JP2023076042A - リニアモータ用のモータドライバ回路、それを用いた位置決め装置、ハードディスク装置 - Google Patents

Abstract

【課題】逆起電力の検出精度の改善にある。
【解決手段】電流検出回路２１０は、駆動対象のモータ１０２の駆動電流Ｉ_ＤＲＶに応じた電流検出信号Ｖ_ＣＳを生成する。逆起電力検出回路２２０は、検出期間において、電流検出信号Ｖ_ＣＳとモータ１０２の両端間電圧Ｖ_Ｍとにもとづいてモータ１０２の逆起電力を示す逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦを生成する。コントローラ２３０は、駆動期間において、電流検出信号Ｖ_ＣＳが逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦにもとづく電流指令に近づくように、電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬをフィードバックにより生成し、検出期間において、電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬを固定する。モータドライバ回路２００は、駆動期間と検出期間を時分割で繰り返す。
【選択図】図１

Description

本開示は、リニアモータのドライバ回路に関する。

さまざまな電子機器や産業機械に、対象物を位置決めするリニアモータ（リニアアクチュエータ）が使用される。ボイスコイルモータは、リニアモータのひとつであり、供給される駆動電流に応じて、可動子の位置を制御可能である。ボイスコイルモータの駆動回路は、ボイスコイルモータに流れる電流を、目標位置を規定する目標電流に近づくようにフィードバック制御する。

ハードディスクのヘッドを位置決めするアクチュエータドライバでは、電流を目標値に安定化させる定電流制御と、逆起電力を目標値に安定化させる制御が切りかえ可能となっている。特許文献１には、モータの両端間電圧から、モータの電流に比例した電圧を減算することにより、逆起電力を検出する回路が開示されている。

特許４７０７６２４号公報

本発明者は、特許文献１に記載の技術について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。特許文献１の技術では、逆起電力の検出中も、フィードバックループが有効となっている。このフィードバックループが有効の期間は、モータドライバ回路の出力電圧、つまりモータの両端間電圧に含まれるノイズが大きい。したがって、逆起電力の検出の精度が低下するという問題があった。

本開示は係る課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、逆起電力の検出精度の改善にある。

本開示のある態様のモータドライバ回路は、駆動対象のモータの駆動電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出回路と、検出期間において、電流検出信号とモータの両端間電圧とにもとづいてモータの逆起電力を示す逆起電力検出信号を生成する逆起電力検出回路と、駆動期間において、電流検出信号が逆起電力検出信号にもとづく電流指令に近づくように、電圧指令をフィードバックにより生成し、検出期間において、電圧指令を固定するコントローラと、電圧指令にもとづいた駆動信号を生成する出力段と、を備える。モータドライバ回路は、駆動期間と検出期間を時分割で繰り返す。

なお、以上の構成要素を任意に組み合わせたもの、構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明あるいは本開示の態様として有効である。さらに、この項目（課題を解決するための手段）の記載は、本発明の欠くべからざるすべての特徴を説明するものではなく、したがって、記載されるこれらの特徴のサブコンビネーションも、本発明たり得る。

本開示のある態様によれば、逆起電力の検出精度を改善できる。

図１は、実施形態に係るモータドライバ回路を備える位置決め装置のブロック図である。 図２は、モータの等価回路図である。 図３は、図１のモータドライバ回路の速度制御モードの動作を説明する図である。 図４は、一実施例に係るモータドライバ回路の回路図である。 図５は、図４のモータドライバ回路の一部の構成例を示す回路図である。 図６は、実施例１に係る逆起電力検出回路のブロック図である。 図７は、実施例２に係る逆起電力検出回路のブロック図である。 図８は、図５の逆起電力検出回路の構成例を示す回路図である。 図９は、図４のモータドライバ回路のノイズ特性を示す図である。 図１０は、モータドライバ回路を備えるハードディスク装置を示す図である。

（実施形態の概要）
本開示のいくつかの例示的な実施形態の概要を説明する。この概要は、後述する詳細な説明の前置きとして、実施形態の基本的な理解を目的として、１つまたは複数の実施形態のいくつかの概念を簡略化して説明するものであり、発明あるいは開示の広さを限定するものではない。この概要は、考えられるすべての実施形態の包括的な概要ではなく、すべての実施形態の重要な要素を特定することも、一部またはすべての態様の範囲を線引きすることも意図していない。便宜上、「一実施形態」は、本明細書に開示するひとつの実施形態（実施例や変形例）または複数の実施形態（実施例や変形例）を指すものとして用いる場合がある。

一実施形態に係るモータドライバ回路は、駆動対象のモータの駆動電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出回路と、検出期間において電流検出信号とモータの両端間電圧とにもとづいてモータの逆起電力を示す逆起電力検出信号を生成する逆起電力検出回路と、駆動期間において、電流検出信号が逆起電力検出信号にもとづく電流指令に近づくように、電圧指令をフィードバックにより生成し、検出期間において、電圧指令を固定するコントローラと、電圧指令にもとづいた駆動信号を生成する出力段と、を備える。コントローラは、駆動期間と検出期間を時分割で繰り返す。

この構成によると、逆起電力の検出期間において、フィードバックが停止し、定電圧駆動となる。そのため、モータの両端間電圧に含まれるノイズが減少するため、逆起電力の検出精度を高めることができる。

一実施形態において、コントローラは、駆動期間から検出期間に切りかえる直前の電圧指令をラッチしてもよい。これにより、フィードバックループを遮断することの影響を最低限に抑えることができる。

一実施形態において、モータドライバ回路は、逆起電力検出信号を上位コントローラに供給するとともに、上位コントローラが逆起電力検出信号にもとづいて生成した電流指令を受信するインタフェース回路をさらに備えてもよい。

一実施形態において、モータドライバ回路は、電流検出信号と電流指令の誤差にもとづくアナログ誤差信号を受け、第１カットオフ周波数を有する第１ローパスフィルタと、第１ローパスフィルタの出力をデジタル誤差信号に変換する第１Ａ／Ｄコンバータと、逆起電力検出信号を受け、第１カットオフ周波数より高い第２カットオフ周波数を有する第２ローパスフィルタと、第２ローパスフィルタの出力をデジタル信号に変換する第２Ａ／Ｄコンバータと、をさらに備えてもよい。駆動期間において、コントローラは、第１Ａ／Ｄコンバータの出力にもとづいて電圧指令を生成し、検出期間において得られた第２Ａ／Ｄコンバータの出力にもとづいて、電流指令が生成されてもよい。これにより、電流検出信号と、逆起電力検出信号を、異なるサンプリングレートでデジタル信号に変換することができる。

一実施形態において、第１ローパスフィルタと第２ローパスフィルタは、第１カットオフ周波数と第２カットオフ周波数が切りかえ可能であり、時分割で共有される同一のローパスフィルタであり、第１Ａ／Ｄコンバータと第２Ａ／Ｄコンバータは、時分割で共有される同一のＡ／Ｄコンバータであってもよい。これにより回路面積の増加を抑制できる。

一実施形態において、逆起電力検出回路は、電流検出信号を増幅する第１アンプと、モータの両端間の電圧に、１より小さいゲインを乗算して出力する第２アンプと、第１アンプの出力と第２アンプの出力の差分に応じた逆起電力検出信号を生成する第３アンプと、を含んでもよい。モータの両端には、電源電圧付近の大きな電圧が発生しうる。この大きな電圧を、減算アンプに入力すると、減算アンプを高耐圧素子で構成する必要がある。上記構成では、第２アンプを設けて、モータの両端間電圧に含まれるＤＣバイアスを圧縮することにより、減算アンプである第３アンプに入力される電圧を小さくできる。これにより、第３アンプを低耐圧素子で構成することが可能となり逆起電力検出回路の面積を小型化できる。

一実施形態において、モータドライバ回路は、電流検出信号と電流指令の誤差を増幅し、アナログ誤差信号を生成する第４アンプをさらに備えてもよい。

一実施形態において、第１アンプと第４アンプは、時分割で共有される同一のアンプであってもよい。これにより回路面積の増加を抑制できる。

一実施形態において、モータはリニアモータであってもよい。

一実施形態において、リニアモータは、ボイスコイルモータであってもよい。

一実施形態において、モータドライバ回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。回路を１つのチップ上に集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

一実施形態に係る位置決め装置は、リニアモータと、リニアモータを駆動する上述のいずれかのモータドライバ回路と、を備える。

一実施形態に係るハードディスク装置は、上述の位置決め装置を備える。

（実施形態）
以下、好適な実施形態について、図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施形態は、開示および発明を限定するものではなく例示であって、実施形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも開示および発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂに接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書に示される波形図やタイムチャートの縦軸および横軸は、理解を容易とするために適宜拡大、縮小したものであり、また示される各波形も、理解の容易のために簡略化されている。

図１は、実施形態に係るモータドライバ回路２００を備える位置決め装置１００のブロック図である。位置決め装置１００は、モータ１０２、上位コントローラ１０４およびモータドライバ回路２００を備える。本実施形態においてモータ１０２はリニアモータである。

上位コントローラ１０４は、位置決め装置１００を統合的に制御する。上位コントローラ１０４はたとえば、マイクロコントローラ、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）で構成される。

モータドライバ回路２００は、上位コントローラ１０４からの制御指令を受け、制御指令に応じた量の駆動電流Ｉ_ＤＲＶをモータ１０２に供給する。モータ１０２はたとえばボイスコイルモータであり、その可動子は、モータ１０２に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶに応じた量だけ変位する。

続いてモータドライバ回路２００の構成を説明する。

モータドライバ回路２００は、電流検出回路２１０、逆起電力検出回路２２０、フィードバックコントローラ２３０、出力段２４０、内部ロジック２５０、インタフェース回路２６０を備える。

電流検出回路２１０は、駆動対象のモータ１０２に流れる駆動電流Ｉ_ＤＲＶに応じた電流検出信号Ｖ_ＣＳを生成する。

逆起電力検出回路２２０は、電流検出信号Ｖ_ＣＳとモータ１０２の両端間電圧Ｖ_Ｍとにもとづいて、モータ１０２の逆起電力（ＢＥＭＦ：Back ElectroMotive Force）を示す逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦを生成する。逆起電力は、モータ１０２の速度に比例する。

モータドライバ回路２００は、位置制御モードと、速度制御モードの２つのモードで動作可能である。

内部ロジック２５０は、電流指令Ｖ_ＲＥＦを出力する。位置制御モードでは、電流指令Ｖ_ＲＥＦは、モータ１０２の目標位置に対して線形に変化する。速度制御モードでは、電流指令Ｖ_ＲＥＦは、逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦが、速度指令に近づくように生成される。

インタフェース回路２６０は、上位コントローラ１０４と通信可能である。インタフェース回路２６０は、位置制御モードにおける電流指令Ｖ_ＲＥＦを指示する情報を上位コントローラ１０４から受信してもよい。

速度制御モードにおける電流指令Ｖ_ＲＥＦの計算は、内部ロジック２５０において行ってもよい。あるいはインタフェース回路２６０を利用して逆起電力の情報を、上位コントローラ１０４に送信し、上位コントローラ１０４が、逆起電力が速度指令に近づくように電流指令を指示する情報を生成し、内部ロジック２５０に送り返してもよい。

フィードバックコントローラ２３０は、位置制御モードおよび速度制御モードにおいて、電流検出信号Ｖ_ＣＳが電流指令Ｖ_ＲＥＦに近づくように、電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬを生成する。

出力段２４０は、電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬに応じた駆動信号を生成し、モータ１０２に供給する。たとえば出力段２４０は、電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬをゲイン倍した電圧信号をモータ１０２に印加する。

続いて、速度制御モードについて詳しく説明する。上述のように、速度制御モードでは、モータ１０２の速度を示す逆起電力に関する情報を検出する必要がある。そこで、逆起電力検出回路２２０における逆起電力の検出について説明する。

図２は、モータ１０２の等価回路図である。モータ１０２は、コイルのインダクタンスＬと、直流抵抗ｒおよび電圧源１０３で表される。電圧源１０３は、モータ１０２の回転数に比例した逆起電力ｅを発生する。

モータ１０２に一定の駆動電流Ｉ_ＤＲＶが流れていると仮定できるとき、インダクタンスＬの電圧（起電力）はゼロであり、抵抗ｒの電圧降下はｒ×Ｉ_ＤＲＶである。したがって、モータ１０２の両端間電圧Ｖ_Ｍは、
Ｖ_Ｍ＝Ｉ_ＤＲＶ×ｒ－ｅ
で表される。

逆起電力検出回路２２０は、電流検出信号Ｖ_ＣＳに適切な係数を乗算することにより、Ｉ_ＤＲＶ×ｒに相当する電圧Ｖｒを生成する。そして、モータ１０２の両端間電圧Ｖ_Ｍから、電圧Ｖｒを減算することにより、逆起電力ｅを示す逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦを生成する。

図１に戻る。速度制御モードにおいて、モータドライバ回路２００は、駆動期間φ_１と検出期間φ_２を時分割で交互に繰り返す。検出期間φ_２は、逆起電力検出回路２２０により逆起電力ｅを検出する期間である。この検出期間φ_２において得られた逆起電力ｅにもとづいて、次の駆動期間φ_１における電流指令Ｖ_ＲＥＦが生成される。

上述のように、逆起電力検出回路２２０は、検出期間φ_２において、電流検出信号Ｖ_ＣＳとモータ１０２の両端間電圧Ｖ_Ｍとにもとづいてモータ１０２の逆起電力ｅを示す逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦを生成する。

フィードバックコントローラ２３０は、駆動期間φ_１において、電流検出信号Ｖ_ＣＳが、逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいて生成された電流指令Ｖ_ＲＥＦに近づくように、電圧指令Ｖ_ＢＥＭＦをフィードバックにより生成する。駆動期間φ_１におけるフィードバックコントローラ２３０の動作モードを、電流制御ループ（ＣＣＬ：Current Control Loop）モードと称する。

フィードバックコントローラ２３０は、検出期間φ_２において、電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬを固定する。たとえばフィードバックコントローラ２３０は、駆動期間φ_１から検出期間φ_２に切りかえる直前の電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬをラッチする。つまり検出期間φ_２の間は、フィードバックコントローラ２３０によるフィードバック制御（電流制御）が無効となり、オープンループでモータ１０２が駆動される。電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬが固定されると、モータ１０２には定電圧が印加されるから、検出期間φ_２におけるフィードバックコントローラ２３０の動作モードを、定電圧モード、あるいはオープンループモードともいう。

以上が位置決め装置１００の構成である。続いてその動作を説明する。図３は、図１のモータドライバ回路２００の速度制御モードの動作を説明する図である。速度制御モードでは、駆動期間φ_１と検出期間φ_２を交互に繰り返す。図３には、３サイクル分の動作が示される。検出期間φ２は短い方が好ましく、たとえば５～１０μｓ程度に定めることができる。

ｉ番目のサイクルの駆動期間φ_１の間、フィードバックコントローラ２３０は、ＣＣＬモードで動作し、電流検出信号Ｖ_ＣＳは、電流指令Ｖ_ＲＥＦに安定化される。このとき、電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬは、電流検出信号Ｖ_ＣＳが電流指令Ｖ_ＲＥＦに近づくように調節される。

検出期間φ_２となると、フィードバックコントローラ２３０は、定電圧モードで動作し、電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬが固定される。この状態で、逆起電力検出回路２２０がイネーブル状態となり、逆起電力ｅが検出される。このとき生成される逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦにもとづいて、次の駆動期間φ_１における電流指令Ｖ_{ＲＥＦ（ｉ＋１）}が更新される。電流指令Ｖ_{ＲＥＦ（ｉ＋１）}は、逆起電力が、速度指令に近づくように生成される。

以上がモータドライバ回路２００の動作である。このモータドライバ回路２００によれば、検出期間φ_２において、逆起電力を検出し、逆起電力がその目標値（速度指令）に近づくように電流指令Ｖ_ＲＥＦを更新する。これがメジャーループの動作である。

一方、駆動期間φ_１において、電流検出信号Ｖ_ＣＳが、メジャーループにより更新された電流指令Ｖ_ＲＥＦに近づくように、電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬを生成する。これがマイナーループの動作である。

モータドライバ回路２００は、駆動期間φ_１と検出期間φ_２を繰り返すことにより、逆起電力を目標値に安定化することができ、速度制御が実現できる。

モータドライバ回路２００の利点を説明する。上述のように逆起電力検出回路２２０による逆起電力の検出には、モータ１０２の両端間電圧Ｖ_Ｍが利用される。ここでモータ１０２の両端間電圧Ｖ_Ｍはモータドライバ回路２００の出力であり、それに含まれるノイズは、フィードバックコントローラ２３０によるフィードバックが有効であるときに大きくなる。したがって、フィードバックコントローラ２３０がＣＣＬモードで動作しているときに、逆起電力を検出すると、逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦにノイズの影響が含まれることとなり、検出精度が低下する。逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦの精度の低下は、速度制御の精度の低下を意味する。本実施形態によれば、逆起電力の検出期間φ２において、フィードバックコントローラ２３０によるフィードバックループを無効化し、定電圧駆動に切りかえている。これにより、検出期間φ_２の間、モータ１０２の両端間電圧Ｖ_Ｍが一定となるため、それに含まれるノイズが減少する。これにより、逆起電力の検出精度を改善できる。

続いてモータドライバ回路２００の具体的な実施例を説明する。

図４は、一実施例に係るモータドライバ回路２００Ａの回路図である。モータドライバ回路２００Ａは、電流検出回路２１０、逆起電力検出回路２２０、フィードバックコントローラ２３０、出力段２４０、内部ロジック２５０、インタフェース回路２６０に加えて、ローパスフィルタ２７０、Ａ／Ｄコンバータ２７２、Ｄ／Ａコンバータ２７４を備える。

ローパスフィルタ２７０は、Ａ／Ｄコンバータ２７２に前置されるフィルタであり、逆起電力検出回路２２０が生成する逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦを受ける。ローパスフィルタ２７０は、たとえば１ＭＨｚ程度のカットオフ周波数を有している。Ａ／Ｄコンバータ２７２は、ローパスフィルタ２７０の出力をデジタル信号Ｄ_ＢＥＭＦに変換する。内部ロジック２５０は、デジタル信号Ｄ_ＢＥＭＦをインタフェース回路２６０を利用して上位コントローラ１０４に送信する。

上位コントローラ１０４は、デジタル信号Ｄ_ＢＥＭＦを受け、デジタル信号Ｄ_ＢＥＭＦが目標値（速度指令値）に近づくように、デジタルの電流指令Ｄ_ＲＥＦを生成し、インタフェース回路２６０に送信する。インタフェース回路２６０が受信したデジタルの電流指令Ｄ_ＲＥＦは、Ｄ／Ａコンバータ２７４によってアナログの電流指令Ｖ_ＲＥＦに変換される。

フィードバックコントローラ２３０は、減算器２３２、ローパスフィルタ２３３、Ａ／Ｄコンバータ２３４、ＰＩ（比例・積分）補償器２３６、Ｄ／Ａコンバータ２３８を備える。減算器２３２は、電流指令Ｖ_ＲＥＦから電流検出信号Ｖ_ＣＳを減算し、誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。ローパスフィルタ２３３は、Ａ／Ｄコンバータ２３４に前置されるフィルタであり、減算器２３２が生成する誤差信号Ｖ_ＥＲＲを受ける。ローパスフィルタ２３３はたとえば数ｋＨｚのカットオフ周波数を有する。Ａ／Ｄコンバータ２３４は、ローパスフィルタ２３３の出力をデジタルの誤差信号Ｄ_ＥＲＲに変換する。ＰＩ補償器２３６は、デジタルの誤差信号Ｄ_ＥＲＲにもとづいて、デジタルの電圧指令Ｄ_ＣＴＲＬを生成する。ＰＩ補償器２３６に代えて、ＰＩＤ（比例・積分・微分）補償器を用いてもよい。Ｄ／Ａコンバータ２３８は、デジタルの電圧指令Ｄ_ＣＴＲＬをアナログの電圧指令Ｖ_ＣＴＲＬに変換する。以上がモータドライバ回路２００Ａの構成である。

図５は、図４のモータドライバ回路２００Ａの一部の構成例を示す回路図である。逆起電力検出回路２２０は、第１アンプＡＭＰ１、第２アンプＡＭＰ２、第３アンプＡＭＰ３、キャリブレーション回路２２２を備える。

第１アンプＡＭＰ１は、電流検出信号Ｖ_ＣＳをゲインｇ_１で増幅する。第２アンプＡＭＰ２は、モータ１０２の両端間の電圧Ｖ_Ｍに、１より小さいゲインｇ_２を乗算して出力する。たとえばゲインｇ_２は、１／８倍より小さく定めるとよい。

第３アンプＡＭＰ３は、第１アンプＡＭＰ１の出力Ｖ_Ａ１と第２アンプＡＭＰ２の出力Ｖ_Ａ２の差分に応じた逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦを生成する。

キャリブレーション回路２２２は、キャリブレーションモードにおいてアクティブとなり、モータ１０２の固定子が動かない状態、つまり逆起電力がゼロの状態で、逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦがゼロとなるように、逆起電力検出回路２２０における回路定数を調節する。たとえばキャリブレーション回路２２２は、第１アンプＡＭＰ１のゲインｇ_１を調節する。

図５の逆起電力検出回路２２０の動作を説明する。キャリブレーションモードでは、フィードバックコントローラ２３０によるフィードバックが無効となり、出力段２４０は、モータ１０２の可動子が、メカ端に抑え付けられるように十分に大きな駆動電流Ｉ_ＤＲＶを出力する。これにより、逆起電力がゼロの状態となる。

モータ１０２の内部抵抗をｒとする。キャリブレーションモードでは、第１アンプＡＭＰ１の出力Ｖ_Ａ１は、式（１）となる。Ａ_０は、電流検出回路２１０のゲインである。
Ｖ_Ａ１＝Ｉ_ＤＲＶ×Ａ_０×ｇ_１

キャリブレーションモードでは、逆起電力はゼロであるから、モータ１０２の両端間電圧は、ｒ×Ｉ_ＤＲＶとなり、第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖ_Ａ２は、式（２）となる。
Ｖ_Ａ２＝ｇ_２×ｒ×Ｉ_ＤＲＶ …（２）

キャリブレーションモードにおいて、第３アンプＡＭＰ３の出力である逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦは、式（３）で表される。
Ｖ_ＢＥＭＦ＝ｇ_３×（Ｖ_Ａ２－Ｖ_Ａ１） …（３）
ｇ_３は第３アンプＡＭＰ３のゲインである。

キャリブレーションモードにおいて、逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦをゼロにするには、Ｖ_Ａ２＝Ｖ_Ａ１が成り立てばよい。つまり、式（４）が成り立つように、ゲインｇ_１が調節される。
Ｉ_ＤＲＶ×Ａ_０×ｇ_１＝ｇ_２×ｒ×Ｉ_ＤＲＶ…（４）

つまり調節後のゲインｇ_１は、式（５）を満たす。
ｇ_１＝ｇ_２×ｒ／Ａ_０ …（５）

キャリブレーション後の通常動作状態において、モータ１０２に逆起電力ｅが発生しているとする。このときの第２アンプＡＭＰ２の出力Ｖ_Ａ２は式（６）で表される。
Ｖ_Ａ２＝ｇ_２×ｒ×Ｉ_ＤＲＶ－ｅ…（６）

このときの第３アンプＡＭＰ３の出力である逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦは、式（７）で表される。
Ｖ_ＢＥＭＦ＝ｇ_３×（Ｖ_Ａ２－Ｖ_Ａ１）＝ｇ_３×（ｇ_２×ｒ×Ｉ_ＤＲＶ－ｅ－Ｉ_ＤＲＶ×Ａ_０×ｇ_１） …（７）
ここで、事前のキャリブレーションによって式（５）を満たすようにｇ_１が調節されているとき、逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦは式（８）で表される。
Ｖ_ＢＥＭＦ＝ｇ_３×（ｇ_２×ｒ×Ｉ_ＤＲＶ－ｅ－Ｉ_ＤＲＶ×Ａ_０×ｇ_１）＝－ｇ_３×ｅ …（８）

このように、モータドライバ回路２００の逆起電力検出回路２２０によれば、逆起電力ｅに比例する逆起電力検出信号Ｖ_ＢＥＭＦを生成できる。

（実施例１）
図６は、実施例１に係る逆起電力検出回路２２０のブロック図である。図６には、各ブロックの電源電圧および各ブロックを構成するトランジスタの耐圧が示されている。ＬＶは、低耐圧素子で構成されることを、ＨＶは、高耐圧素子で構成されることを示す。たとえば、ＬＶは、０～５Ｖの範囲で動作可能な素子を、ＨＶは５～１５Ｖの範囲で動作可能な素子を示す。実施例１では、電源電圧Ｖ_ＤＤは１．５Ｖである。

第２アンプＡＭＰ２のゲインはたとえばｇ_２＝１／１６である。モータの両端間電圧Ｖ_Ｍが－１０Ｖ～＋１０Ｖで変動する場合に、第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖ_Ａ２において、モータの両端間電圧は、－０．６Ｖ～０．６Ｖに圧縮される。第２アンプＡＭＰ２は、低耐圧素子で構成される。

電流検出回路２１０は、駆動電流Ｉ_ＤＲＶの経路上に設けられたセンス抵抗Ｒｓと、センス抵抗Ｒｓの電圧降下を電流検出信号Ｖ_ＣＳに変換するアンプと、を含む。このアンプのゲインを１とすると、電流検出回路２１０のゲインＡ_０は、Ｒｓと等しい。

たとえばＲｓ＝０．２２Ω、駆動電流Ｉ_ＤＲＶを０．７８Ａ～４．５５Ａとすると、電流検出信号Ｖ_ＣＳは、０．１７～１．０Ｖの範囲を取り得る。電流検出信号Ｖ_ＣＳを増幅する第１アンプＡＭＰ１は、低耐圧素子で構成される。第１アンプＡＭＰ１のゲインｇ_１は、キャリブレーションによって調節される。調整後のゲインｇ_１は、
ｇ_１＝ｇ_２×ｒ／Ｒｓ
を満たす。ゲインｇ_１はモータ１０２の内部抵抗ｒに応じており、ｒとして２．１～１２．２Ωの範囲を想定すると、ゲインｇ_１は０．６～３．４８となる。第１アンプＡＭＰ１の出力電圧Ｖ_Ａ１は、０．６Ｖ程度である。

第３アンプＡＭＰ３は、低耐圧素子で構成される。第３アンプＡＭＰ３のゲインｇ_３はたとえば８倍とすることができる。

（実施例２）
図７は、実施例２に係る逆起電力検出回路２２０のブロック図である。実施例２では電源電圧Ｖ_ＤＤは５Ｖである。第２アンプＡＭＰ２のゲインはたとえばｇ_２＝１／４である。モータの両端間電圧Ｖ_Ｍが－９Ｖ～＋９Ｖで変動する場合に、第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖ_Ａ２において、モータの両端間電圧は、－２．２５Ｖ～２．２５Ｖに圧縮される。第２アンプＡＭＰ２は、低耐圧素子で構成される。

Ｒｓ＝０．２２Ω、駆動電流Ｉ_ＤＲＶを０．７３Ａ～４．２６Ａとすると、電流検出信号Ｖ_ＣＳは、０．１６～０．９４Ｖの範囲を取り得る。電流検出信号Ｖ_ＣＳを増幅する第１アンプＡＭＰ１は、低耐圧素子で構成される。第１アンプＡＭＰ１のゲインｇ_１は、キャリブレーションによって調節される。調整後のゲインｇ_１は、
ｇ_１＝ｇ_２×ｒ／Ｒｓ
を満たす。ゲインｇ_１はモータ１０２の内部抵抗ｒに応じており、ｒとして２．１～１２．２Ωの範囲を想定すると、ゲインｇ_１は２．４～１３．９２となる。第１アンプＡＭＰ１の出力電圧Ｖ_Ａ１は、２．２５Ｖとなり、実施例１の約４倍である。

第３アンプＡＭＰ３は、低耐圧素子で構成される。第３アンプＡＭＰ３のゲインｇ_３はたとえば２倍とすることができる。

実施例１では、第２アンプＡＭＰ２のゲインｇ_２が１／１６である。ゲインｇ_２が小さいと、逆起電力の検出精度が、電流検出信号Ｖ_ＣＳの誤差の影響を強く受けることとなる。実施例２では、第２アンプＡＭＰ２のゲインｇ_２は１／４であり、実施例１と比べて４倍としている。これにより、逆起電力の検出精度が、電流検出信号の誤差の影響を受けにくくなる。

以上が逆起電力検出回路２２０の構成である。この逆起電力検出回路２２０では、第３アンプＡＭＰ３を低耐圧素子で構成することができる。これにより逆起電力検出回路２２０の面積、ひいてはモータドライバ回路２００の面積を小さくできる。

第３アンプＡＭＰ３のゲインｇ_３を、プラットフォームやモータ１０２の使用に応じて可変としたい場合がある。ゲインを切りかえるためには、抵抗ネットワークと、複数のスイッチが必要となる。第３アンプＡＭＰ３を高耐圧素子で構成する場合、スイッチを高耐圧トランジスタで構成する必要があり、これが第３アンプＡＭＰ３の面積の肥大化の要因となる。

図５の逆起電力検出回路２２０では、第３アンプＡＭＰ３のゲインを可変とした場合であっても、スイッチを低耐圧トランジスタで構成できるため、回路面積を削減できる。なお、逆起電力検出回路２２０には高耐圧素子で構成される第２アンプＡＭＰ２が追加されているが、第２アンプＡＭＰ２のゲインは固定でよいため、ゲイン切りかえのためのスイッチが不要であるから、第３アンプＡＭＰ３の面積削減の効果は、第２アンプＡＭＰ２による面積増加を上回ることとなる。

図５に戻る。フィードバックコントローラ２３０は、図４のフィードバックコントローラ２３０に加えて、第４アンプＡＭＰ４をさらに備える。この例では、減算器２３２は、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を含む。第４アンプＡＭＰ４は、減算器２３２の出力信号を増幅し、誤差信号Ｖ_ＥＲＲを生成する。

以上がモータドライバ回路２００の構成例である。

Ａ／Ｄコンバータ２７２は検出期間φ_２において動作し、Ａ／Ｄコンバータ２３４は、駆動期間φ_１に動作する。つまりＡ／Ｄコンバータ２７２とＡ／Ｄコンバータ２３４は同時には動作しない。そこでＡ／Ｄコンバータ２７２とＡ／Ｄコンバータ２３４を、同一のＡ／Ｄコンバータ２８０で構成し、それを時分割で共有してもよい。これにより、回路面積を削減できる。Ａ／Ｄコンバータ２８０は、駆動期間φ_１と検出期間φ_２とでサンプリング周波数が切りかえ可能に構成される。

同様に、ローパスフィルタ２７０は検出期間φ_２において動作し、ローパスフィルタ２３３は、駆動期間φ_１に動作する。つまりローパスフィルタ２７０とローパスフィルタ２３３は同時には動作しない。そこでローパスフィルタ２７０とローパスフィルタ２３３を、同一のローパスフィルタ２８２で構成し、時分割で共有してもよい。これにより、回路面積を削減できる。

上述のように、Ａ／Ｄコンバータ２８０のサンプリング周波数は、駆動期間φ_１と検出期間φ_２とで切りかえられるから、ローパスフィルタ２８２も、駆動期間φ_１と検出期間φ_２とでカットオフ周波数が切りかえ可能に構成される。

さらに、第４アンプＡＭＰ４は検出期間φ_２において動作し、第１アンプＡＭＰ１は、駆動期間φ_１に動作する。第４アンプＡＭＰ４と第１アンプＡＭＰ１は同時には動作しない。そこで第４アンプＡＭＰ４と第１アンプＡＭＰ１を、同一のアンプ２８４で構成し、時分割で共有してもよい。これにより、回路面積を削減できる。アンプ２８４のゲインも、駆動期間φ_１と検出期間φ_２とでカットオフ周波数が切りかえ可能に構成される。

図８は、図５の逆起電力検出回路２２０の構成例を示す回路図である。第１アンプＡＭＰ１は、第３オペアンプＯＡ３、第９抵抗Ｒ９、第１０抵抗Ｒ１０を含む。第９抵抗Ｒ９の一端には、基準電圧Ｖ_{ＣＭＲＥＦ}が入力され、第９抵抗Ｒ９の他端は、第３オペアンプＯＡ３の反転入力端子と接続される。第１０抵抗Ｒ１０は、第３オペアンプＯＡ３の反転入力端子と出力の間に接続される。第１アンプＡＭＰ１の出力電圧Ｖ_Ａ１は、式（９）で表される。基準電圧Ｖ_{ＣＭＲＥＦ}は、電源電圧Ｖ_ＤＤの１／２程度に定めることができる。
Ｖ_Ａ１＝Ｖ_ＣＳ×（Ｒ９＋Ｒ１０）／Ｒ９＋Ｖ_{ＣＭＲＥＦ} …（９）

第２アンプＡＭＰ２は、第１オペアンプＯＡ１、第１抵抗Ｒ１～第４抵抗Ｒ４を含む。第１抵抗Ｒ１は、第１オペアンプＯＡ１の第１入力（－）と、モータ１０２の第１端（ＡＯＵＴ）との間に接続される。第２抵抗Ｒ２は、第１オペアンプＯＡ１の第２入力（＋）と、モータ１０２の第２端（ＢＯＵＴ）との間に接続される。第３抵抗Ｒ３は、第１オペアンプＯＡ１の第１入力（－）と、第１オペアンプＯＡ１の出力の間に接続される。第４抵抗Ｒ４は、一端が第１オペアンプＯＡ１の第２入力（＋）と接続され、他端に基準電圧Ｖ_{ＣＭＲＥＦ}を受ける。第２アンプＡＭＰ２の出力電圧Ｖ_Ａ２は、式（１０）で表される。ただし、Ｒ１＝Ｒ２、Ｒ３＝Ｒ４であるとする。
Ｖ_Ａ２＝Ｖ_Ｍ×Ｒ３／Ｒ１＋Ｖ_{ＣＭＲＥＦ} …（１０）

第３アンプＡＭＰ３は、第２オペアンプＯＡ２、第５抵抗Ｒ５～第８抵抗Ｒ８を含み、第２アンプＡＭＰ２と同様に構成される。Ｒ５＝Ｒ６、Ｒ７＝Ｒ８が成り立つとき、第３アンプＡＭＰ３の出力電圧Ｖ_ＢＥＭＦは、式（１１）で表される。
Ｖ_ＢＥＭＦ＝（Ｖ_Ａ１－Ｖ_Ａ２）×Ｒ７／Ｒ５＋Ｖ_{ＣＭＲＥＦ} …（１１）
なお、式（９）～（１１）から明らかなように基準電圧Ｖ_{ＣＭＲＥＦ}は、各電圧信号の中心レベル（オフセット）であり、図１～図６の説明では無視されている。

以上が逆起電力検出回路２２０の構成例である。

図９は、実施形態に係るモータドライバ回路のノイズ特性を示す図である。上段は、ノイズ密度を、下段は積分ノイズを示す。図９には、比較技術のノイズ特性が併せて示される。比較技術は、逆起電力の検出中においてもフィードバックコントローラ２３０をＣＣＬモードで動作させたものである。ノイズ密度を比較すると、１Ｈｚ～２０ｋＨｚの広い範囲において、実施形態の方が比較技術に比べてノイズ密度が改善されていることが分かる。また積分ノイズを比べると、すべての周波数範囲において、実施形態の方が、比較技術に有利である。

（用途）
図１０は、モータドライバ回路２００を備えるハードディスク装置９００を示す図である。ハードディスク装置９００は、プラッタ９０２、スイングアーム９０４、ヘッド９０６、スピンドルモータ９１０、シークモータ９１２、モータドライバ回路９２０を備える。モータドライバ回路９２０は、スピンドルモータ９１０やシークモータ９１２を駆動する。

シークモータ９１２はボイスコイルモータである。実施形態に係るモータドライバ回路２００は、モータドライバ回路９２０に内蔵されており、シークモータ９１２を駆動する。

本開示において、駆動対象であるリニアモータの構成や形式は特に限定されない。たとえばスプリングリターン方式のボイスコイルモータや、その他のリニアアクチュエータの駆動にも本開示は適用可能である。

モータドライバ回路２００を位置決め装置以外の用途で利用する場合、モータ１０２はスピンドルモータであってもよい。その場合には、上述の位置制御を、トルク制御と読み替えればよい。

位置決め装置１００の用途も、ハードディスク装置には限定されず、カメラのレンズの位置決め機構などにも適用できる。

h１００ 位置決め装置
１０２ モータ
１０４ 上位コントローラ
２００ モータドライバ回路
２１０ 電流検出回路
２２０ 逆起電力検出回路
２２２ キャリブレーション回路
２３０ フィードバックコントローラ
２４０ 出力段
２５０ 内部ロジック
２６０ インタフェース回路
２７０ ローパスフィルタ
２７２ Ａ／Ｄコンバータ
２７４ Ｄ／Ａコンバータ
２３２ 減算器
２３３ ローパスフィルタ
２３４ Ａ／Ｄコンバータ
２３６ ＰＩ補償器
２３８ Ｄ／Ａコンバータ
ＡＭＰ１ 第１アンプ
ＡＭＰ２ 第２アンプ
ＡＭＰ３ 第３アンプ
ＯＡ１，ＯＡ２，ＯＡ３ オペアンプ
Ｒ１ 第１抵抗
Ｒ２ 第２抵抗
Ｒ３ 第３抵抗
Ｒ４ 第４抵抗
Ｒ５ 第５抵抗
Ｒ６ 第６抵抗
Ｒ７ 第７抵抗
Ｒ８ 第８抵抗
Ｒ９ 第９抵抗
Ｒ１０ 第１０抵抗

Claims (13)

1. 駆動対象のモータの駆動電流に応じた電流検出信号を生成する電流検出回路と、
   検出期間において、前記電流検出信号と前記モータの両端間電圧とにもとづいて前記モータの逆起電力を示す逆起電力検出信号を生成する逆起電力検出回路と、
   駆動期間において、前記電流検出信号が前記逆起電力検出信号にもとづく電流指令に近づくように、電圧指令をフィードバックにより生成し、前記検出期間において、前記電圧指令を固定するコントローラと、
   前記電圧指令にもとづいた駆動信号を生成する出力段と、
   を備え、
   前記駆動期間と前記検出期間を時分割で繰り返す、モータドライバ回路。
2. 前記コントローラは、前記駆動期間から前記検出期間に切りかえる直前の前記電圧指令をラッチする、請求項１に記載のモータドライバ回路。
3. 前記逆起電力検出信号を上位コントローラに供給するとともに、前記上位コントローラが前記逆起電力検出信号にもとづいて生成した前記電流指令を受信するインタフェース回路をさらに備える、請求項１または２に記載のモータドライバ回路。
4. 前記電流検出信号と前記電流指令の誤差にもとづくアナログ誤差信号を受け、第１カットオフ周波数を有する第１ローパスフィルタと、
   前記第１ローパスフィルタの出力をデジタル誤差信号に変換する第１Ａ／Ｄコンバータと、
   前記逆起電力検出信号を受け、前記第１カットオフ周波数より高い第２カットオフ周波数を有する第２ローパスフィルタと、
   前記第２ローパスフィルタの出力をデジタル信号に変換する第２Ａ／Ｄコンバータと、
   をさらに備え、
   前記駆動期間において、前記コントローラは、前記第１Ａ／Ｄコンバータの出力にもとづいて前記電圧指令を生成し、
   前記検出期間において得られた前記第２Ａ／Ｄコンバータの出力にもとづいて、前記電流指令が生成される、請求項１から３のいずれかに記載のモータドライバ回路。
5. 前記第１ローパスフィルタと前記第２ローパスフィルタは、前記第１カットオフ周波数と前記第２カットオフ周波数が切りかえ可能であり、時分割で共有される同一のローパスフィルタであり、
   前記第１Ａ／Ｄコンバータと前記第２Ａ／Ｄコンバータは、時分割で共有される同一のＡ／Ｄコンバータである、請求項４に記載のモータドライバ回路。
6. 前記逆起電力検出回路は、
   前記電流検出信号を増幅する第１アンプと、
   前記モータの両端間の電圧に、１より小さいゲインを乗算して出力する第２アンプと、
   前記第１アンプの出力と前記第２アンプの出力の差分に応じた逆起電力検出信号を生成する第３アンプと、
   を含む、請求項４または５に記載のモータドライバ回路。
7. 前記電流検出信号と前記電流指令の誤差を増幅し、前記アナログ誤差信号を生成する第４アンプをさらに備える、請求項６に記載のモータドライバ回路。
8. 前記第１アンプと前記第４アンプは、時分割で共有される同一のアンプである、請求項７に記載のモータドライバ回路。
9. 前記モータはリニアモータである、請求項１から８のいずれかに記載のモータドライバ回路。
10. 前記リニアモータは、ボイスコイルモータである、請求項９に記載のモータドライバ回路。
11. ひとつの半導体基板に一体集積化される、請求項１から１０のいずれかに記載のモータドライバ回路。
12. リニアモータと、
    前記リニアモータを駆動する請求項１から１１のいずれかに記載のモータドライバ回路と、
    を備える、位置決め装置。
13. 請求項１２に記載の位置決め装置を備える、ハードディスク装置。

Images