォーカスあるいはトラッキングドライブ回路に対し、上述の課題を克服するとともに、１個の電源で２個のドライブ回路に直流電力を同時に供給し、個別に設定可能にする構成が無かった。

本発明は、ドライブ回路の駆動能力向上により高速化を図るとともに、ドライブ回路の消費電力を更に低減し、１個の電源で複数のドライブ回路に直流電力を同時に供給し、個別に設定可能にすることを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の駆動装置は、可動型ヘッドを作動させるＮ（Ｎは２以上の整数）個のアクチュエータにＮ対の駆動パワーをそれぞれ供給する装置であって、所定の固定パワーを生成する固定パワー生成手段と、前記Ｎ個のアクチュエータを駆動するのに必要な前記Ｎ対の駆動パワーをそれぞれ検出し、前記Ｎ対の駆動パワーに追従するＮ系統の駆動パワー追従信号をそれぞれ生成するＮ個の駆動パワー追従信号生成手段と、前記固定パワーを前記Ｎ系統の駆動パワー追従信号に基づいて制御し、前記Ｎ対の駆動パワーの少なくとも１対が前記固定パワー以上の場合、前記固定パワー以上で、かつ前記１対の駆動パワーよりも若干大きめの制御パワーを生成する昇圧多出力型制御パワー生成手段と、前記Ｎ系統の制御パワーを用いて前記Ｎ対の駆動パワーをそれぞれ生成するＮ個の駆動パワー生成手段とを有することを特徴としている。
としている。

また、本発明の駆動方法は、可動型ヘッドを作動させるＮ（Ｎは２以上の整数）個のアクチュエータにＮ対の駆動パワーをそれぞれ供給する方法であって、所定の固定パワーを生成するステップと、前記Ｎ個のアクチュエータを駆動するのに必要な前記Ｎ対の駆動パワーをそれぞれ検出し、前記Ｎ対の駆動パワーに追従するＮ系統の駆動パワー追従信号をそれぞれ生成するステップと、前記固定パワーを前記Ｎ系統の駆動パワー追従信号に基づいて制御し、前記Ｎ対の駆動パワーの少なくとも１対が前記固定パワー以上の場合、前記固定パワー以上で、かつ前記１対の駆動パワーよりも若干大きめの制御パワーを生成するステップと、前記Ｎ系統の制御パワーを用いて前記Ｎ対の駆動パワーをそれぞれ生成するステップとを有することを特徴としている。

本発明の駆動装置によれば、昇圧多出力型制御パワー生成手段を備えることにより、固定パワーより大きい制御パワーが供給可能になる。これにより大きな駆動パワーを必要とするときには、駆動パワー生成手段の駆動能力が大きくなり、サーボの高速応答性が向上し、面振れ量や偏芯量の大きなディスクに対する許容範囲も大きくなるため、駆動装置としての使い勝手が向上する。また対物レンズの重量増加化にも対応できる。

また、このように大きな駆動能力が得られるにもかかわらず、アクチュエータを駆動するのに必要な駆動パワーの波形に沿った、必要最小限の制御パワーを用いて駆動パワーを生成するため、最小限の消費電力で済み、駆動パワー生成手段の発熱も問題となることがない。

更に、昇圧多出力型制御パワー生成手段は、１個で複数のドライブ回路に直流電力を同時に供給し、個別に設定可能にするため、ドライブ回路の個数分に対応する数の電源用部品を必要とせず、低コストできめ細かな低消費電力の制御が可能となる。
以上のようにして、使い勝手の向上と消費電力の低減というトレード・オフの問題は解決される。

（本発明の概要）
最初に本発明の概要を、図１５を参照して説明する。ここで固定パワー（ＰＶＣＣ）とは、例えば出力電圧が５Ｖの直流電源から供給される、十分な出力電流を備えた直流の電圧である。

Ｎ（Ｎは２以上の整数）個の駆動パワー生成手段（２２００；３２００；５２００）によりＮ対の駆動パワー（ＶＯ１＋、ＶＯ１−；ＶＯ２＋、ＶＯ２−）がそれぞれ生成され、Ｎ個のアクチュエータ（２１００；３１００）にそれぞれ供給されて可動型ヘッド（１３００）が作動する。またＮ個の駆動パワー追従信号生成手段（２２２０）により、Ｎ個のアクチュエータが必要とするＮ対の駆動パワーがそれぞれ検出され、Ｎ対の駆動パワーに追従するＮ系統の駆動パワー追従信号（ＶＢ１；ＶＢ２）がそれぞれ生成される。昇圧多出力型制御パワー生成手段（４３００Ｂ）では、固定パワー生成手段（１６１０）により生成された固定パワー（ＰＶＣＣ）がＮ系統の駆動パワー追従信号に基づいて制御され、Ｎ対の駆動パワーの少なくとも１対が固定パワー以上の場合、固定パワー以上で、かつ１対の駆動パワーよりも若干大きめの制御パワー（ＶＣ１；ＶＣ２）が生成される。駆動パワー生成手段では、制御パワーを用いて駆動パワーが生成される。

この構成により、アクチュエータを駆動するための必要最小限の制御パワーを、駆動パワー生成手段の電源として供給できる。
以下、本発明の実施の形態に関するいくつかの例について、図面を参照しながら説明する。尚、図面において、実質的に同一の構成、動作、および効果を表す要素については、同一の符号を付す。また、以下において記述される数字は、すべて本発明を具体的に説明するために例示したものであり、本発明は例示された数字に制限されない。
（第１の実施の形態）

図１は、第１の実施の形態における駆動装置のブロック図である。
図１において、可動型ヘッドの一種である光ピックアップ１３００により光ディスク１０００に光ビームが照射され、その反射光によりディスク上の情報が電気信号として再生信号処理回路１４００に出力される。再生信号処理回路１４００において振幅補正された再生信号は、再生信号復調回路１５００において復調され、光ディスク１０００に記録済みの情報が再生される。

ＤＳＰ部５０００内には、マイコン５１００とサーボ回路５２００が含まれる。マイコン５１００からの回転速度の指令に基づき、サーボ回路５２００によりディスクモータドライブ回路１２００を介してディスクモータ１１００の回転が制御され、光ディスク１０００が所定の回転数で回転する。再生信号処理回路１４００では、光ビーム焦点のフォーカス方向の誤差信号であるフォーカス誤差信号と、光ビーム焦点のトラッキング方向の誤差信号であるトラッキング誤差信号が生成される。サーボ回路５２００により、再生信号処理回路１４００において生成されたフォーカス誤差信号に基づき、光ビーム焦点が光ディスク１０００の記録面と一致するように、フォーカスドライブ回路２２００とフォーカスアクチュエータ２１００を介して光ビーム焦点がフォーカス方向に制御される。これがフォーカスサーボである。またサーボ回路５２００により、トラッキング誤差信号に基づき、光ビーム焦点が光ディスク１０００の上の記録トラックを追従するように、トラッキングドライブ回路３２００とトラッキングアクチュエータ３１００を介して光ビーム焦点がトラッキング方向に制御される。これがトラッキングサーボである。

ここで第１の実施の形態では、フォーカスアクチュエータ２１００、フォーカスドライブ回路２２００、および昇圧多出力型電源４３００Ｂを含む構成を中心に説明するが、トラッキングアクチュエータ３１００、トラッキングドライブ回路３２００、および昇圧多出力型電源４３００Ｂを含む構成においても、同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。

フォーカスドライブ回路２２００内において、フォーカスドライブ回路２２００の駆動状況に応じた駆動パワー追従信号ＶＢ１が生成され、この駆動パワー追従信号ＶＢ１が昇圧多出力型電源４３００Ｂに入力される。昇圧多出力型電源４３００Ｂに供給される電源電圧は、例えば出力電圧が５Ｖの固定パワーＰＶＣＣであり、固定パワー（５Ｖ）電源１６１０から供給される。昇圧多出力型電源４３００Ｂにおいて固定パワーＰＶＣＣは、フォーカスドライブ回路２２００の駆動状況に応じた制御パワーＶＣ１に変換される。フォーカスドライブ回路２２００では、この制御パワーＶＣ１を用いて駆動パワーＶＯ１＋、ＶＯ１−が生成され、フォーカスアクチュエータ２１００に送られ、フォーカスアクチュエータ２１００が駆動される。

ここで、フォーカスアクチュエータ２１００およびトラッキングアクチュエータ３１００は、ただ単にアクチュエータとも呼ぶ。フォーカスドライブ回路２２００は、フォーカス駆動パワー生成部とも呼び、トラッキングドライブ回路３２００は、トラッキング駆動パワー生成部とも呼ぶ。またフォーカスドライブ回路２２００およびトラッキングドライブ回路３２００は、ただ単に駆動パワー生成部あるいはドライブ回路とも呼ぶ。昇圧多出力型電源４３００Ｂは、昇圧多出力型制御パワー生成部とも呼ぶ。固定パワー（５Ｖ）電源１６１０は固定パワー生成部とも呼ぶ。

図２は、第１の実施の形態の昇圧多出力型電源４３００Ｂによる制御パワーＶＣ１と、フォーカスドライブ回路２２００の駆動パワーＶＯ１＋、ＶＯ１−との関係図である。縦軸は制御パワーＶＣ１、横軸は駆動パワーＶＯ１＋、ＶＯ１−である。図２から明らかなように、フォーカスドライブ回路２２００の駆動パワーが固定パワーＰＶＣＣ（５Ｖ）以上の場合、固定パワーＰＶＣＣ（５Ｖ）からＤ５ＶＵ分だけ昇圧された制御パワーＶＣ１がフォーカスドライブ回路２２００に供給され、昇圧多出力型電源４３００Ｂは昇圧動作となる。フォーカスドライブ回路２２００の駆動パワーが固定パワーＰＶＣＣ（５Ｖ）以下の場合、固定パワーＰＶＣＣ（５Ｖ）に実質的に等しい制御パワーＶＣ１がフォーカスドライブ回路２２００に供給され、昇圧多出力型電源４３００Ｂは固定パワー動作となる。

ここで固定パワーＰＶＣＣは、例えば出力電圧が５Ｖの固定パワー（５Ｖ）電源１６１０から供給されるとしたが、フォーカスドライブ回路２２００の求められる最大の駆動パワーＶＯ１＋、ＶＯ１−を生成可能であれば、さらなる低消費電力化のために、出力電圧が３．３Ｖである３．３Ｖ電源１６３０を固定パワー電源としてもよい。固定パワー電源はこれら５Ｖや３．３Ｖに限定されるものではなく、最適の別の電圧にしてもよい。

以上ではフォーカスアクチュエータ２１００、フォーカスドライブ回路２２００、および昇圧多出力型電源４３００Ｂを含む構成を中心に説明したが、トラッキングアクチュエータ３１００、トラッキングドライブ回路３２００、および昇圧多出力型電源４３００Ｂを含む構成においても同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。
（第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路）

図３は、第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路の詳細なブロック図である。フォーカスドライブ回路２２００は、ドライバ制御部２２１０と、ＶＢ制御生成器２２２０と、パワー出力部２２３０を含む。パワー出力部２２３０は、バイポーラまたはＭＯＳトランジスタ等の駆動パワー生成素子でＨブリッジ構成される。ドライバ２２３１、２２３２は、Ｈブリッジ構成の半分ずつを指している。昇圧多出力型電源４３００Ｂは、Ｈブリッジ構成したパワー出力部２２３０の供給電源であり、ＶＢ制御生成器２２２０からの駆動パワー追従信号ＶＢ１で、制御パワーＶＣ１を制御する構成になっている。ここで、ＶＢ制御生成器２２２０は、駆動パワー追従信号生成部とも呼ぶ。

図３において、ＤＳＰ部５０００によりフォーカスアクチュエータ２１００を駆動するための波形情報を備えた駆動波形信号ＶＩＮ１が入力端子ＤＩ１に入力され、第１基準電圧ＶＲＥＦ１との差がドライバ制御部２２１０内の所定倍率のアンプ２２１１で増幅され、そのアンプ出力ＶＧＸ１と第１基準電圧ＶＲＥＦ１とがＶＢ制御生成器２２２０に入力される。ＶＢ制御生成器２２２０においては、アンプ出力ＶＧＸ１と第１基準電圧ＶＲＥＦ１とが絶対値回路２２２１とオフセット値設定器２２２２と合成器２２２３で信号合成され、駆動パワー追従信号ＶＢ１として昇圧多出力型電源４３００Ｂに出力される。

一方、アンプ２２１１の出力ＶＧＸ１はバッファ２２３３および反転バッファ２２３４を通して、パワー出力部２２３０に入力される。パワー出力部２２３０には、リニア駆動方式の駆動パワー生成素子で構成されたドライバ２２３１、２２３２が含まれる。その一対の駆動出力端子からは、バッファ２２３３および反転バッファ２２３４による逆相関系の入力信号に基づいて、逆相関係にある一対の駆動パワーＶＯ１＋、ＶＯ１−が２個の駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−にそれぞれ生成され、駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−からそれぞれ駆動パワーＶＯ１＋、ＶＯ１−が、フォーカスアクチュエータ２１００の第１、第２入力端子にそれぞれ供給される。

駆動パワーＶＯ１＋、ＶＯ１−の差（ＶＯ１＋）−（ＶＯ１−）は、次の式１に示すように、ドライバ制御部２２１０の駆動波形信号ＶＩＮ１から所定の値の第１基準電圧ＶＲＥＦ１を引いた電圧（ＶＩＮ１−ＶＲＥＦ１）に所定のゲインＧ（Ｇ＞０）をかけた値として求められる。
｛（ＶＯ１＋）−（ＶＯ１−）｝＝Ｇ・（ＶＩＮ１−ＶＲＥＦ１） ・・・・（１）
式１が示すように、ＶＩＮ１＞ＶＲＥＦ１ならば（ＶＯ１＋）＞（ＶＯ１−）となり、ＶＩＮ１＜ＶＲＥＦ１ならば（ＶＯ１＋）＜（ＶＯ１−）となる。

図４は、図３のフォーカスドライブ回路２２００に含まれるＶＢ制御生成器２２２０の詳細なブロック図である。ドライバ制御部２２１０からの信号ＶＧＸ１は、絶対値回路２２２１に入力され、第１基準電圧ＶＲＥＦ１との差の電圧がＶ／Ｉ変換２２２４により電流に変換される。変換された電流Ｉ_Ｂ１は、電流絶対値変換２２２５により絶対値変換されて電流Ｉ_Ａ１となる。一方、オフセット値設定器２２２２で所定の電圧値がＶ／Ｉ変換２２２６により電流変換されて電流Ｉ_ＯＦＦ１となる。電流Ｉ_Ａ１に電流Ｉ_ＯＦＦ１が加算され、合成電流（Ｉ_Ａ１）＋（Ｉ_ＯＦＦ１）が合成器２２２３の抵抗Ｒ５に流し込まれる。

図５Ａ、図５Ｂ、図５Ｃ、図５Ｄは、図４における主要信号の時間的変化を示す模式的な波形図である。図５Ａは、入力端子ＤＩ１における駆動波形信号ＶＩＮ１を図示しており、第１基準電圧ＶＲＥＦ１を中心に実質的に対称になっている。図５Ｂは、電流Ｉ_Ｂ１を図示しており、図５Ｃは、電流Ｉ_Ｂ１を絶対値変換した電流Ｉ_Ａ１、および電流Ｉ_Ａ１に電流Ｉ_ＯＦＦ１を加算した電流（Ｉ_Ａ１）＋（Ｉ_ＯＦＦ１）を図示している。抵抗Ｒ５の両端の電圧は駆動パワー追従信号ＶＢ１となり、図５Ｄのようになる。
以上ように構成されたフォーカスドライブ回路で、昇圧多出力型電源４３００Ｂの制御パワーＶＣ１を制御する駆動パワー追従信号ＶＢ１が生成される。
（第１の実施の形態における昇圧型多出力型電源）

次に、昇圧多出力型電源４３００Ｂについて、図６、図７、図８を参照して説明する。
図６は、昇圧多出力型電源４３００Ｂの構成を示す回路図である。昇圧多出力型電源４３００Ｂは、昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ４３５０Ｂを含む。昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ４３５０Ｂには、固定パワー（５Ｖ）電源１６１０より、固定パワーＰＶＣＣ、例えば５Ｖ電源電圧が入力される。また、基準電圧入力端子ＶＥ１Ｔ、ＶＥ２Ｔに、第２基準電圧ＶＥ１、ＶＥ２がそれぞれ入力される。第２基準電圧ＶＥ１は、駆動パワー追従信号ＶＢ１に、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１を加えて生成される。第２基準電圧ＶＥ２は、駆動パワー追従信号ＶＢ２に、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ２を加えて生成される。さらに、コンデンサＣＳ１Ｂから制御パワーＶＣ１がフォーカスドライブ回路２２００に出力され、コンデンサＣＳ２Ｂから制御パワーＶＣ２がトラッキングドライブ回路３２００に出力される。

昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ４３５０Ｂには、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタからなる主スイッチ４３５１Ｂと、インダクタＬ１Ｂと、ダイオード４３５２Ｂと、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタからなる各補助スイッチ４３５４Ｂ、４３５５Ｂと、反転回路４３５６Ｂと、各コンデンサＣＳ１Ｂ、ＣＳ２Ｂと、主スイッチ４３５１ＢにＰＷＭ信号Ｖｇ２１を供給する昇圧多出力制御回路６０００Ｂが設けられる。ここで、ダイオード４３５２Ｂは、各補助スイッチ４３５４Ｂ、４３５５Ｂに直列に、２個設けるようにしてもよい。また、ダイオード４３５２Ｂと、各補助スイッチ４３５４Ｂ、４３５５Ｂと、反転回路４３５６Ｂとを含むブロックは、分割器４３５３Ｂである。

補助スイッチ４３５４Ｂがオン状態にある場合、補助スイッチ４３５５Ｂはオフ状態にあり、主スイッチ４３５１ＢとインダクタＬ１Ｂとダイオード４３５２ＢとコンデンサＣＳ１Ｂが、昇圧コンバータとして動作するように構成されている。一方、補助スイッチ４３５４Ｂがオフ状態にある場合、補助スイッチ４３５５Ｂはオン状態にあり、主スイッチ４３５１ＢとインダクタＬ１Ｂとダイオード４３５２ＢとコンデンサＣＳ２Ｂが昇圧コンバータとして動作するように構成されている。

図７は、昇圧多出力制御回路６０００Ｂの構成をより詳細に示した回路図である。図７において、抵抗Ｒ１２と抵抗Ｒ１１を含む帰還回路６３０１は、制御パワーＶＣ１に比例する帰還電圧Ｖｄ１を生成し、抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２１を含む帰還回路６３０２は、制御パワーＶＣ２に比例する帰還電圧Ｖｄ２を生成する。誤差増幅器６３０５は、帰還電圧Ｖｄ１と第２基準電圧ＶＥ１を比較し、誤差信号Ｖｅ１を出力する。誤差増幅器６３０６は、帰還電圧Ｖｄ２と第２基準電圧ＶＥ２を比較し、誤差信号Ｖｅ２を出力する。発振器６３０８は、所定の周期で電圧が増減する三角波電圧Ｖｔと、三角波電圧Ｖｔが増加している時にハイレベルとなり、減少している時にローレベルとなる信号Ｖｔ１を出力する。

比較器６３０９は、誤差信号Ｖｅ１と三角波電圧Ｖｔを比較し、比較結果信号Ｖ１Ｄを出力し、比較器６３１０は、誤差信号Ｖｅ２と三角波電圧Ｖｔを比較し、比較結果信号Ｖ２Ｄを出力する。ＡＮＤ回路６３１１は、比較結果信号Ｖ１Ｄと信号Ｖｔ１との論理積Ｖ１を出力し、ＡＮＤ回路６３１２は、比較結果信号Ｖ２Ｄと信号Ｖｔ１との論理積Ｖ２を出力する。Ｔフリップフロップ６３１３は、信号Ｖｔ１を入力し、各補助スイッチ４３５４Ｂ、４３５５Ｂを交互にオン、オフする制御信号Ｖｇ４１を出力する。ＡＮＤ回路６３１４は、信号Ｖ１と、Ｖｇ４１の反転信号の論理積を出力し、ＡＮＤ回路６３１５は、信号Ｖ２とＶｇ４１の論理積を出力する。ＯＲ回路６３１６は、ＡＮＤ回路６３１４の出力とＡＮＤ回路６３１５の出力を入力し、ＰＣＭ信号Ｖｇ２１を出力する。図７に示すように、昇圧多出力制御回路６０００Ｂから各帰還回路６３０１、６３０２を除いた構成は、ＰＣＭ信号生成器６１００Ｂと呼ばれる。

図８は、以上の各信号とインダクタＬ１Ｂを流れる電流Ｉ３１を示す波形図である。以下に、図６から図８を用いて、昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明する。まず、図８の時刻ｔ０において、三角波信号Ｖｔが上昇を開始するとともに信号Ｖｔ１がハイレベルになり、Ｔフリップフロップ６３１３出力の制御信号Ｖｇ４１はローレベルとなる。従って補助スイッチ４３５４Ｂはオン状態、補助スイッチ４３５５Ｂはオフ状態となる。一方、三角波信号Ｖｔと誤差信号Ｖｅ１との比較結果信号Ｖ１Ｄはハイレベルであるため、比較結果信号Ｖ１Ｄと信号Ｖｔ１との論理積を表す信号Ｖ１もハイレベルとなる。さらに、信号Ｖ１と制御信号Ｖｇ４１の反転信号との論理積であるＡＮＤ回路６３１４の出力はハイレベルとなるので、ＰＷＭ信号Ｖｇ２１もハイレベルとなる。すなわち、主スイッチ４３５１Ｂはオン状態となる。この時、インダクタＬ１Ｂには固定パワーＰＶＣＣが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。

時刻ｔ１において、比較器６３０９が反転し、信号Ｖ１がローレベルとなると、ＡＮＤ回路６３１４の出力もローレベルとなる。一方、ＡＮＤ回路６３１５の出力は、その入力である制御信号Ｖｇ４１がローレベルであるからローレベルである。従って、ＯＲ回路６３１６の出力であるＰＣＭ信号Ｖｇ２１はローレベルとなり、主スイッチ４３５１Ｂはオフ状態となる。この時、インダクタに蓄えられた磁気エネルギーは、補助スイッチ４３５４Ｂがオン状態、補助スイッチ４３５５Ｂがオフ状態であるので、コンデンサＣＳ１Ｂを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ２において、この電流はゼロとなる。

他方、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、同時に信号Ｖｔ１はローレベルとなる。時刻ｔ３において、三角波信号Ｖｔが上昇を開始するとともに信号Ｖｔ１が再びハイレベルになり、信号Ｖｔ１を入力されたＴフリップフロップ６３１３の出力である制御信号Ｖｇ４１はハイレベルとなる。従って補助スイッチ４３５４Ｂはオフ状態、補助スイッチ４３５５Ｂはオン状態となる。一方、三角波信号Ｖｔと誤差信号Ｖｅ２との比較結果信号Ｖ２Ｄはハイレベルであるため、比較結果信号Ｖ２Ｄと信号Ｖｔ１との論理積を表す信号Ｖ２もハイレベルとなる。さらに、信号Ｖ２と制御信号Ｖｇ４１との論理積であるＡＮＤ回路８１５の出力はハイレベルとなるので、ＰＣＭ信号Ｖｇ２１もハイレベルとなる。すなわち、主スイッチ４３５１Ｂはオン状態となる。この時、インダクタＬ１Ｂには固定パワーＰＶＣＣが印加され、磁気エネルギーが蓄えられていく。

時刻ｔ４において、比較器６３１０が反転し、信号Ｖ２がローレベルとなると、ＡＮＤ回路６３１５の出力もローレベルとなる。一方、ＡＮＤ回路６３１４の出力は、その入力である制御信号Ｖｇ４１の反転信号がローレベルであるからローレベルである。従って、ＯＲ回路６３１６の出力であるＰＣＭ信号Ｖｇ２１はローレベルとなり、主スイッチ４３５１Ｂはオフ状態となる。この時、インダクタＬ１Ｂに蓄えられた磁気エネルギーは、補助スイッチ４３５４Ｂがオフ状態、補助スイッチ４３５５Ｂがオン状態であるので、コンデンサＣＳ２Ｂを充電する電流として放出される。やがて時刻ｔ５において、この電流はゼロとなる。

他方、三角波電圧Ｖｔは上昇から下降に転じ、同時に信号Ｖｔ１はローレベルとなる。時刻ｔ６において、三角波信号Ｖｔが上昇を開始するとともに信号Ｖｔ１が再びハイレベルになり、制御信号Ｖｇ４１はローレベルとなる。このようにして、時刻ｔ０以降の動作を繰返す。

インダクタＬ１ＢのインダクタンスをＬ、発振器６３０８の発振周期をＴ、補助スイッチ４３５４Ｂがオン状態における主スイッチ４３５１Ｂのオン期間をＴｏｎ１、補助スイッチ４３５５Ｂがオン状態における主スイッチ４３５１Ｂのオン期間をＴｏｎ２、フォーカスドライブ回路２２００への出力電流をＩｏ１、トラッキングドライブ回路３２００への出力電流をＩｏ２とすると、次の関係が成り立つ。ここで「＾２」は、「＾２」がかかる左項に対する２乗演算を表す。
ＶＣ１＝ＰＶＣＣ＋（ＰＶＣＣ×Ｔｏｎ１）＾２／（４Ｌ×Ｔ×Ｉｏ１） ・・・・（２）
ＶＣ２＝ＰＶＣＣ＋（ＰＶＣＣ×Ｔｏｎ２）＾２／（４Ｌ×Ｔ×Ｉｏ２） ・・・・（３）

以上のように、制御パワーＶＣ１、ＶＣ２をそれぞれ抵抗分割した帰還電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２が、第２基準電圧ＶＥ１、ＶＥ２とそれぞれ比較され、誤差信号Ｖｅ１、Ｖｅ２がそれぞれ生成される。主スイッチ４３５１Ｂは、誤差信号Ｖｅ１、Ｖｅ２にそれぞれ比例したオン期間Ｔｏｎ１、Ｔｏｎ２に従い、周期Ｔごとに２つのオン期間分だけ交互に、オンされる。これにより、インダクタＬ１Ｂに、各誤差信号Ｖｅ１、Ｖｅ２に対して単調増加する電力が、時分割的に充電される。各補助スイッチ４３５４Ｂ、４３５５Ｂは、周期Ｔごとに交互にオンされることにより、インダクタＬ１Ｂに充電された電力がそれぞれ別々に取り出され、コンデンサＣＳ１Ｂ、ＣＳ２Ｂにそれぞれ充電される。このように、１個の主スイッチ４３５１Ｂにより１個のインダクタＬ１Ｂに時分割的に充電された電力は、補助スイッチ４３５４Ｂ、４３５５Ｂにより、コンデンサＣＳ１Ｂ、ＣＳ２Ｂにそれぞれ並列に取り出される。

コンデンサＣＳ１Ｂ、ＣＳ２Ｂに充電された電力は、式２、式３で表されるように、誤差信号Ｖｅ１、Ｖｅ２に対してそれぞれ単調増加する制御パワーＶＣ１、ＶＣ２として、フォーカスドライブ回路２２００、トラッキングドライブ回路３２００に、それぞれ供給される。このように、制御パワーＶＣ１、ＶＣ２は、第２基準電圧ＶＥ１、ＶＥ２にそれぞれ追従するようになり、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１、ＶＯＦＦ２をそれぞれ最適値に調整すれば、駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２に対して必要十分な値に設定することができる。

以上のように、昇圧固定多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ４３５０Ｂは、２個の帰還回路６３０１、６３０２と、ＰＷＭ信号生成器６１００Ｂと、１個のインダクタＬ１Ｂと、１個の主スイッチ４３５１と、分割器４３５３Ｂと、２個のコンデンサＣＳ１Ｂ、ＣＳ２Ｂとを備えている。２個の帰還回路６３０１、６３０２は、２系統の制御パワーＶＣ１、ＶＣ２に比例する２系統の帰還電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２を、それぞれ生成する。ＰＷＭ信号生成器６１００Ｂは、２系統の第２基準電圧ＶＥ１、ＶＥ２と、２系統の帰還電圧Ｖｄ１、Ｖｄ２とのそれぞれ２系統の両電圧差を、１系統のＰＷＭ信号に変換する。１個の主スイッチ４３５１は、１系統のＰＷＭ信号に基づいて固定パワーを１個のインダクタＬ１Ｂに充放電する。分割器４３５３Ｂは、１個のインダクタＬ１Ｂから放電される電力を、２系統に分割する。２個のコンデンサＣＳ１Ｂ、ＣＳ２Ｂは、２系統に分割された放電電力をそれぞれ蓄える。このようにして、２系統の制御パワーＶＣ１、ＶＣ２は、２個のコンデンサＣＳ１Ｂ、ＣＳ２Ｂの両端からそれぞれ出力される。

図９は、図１、図３、図６における主要信号の模式的な波形図である。図９（Ａ）は、フォーカスドライブ回路２２００とトラッキングドライブ回路３２００について、駆動波形信号ＶＩＮ１、ＶＩＮ２と、第１基準電圧ＶＲＥＦ１、ＶＲＥＦ２と、駆動パワー追従信号ＶＢ１、ＶＢ２との関係を、それぞれ示している。また図９（Ｂ）は、同様に、制御パワーＶＣ１、ＶＣ２と、駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２との関係を、それぞれ示している。

図９（Ａ）において、駆動パワー追従信号ＶＢ１、ＶＢ２は、図３、図６における上述の説明から明らかなように、第１基準電圧ＶＲＥＦ１、ＶＲＥＦ２を中心として駆動波形信号ＶＩＮ１、ＶＩＮ２の絶対値をそれぞれ取り、所定の電圧を加えた波形として表される。昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ４３５０Ｂの基準電圧入力端子ＶＥ１Ｔ、ＶＥ２Ｔの第２基準電圧ＶＥ１、ＶＥ２は、それぞれ（ＶＢ１＋ＶＯＦＦ１）、（ＶＢ２＋ＶＯＦＦ２）となる。

ここで式２において、オン期間Ｔｏｎ１に対して、すなわち誤差信号Ｖｅ１に対して、制御パワーＶＣ１が十分大きい場合を考える。この場合、制御パワーＶＣ１は、帰還回路６３０１、６３０２の負帰還効果により、出力電流Ｉｏ１や誤差信号Ｖｅ１の値に影響されず、第２基準電圧ＶＥ１に比例する値となる。制御パワーＶＣ２についても、同様である。すなわち制御パワーＶＣ１、ＶＣ２は、式４、式５のように表すことができる。
ＶＣ１＝（Ｒ１１＋Ｒ１２）／（Ｒ１１）×（ＶＢ１＋ＶＯＦＦ１） ・・・・（４）
ＶＣ２＝（Ｒ２１＋Ｒ２２）／（Ｒ２１）×（ＶＢ２＋ＶＯＦＦ２） ・・・・（５）

式４、式５により、図９（Ｂ）において、制御パワーＶＣ１、ＶＣ２は、第２基準電圧ＶＥ１、ＶＥ２にそれぞれ追従する。制御パワーＶＣ１の波形は、駆動パワー生成素子により平衡型で出力される駆動パワーＶＯ１の最大値に沿った、駆動パワーＶＯ１よりも若干大きめの波形となる。ここで、制御パワーＶＣ１の波形が、駆動パワーＶＯ１よりも若干大きめの波形とは、次の意味を有する。まず第１の観点によれば、制御パワーＶＣ１の波形は、駆動パワーＶＯ１の最大値近傍において、図９（Ｂ）のように、駆動パワーＶＯ１より大きく、かつその波形に大略相似形ということである。第２の観点によれば、制御パワーＶＣ１は、駆動パワーＶＯ１の基本周波数と等しい周波数成分を有するということである。このように、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、駆動パワー生成素子が生成する駆動パワーＶＯ１に悪影響を与えずに、最小限の値に下げることができる。

同様にして制御パワーＶＣ２についても、駆動パワー生成素子により平衡型で出力される駆動パワーＶＯ２の最大値に沿った、駆動パワーＶＯ２よりも若干大きめの波形となる。追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ２の値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、駆動パワー生成素子が生成する駆動パワーＶＯ２に悪影響を与えずに、最小限の値に下げることができる。

制御パワーＶＣ１、ＶＣ２は、固定パワーＰＶＣＣから昇圧されているが、１０Ｖ電源をそのまま駆動パワー生成素子に供給する場合に比べて、それぞれ１０Ｖ電源からの差分電圧Ｄ１０Ｖ１、Ｄ１０Ｖ２だけ、リニア駆動方式の駆動パワー生成素子の消費電力および発熱を抑えられる。すなわち、昇圧多出力型電源４３００Ｂは、固定パワーＰＶＣＣを駆動パワー追従信号ＶＢ１に基づいて制御し、駆動パワーＶＯ１がそれぞれ固定パワーＰＶＣＣ以上の大きさの場合、固定パワーＰＶＣＣ以上の大きさで、かつ駆動パワーＶＯ１よりも若干大きめの各制御パワーＶＣ１を生成する。同様にして昇圧多出力型電源４３００Ｂは、固定パワーＰＶＣＣを駆動パワー追従信号ＶＢ２に基づいて制御し、駆動パワーＶＯ２が固定パワーＰＶＣＣ以上の大きさの場合、固定パワーＰＶＣＣ以上の大きさで、かつ駆動パワーＶＯ２よりも若干大きめの各制御パワーＶＣ２を生成する。

図１０は、図１、図３、図６に記載の各信号の動作波形図である。図１０（Ａ）は駆動波形信号ＶＩＮ１、第１基準電圧ＶＲＥＦ１、および駆動パワー追従信号ＶＢ１について、図１０（Ｂ）は制御パワーＶＣ１、および駆動パワーＶＯ１＋、ＶＯ１−について、昇圧動作期間ＴＶＵと固定パワー動作期間ＴＶＰに分けて示している。昇圧動作期間ＴＶＵにおける動作は、図９と同様である。固定パワー動作期間ＴＶＰにおいては、制御パワーＶＣ１は固定パワーＰＶＣＣに実質的に等しくなる。

以上のように、第１の実施の形態において、昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ４３５０Ｂは、主スイッチ４３５１ＢとインダクタＬ１Ｂを共有することにより、少ない部品点数で、高効率に２つの安定化された昇圧出力を得ることができる。昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ４３５０Ｂを備えることにより、フォーカスドライブ回路２２００とトラッキングドライブ回路３２００で生成される駆動パワー追従信号ＶＢ１、ＶＢ２に対して、個々に最適な制御パワーＶＣ１、ＶＣ２を供給することができ、個別部品である主スイッチ４３５１ＢとインダクタＬ１Ｂが削減できる。

すなわち、昇圧多出力型電源４３００Ｂを備えることにより、固定パワーＰＶＣＣより大きい制御パワーＶＣ１、ＶＣ２が供給可能になる。これにより、大きな駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２を必要とするときには、それぞれフォーカスドライブ回路２２００、トラッキングドライブ回路３２００の駆動能力が大きくなり、サーボの高速応答性が向上する。このため、面振れ量や偏芯量の大きなディスクに対する許容範囲も大きくなり、駆動装置としての使い勝手が向上する。また対物レンズの重量増加化にも対応できる。

更にこのように大きな駆動能力が得られるにもかかわらず、駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２の波形に沿った必要最小限の制御パワーＶＣ１、ＶＣ２を、それぞれ用いて駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２をそれぞれ生成するため、最小限の消費電力で済み、駆動パワー生成素子の発熱も問題となることがない。このように駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２が固定パワーＰＶＣＣより大きくても小さくても、昇圧動作と固定パワー動作の自動的な切り替えにより、制御パワーＶＣ１、ＶＣ２は、駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２の波形にそれぞれ沿った最小限の値に設定可能である。第１の実施の形態の駆動装置は、固定パワーＰＶＣＣの値に影響されずに、フォーカスアクチュエータ２１００およびトラッキングアクチュエータ３１００に、それぞれ必要な駆動パワーＶＯ１および駆動パワーＶＯ２を、最小限の消費電力で供給できる。
（第２の実施の形態）

第２の実施の形態では、フォーカスドライブ回路２２００の別の構成例を含む駆動装置について、第１の実施の形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、第１の実施の形態と同様であるので、省略する。

図１１は、第２の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路２２００の詳細なブロック図である。第２の実施の形態のフォーカスドライブ回路２２００には、ドライバ制御部２２１０と、ＶＢ制御生成器２２２０およびパワー出力部２２３０が含まれる。パワー出力部２２３０には、リニア駆動方式の４個の駆動パワー生成素子、第２の実施の形態ではｎチャンネルＭＯＳトランジスタ、を備えたＨブリッジと、ｎチャンネルＭＯＳトランジスタのゲートを駆動するレベルシフト２２３３、２２３４と、固定パワーＰＶＣＣを用いてレベルシフト２２３３、２２３４に電源供給をするためのチャージポンプ２２３５が含まれる。

ＶＢ制御生成器２２２０には最大値検出器２２２７が含まれ、最大値検出器２２２７出力の駆動パワー追従信号ＶＢ１が、昇圧多出力型電源４３００Ｂに供給される。この駆動パワー追従信号ＶＢ１により制御パワーＶＣ１が制御される。
上述のＨブリッジには、上段のｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１、Ｑ２、および下段のｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３、Ｑ４が含まれる。ｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ１のソース端子とｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ３のドレイン端子の接続点、およびｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ２のソース端子とｎチャンネルＭＯＳトランジスタＱ４のドレイン端子の接続点の２個の接続点が、それぞれ駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−であり、その２個の駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−からそれぞれ駆動パワーＶＯ１＋、ＶＯ１−が、フォーカスアクチュエータ２１００の第１、第２入力端子にそれぞれ供給される。

図１２は、図１１における最大値検出器２２２７の回路図である。図１２において、図１１の駆動パワーＶＯ１＋、ＶＯ１−からそれぞれ順方向ダイオード電圧だけ高い電圧ＶＭＡ、ＶＭＢが検出され、これら電圧ＶＭＡ、ＶＭＢがそれぞれトランジスタＴ９Ａ、Ｔ９Ｂに入力される。トランジスタＴ９Ａ、Ｔ９Ｂのベース端子は抵抗Ｒ９Ｃを通して共通に接地されているため、電圧ＶＭＡと電圧ＶＭＢが比較され、これらの電圧の最大値、すなわち大きい方の電圧が駆動パワー追従信号ＶＢ１として昇圧多出力型電源４３００Ｂに出力される。駆動パワー追従信号ＶＢ１は、これらの２つの電圧ＶＭＡ、ＶＭＢを包み込んだ、両電圧の最大値に実質的に等しい信号波形となる。

以上のように昇圧多出力型電源４３００Ｂの制御パワーＶＣ１は、フォーカスドライブ回路の駆動パワー生成素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の電源電圧であるので、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、リニア駆動方式の駆動パワー生成素子（第２の実施の形態ではｎチャンネルＭＯＳトランジスタ）の消費電力および発熱を抑えて、フォーカスアクチュエータ２１００を駆動させるために必要な電流を供給できる。
（第３の実施の形態）

第３の実施の形態では、フォーカスドライブ回路２２００のさらに別の構成例を含む駆動装置について、第１および第２の実施の形態と異なる点を中心に説明する。その他の構成、動作、および効果は、第１および第２の実施の形態と同様であるので、省略する。
図１３は、第３の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路２２００の詳細なブロック図である。第３の実施の形態のフォーカスドライブ回路２２００には、ドライバ制御部２２１０と、ＶＢ制御生成器２２２０およびパワー出力部２２３０が含まれる。パワー出力部２２３０では、駆動パワー生成素子のｎｐｎトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４が、リニア駆動方式のＨブリッジ構成で使用される。またＶＢ制御生成器２２２０には最大値検出器２２２８が含まれ、最大値検出器２２２８出力の駆動パワー追従信号ＶＢ１が昇圧多出力型電源４３００Ｂに供給される。この駆動パワー追従信号ＶＢ１により制御パワーＶＣ１が制御される。

上述のＨブリッジには、上段のｎｐｎトランジスタＱ１、Ｑ２、および下段のｎｐｎトランジスタＱ３、Ｑ４が含まれる。ｎｐｎトランジスタＱ１のエミッタ端子とｎｐｎトランジスタＱ３のコレクタ端子の接続点、およびｎｐｎトランジスタＱ２のエミッタ端子とｎｐｎトランジスタＱ４のコレクタ端子の接続点の２個の接続点が、それぞれ駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−であり、その２個の駆動出力端子ＤＯ１＋、ＤＯ１−からそれぞれ駆動パワーＶＯ１＋、ＶＯ１−が、フォーカスアクチュエータ２１００の第１、第２入力端子にそれぞれ供給される。
図１３におけるＱ１のベース電圧ＶＱ１Ｂは、駆動パワーＶＯ１＋からＱ１のベース・エミッタ間電圧だけ高くなり、同様にＱ２のベース電圧ＶＱ２Ｂは駆動パワーＶＯ１−からＱ２のベース・エミッタ間電圧だけ高くなる。

図１４は、図１３における最大値検出器２２２８の回路図である。図１２の最大値検出器２２２７の後段と同様な構成であり、図１３の電圧ＶＱ１Ｂ、ＶＱ２Ｂが、それぞれ図１４のトランジスタＴ１０Ａ、Ｔ１０Ｂのエミッタ端子電圧Ｖ１１Ａ、Ｖ１１Ｂとして入力される。トランジスタＴ１０Ａ、Ｔ１０Ｂのベース端子は抵抗Ｒ１０を通して共通に接地されているため、電圧Ｖ１１Ａと電圧Ｖ１１Ｂが比較され、これらの電圧の最大値、すなわち大きい方の電圧がコレクタ電圧Ｖ１１Ｃとして出力される。このコレクタ電圧Ｖ１１Ｃが図１３の駆動パワー追従信号ＶＢ１であり、昇圧多出力型電源４３００Ｂに出力される。駆動パワー追従信号ＶＢ１は、図１３の２つの電圧ＶＱ１Ｂ、ＶＱ２Ｂを包み込んだ、両電圧の最大値に実質的に等しい信号波形となる。

以上のように図１１の第２の実施の形態と同様に、追従信号オフセット電圧ＶＯＦＦ１の値（正だけでなく０でも負でも可）を適切に選べば、リニア駆動方式の駆動パワー生成素子（第３の実施の形態ではｎｐｎトランジスタ）の消費電力および発熱を抑えて、フォーカスアクチュエータ２１００を駆動させるために必要な電流を供給できる。

ここで図３、図１１、図１３にそれぞれ示した、フォーカスドライブ回路２２００の第１の実施の形態、第２の実施の形態、第３の実施の形態の特徴を比較する。第１の実施の形態は、駆動パワー追従信号ＶＢ１の生成がオープンループである。それに対し第２の実施の形態と第３の実施の形態は、共に制御すべきパワー出力部２２３０からのフィードバックにより駆動パワー追従信号ＶＢ１を生成しており、クローズドループになっている。一方、フォーカスドライブ回路２２００の駆動状況に応じて、高い応答性でフォーカスアクチュエータ２１００を駆動するには、サーボ回路５２００からの事前の情報や、要求されるフォーカスドライブ回路２２００の供給電源の特性をなるべく早い時点で察知する必要がある。このような観点から考えると、第１の実施の形態が第２の実施の形態および第３の実施の形態より、応答性よく駆動パワー追従信号ＶＢ１の検出ができる。第３の実施の形態は、駆動パワー生成素子のベース端子から検出しており、第２の実施の形態の駆動パワー生成素子の駆動パワーを検出するより、幾分早く駆動パワー追従信号ＶＢ１を検出できる。
（実施の形態のまとめ）

以上のように本発明の実施の形態では、昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ４３５０Ｂは、主スイッチ４３５１ＢとインダクタＬ１Ｂを共有することにより、少ない部品点数で、高効率に２つの安定化された昇圧出力を得ることができる。昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータ４３５０Ｂを備えることにより、フォーカスドライブ回路２２００とトラッキングドライブ回路３２００で生成される駆動パワー追従信号ＶＢ１、ＶＢ２に対して、個々に最適な制御パワーＶＣ１、ＶＣ２を供給することができ、個別部品である主スイッチ４３５１ＢとインダクタＬ１Ｂが削減できる。

また、本発明の実施の形態では、リニア駆動方式の駆動パワー生成素子が採用されている。これにより不要な高周波ノイズを発生せず、実装が困難で微調が必要な特別の電磁シールド対策も不要であり、安定的なフォーカス動作が得られ、再生誤り率も向上する。

さらに、昇圧多出力型電源４３００Ｂを備えることにより、固定パワーＰＶＣＣより大きい制御パワーＶＣ１が供給可能になる。これにより、大きな駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２を必要とするときには、それぞれフォーカスドライブ回路２２００、トラッキングドライブ回路３２００の駆動能力が大きくなり、サーボの高速応答性が向上する。このため、面振れ量や偏芯量の大きなディスクに対する許容範囲も大きくなり、駆動装置としての使い勝手が向上する。また対物レンズの重量増加化にも対応できる。

また、このように大きな駆動能力が得られるにもかかわらず、駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２の波形に沿った必要最小限の制御パワーＶＣ１、ＶＣ２を、それぞれ用いて駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２をそれぞれ生成するため、最小限の消費電力で済み、駆動パワー生成素子の発熱も問題となることがない。このように駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２が固定パワーＰＶＣＣより大きくても小さくても、昇圧動作と固定パワー動作の自動的な切り替えにより、制御パワーＶＣ１、ＶＣ２は、駆動パワーＶＯ１、ＶＯ２の波形にそれぞれ沿った最小限の値に設定可能である。本発明の駆動装置は、固定パワーＰＶＣＣの値に影響されずに、フォーカスアクチュエータ２１００およびトラッキングアクチュエータ３１００に、それぞれ必要な駆動パワーＶＯ１および駆動パワーＶＯ２を、最小限の消費電力で供給できる。以上のようにして、消費電力の低減と使い勝手の向上というトレード・オフの問題は解決される。

以上の実施の形態において、フォーカスアクチュエータ２１００、フォーカスドライブ回路２２００、および昇圧多出力型電源４３００Ｂを含む構成を中心に説明したが、トラッキングアクチュエータ３１００、トラッキングドライブ回路３２００、および昇圧多出力型電源４３００Ｂを含む構成においても、同様な構成、同様な動作により、同様な効果が得られる。

また以上の実施の形態では、フォーカスアクチュエータ２１００に駆動パワーを供給するフォーカスドライブ回路２２００、およびトラッキングアクチュエータ３１００に駆動パワーを供給するトラッキングドライブ回路３２００について説明した。ここで、Ｎを２以上の整数として、Ｎ系統の駆動装置に容易に拡張できる。すなわち、Ｎ個の駆動パワー生成部によりＮ対の駆動パワーがそれぞれ生成され、Ｎ個のアクチュエータにそれぞれ供給されて可動型ヘッドが作動する。またＮ個の駆動パワー追従信号生成部により、Ｎ個のアクチュエータが必要とするＮ対の駆動パワーがそれぞれ検出され、Ｎ対の駆動パワーに追従するＮ系統の駆動パワー追従信号がそれぞれ生成される。昇圧多出力型制御パワー生成部では、固定パワー生成部により生成された固定パワーがＮ系統の駆動パワー追従信号に基づいて制御され、Ｎ対の駆動パワーの少なくとも１対が固定パワー以上の場合、固定パワー以上で、かつ１対の駆動パワーよりも若干大きめの制御パワーが生成される。駆動パワー生成部では、制御パワーを用いて駆動パワーが生成される。

以上、実施の形態において展開した説明は、すべて本発明を具体化した一例であり、本発明はこれらの例に限定されるものではない。

本発明は、駆動装置に利用できる。

第１の実施の形態における駆動装置のブロック図。 第１の実施の形態における制御パワーと駆動パワーの関係図。 第１の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路の詳細なブロック図。 第１の実施の形態におけるＶＢ制御生成器の詳細なブロック図。 図４における主要信号の模式的な波形図。 図４における主要信号の模式的な波形図。 図４における主要信号の模式的な波形図。 図４における主要信号の模式的な波形図。 第１の実施の形態における昇圧多出力型電源の詳細なブロック図。 第１の実施の形態における昇圧多出力制御回路の回路図。 第１の実施の形態における昇圧多出力制御回路のタイミング図。 第１の実施の形態における主要信号の模式的な波形図。 第１の実施の形態における主要信号の模式的な波形図。 第２の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路の詳細なブロック図。 図１５における最大値検出器の回路図。 第３の実施の形態におけるフォーカスドライブ回路の詳細なブロック図。 図１７における最大値検出器の回路図。 本発明の概要を示すブロック図。 従来の光ディスク装置のブロック図。

符号の説明

１０００ 光ディスク
１１００ ディスクモータ
１２００ ディスクモータドライブ回路
１３００ 光ピックアップ
１４００ 再生信号処理回路
１５００ 再生信号復調回路
１６００ 電源部
１６１０ 固定パワー（５Ｖ）電源
１６３０ ３．３Ｖ電源
２１００ フォーカスアクチュエータ
２２００ フォーカスドライブ回路
３１００ トラッキングアクチュエータ
３２００ トラッキングドライブ回路
４３００Ｂ 昇圧多出力型電源
５０００ ＤＳＰ部
５１００ マイコン
５２００ サーボ回路

Claims (17)

1. 可動型ヘッドを作動させるＮ（Ｎは２以上の整数）個のアクチュエータにＮ対の駆動パワーをそれぞれ供給する装置であって、
   所定の固定パワーを生成する固定パワー生成手段と、
   前記Ｎ個のアクチュエータを駆動するのに必要な前記Ｎ対の駆動パワーをそれぞれ検出し、前記Ｎ対の駆動パワーに追従するＮ系統の駆動パワー追従信号をそれぞれ生成するＮ個の駆動パワー追従信号生成手段と、
   前記固定パワーを前記Ｎ系統の駆動パワー追従信号に基づいて制御し、前記Ｎ対の駆動パワーの少なくとも１対が前記固定パワー以上の場合、前記固定パワー以上で、かつ前記１対の駆動パワーよりも若干大きめの制御パワーを生成する昇圧多出力型制御パワー生成手段と、
   前記Ｎ系統の制御パワーを用いて前記Ｎ対の駆動パワーをそれぞれ生成するＮ個の駆動パワー生成手段と、
   を有することを特徴とする、駆動装置。
2. 前記昇圧多出力型制御パワー生成手段は、前記駆動パワー追従信号に所定の追従信号オフセット電圧を加えた信号を第２基準電圧として、Ｎ系統の前記第２基準電圧に対応したＮ系統の制御パワーをそれぞれ生成する昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータを含み、
   前記昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記固定パワーを前記Ｎ系統の第２基準電圧に基づいて制御し、前記Ｎ対の駆動パワーの少なくとも１対が前記固定パワー以上の場合、前記固定パワー以上で、かつ前記１対の駆動パワーよりも若干大きめの制御パワーを生成することを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
3. 前記昇圧多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   前記Ｎ系統の制御パワーに比例するＮ系統の帰還電圧を、それぞれ生成するＮ個の帰還回路と、
   前記Ｎ系統の第２基準電圧と、前記Ｎ系統の帰還電圧とのそれぞれＮ系統の両電圧差を、１系統のＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号生成器と、
   １個のインダクタと、
   前記１系統のＰＷＭ信号に基づいて、前記固定パワーを前記１個のインダクタに充放電する１個の主スイッチと、
   前記１個のインダクタから放電される電力を、Ｎ系統に分割する分割器と、
   前記Ｎ系統に分割された放電電力を、それぞれ蓄えるＮ個のコンデンサとを備え、
   前記Ｎ系統の制御パワーは、前記Ｎ個のコンデンサの両端からそれぞれ出力されることを特徴とする、請求項２記載の駆動装置。
4. 前記主スイッチは、ｎｐｎトランジスタまたはｎチャンネルＭＯＳトランジスタであることを特徴とする、請求項３記載の駆動装置。
5. 前記Ｎ対の駆動パワーの少なくとも１対が前記固定パワー以下の場合、前記昇圧多出力型制御パワー生成手段は、前記固定パワーに実質的に等しい制御パワーを生成することを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
6. 前記昇圧多出力型制御パワー生成手段は、前記駆動パワー追従信号に所定の追従信号オフセット電圧を加えた信号を第２基準電圧として、Ｎ系統の前記第２基準電圧に対応したＮ系統の制御パワーをそれぞれ生成する昇圧固定多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータを含み、
   前記昇圧固定多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記固定パワーを前記Ｎ系統の第２基準電圧に基づいて制御し、前記Ｎ対の駆動パワーの少なくとも１対が前記固定パワー以上の場合、固定パワー以上で、かつ前記１対の駆動パワーよりも若干大きめの制御パワーを生成し、前記Ｎ対の駆動パワーの少なくとも１対が前記固定パワー以下の場合、前記固定パワーに実質的に等しい制御パワーを生成することを特徴とする、請求項５記載の駆動装置。
7. 前記昇圧固定多出力型ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   前記Ｎ系統の制御パワーに比例するＮ系統の帰還電圧を、それぞれ生成するＮ個の帰還回路と、
   前記Ｎ系統の第２基準電圧と、前記Ｎ系統の帰還電圧とのそれぞれＮ系統の両電圧差を、１系統のＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号生成器と、
   １個のインダクタと、
   前記１系統のＰＷＭ信号に基づいて、前記固定パワーを前記１個のインダクタに充放電する１個の主スイッチと、
   前記１個のインダクタから放電される電力を、Ｎ系統に分割する分割器と、
   前記Ｎ系統に分割された放電電力を、それぞれ蓄えるＮ個のコンデンサとを備え、
   前記Ｎ系統の制御パワーは、前記Ｎ個のコンデンサの両端からそれぞれ出力されることを特徴とする、請求項６記載の駆動装置。
8. 前記主スイッチは、ｎｐｎトランジスタまたはｎチャンネルＭＯＳトランジスタであることを特徴とする、請求項７記載の駆動装置。
9. 前記アクチュエータは、第１、第２入力端子を備える一方、
   前記駆動パワー生成手段は、
   駆動波形信号を生成するサーボ回路と、
   ドライブ回路とを含み、
   前記ドライブ回路は、前記駆動波形信号に準じ、前記制御パワーを用いて逆相関係にある１対の駆動パワーを生成する駆動パワー生成素子群を含み、
   該１対の駆動パワーを前記第１、第２入力端子に供給すること特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
10. 前記駆動パワー追従信号は、前記駆動波形信号と、所定の第１基準電圧との差の絶対値に対応したレベルを有することを特徴とする、請求項９記載の駆動装置。
11. 前記１対の駆動パワーは、１対の前記駆動パワー生成素子のエミッタ端子またはソース端子から前記アクチュエータの前記第１、第２入力端子に供給され、
    前記駆動パワー追従信号は、前記１対の駆動パワー生成素子のベース電圧またはゲート電圧の最大値であることを特徴とする、請求項９記載の駆動装置。
12. 前記駆動パワー生成素子は、ｎｐｎトランジスタまたはｎチャンネルＭＯＳトランジスタのいずれかであることを特徴とする、請求項９記載の駆動装置。
13. 前記駆動パワー追従信号のレベルは、１対の前記駆動パワーの最大値と等しいことを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
14. 前記可動型ヘッドは光ピックアップであることを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
15. 前記アクチュエータは、可動型ヘッドの対物レンズをフォーカス方向に作動させるフォーカスアクチュエータであり、
    前記駆動パワー生成手段は、前記フォーカスアクチュエータに前記駆動パワーを供給するフォーカス駆動パワー生成手段であることを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
16. 前記アクチュエータは、可動型ヘッドの対物レンズをトラッキング方向に作動させるトラッキングアクチュエータであり、
    前記駆動パワー生成手段は、前記トラッキングアクチュエータに前記駆動パワーを供給するトラッキング駆動パワー生成手段であることを特徴とする、請求項１記載の駆動装置。
17. 可動型ヘッドを作動させるＮ（Ｎは２以上の整数）個のアクチュエータにＮ対の駆動パワーをそれぞれ供給する方法であって、
    所定の固定パワーを生成するステップと、
    前記Ｎ個のアクチュエータを駆動するのに必要な前記Ｎ対の駆動パワーをそれぞれ検出し、前記Ｎ対の駆動パワーに追従するＮ系統の駆動パワー追従信号をそれぞれ生成するステップと、
    前記固定パワーを前記Ｎ系統の駆動パワー追従信号に基づいて制御し、前記Ｎ対の駆動パワーの少なくとも１対が前記固定パワー以上の場合、前記固定パワー以上で、かつ前記１対の駆動パワーよりも若干大きめの制御パワーを生成するステップと、
    前記Ｎ系統の制御パワーを用いて前記Ｎ対の駆動パワーをそれぞれ生成するステップと、
    を有することを特徴とする駆動方法。
    

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