JP2002093080A - 磁気ディスク装置ならびにボイスコイルモータ駆動回路 - Google Patents
磁気ディスク装置ならびにボイスコイルモータ駆動回路Info
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- Moving Of Head For Track Selection And Changing (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】ＶＣＭ型アクチュエータに生ずる逆起電圧を、
高速制御サンプル周期下の高速な電流変化にも影響を受
けずに検出し、高速・高帯域な速度制御系を構成するこ
とを可能にする逆起軌電圧検出器を用いた磁気ディスク
装置を提供する。 【解決手段】ボイスコイルモータのコイル端子電圧を検
出し、その値を定数倍かつ帯域制限した信号として出力
する第１の回路手段と、ボイスコイルモータの駆動電流
を検出し、前記駆動電流に比例した電圧信号を出力する
第２の回路手段と、前記第１の回路手段の出力と前記第
２の回路手段の出力の差分を取る演算手段より逆起電圧
検出器を構成し、これを磁気ディスク装置に適用する。
高速制御サンプル周期下の高速な電流変化にも影響を受
けずに検出し、高速・高帯域な速度制御系を構成するこ
とを可能にする逆起軌電圧検出器を用いた磁気ディスク
装置を提供する。 【解決手段】ボイスコイルモータのコイル端子電圧を検
出し、その値を定数倍かつ帯域制限した信号として出力
する第１の回路手段と、ボイスコイルモータの駆動電流
を検出し、前記駆動電流に比例した電圧信号を出力する
第２の回路手段と、前記第１の回路手段の出力と前記第
２の回路手段の出力の差分を取る演算手段より逆起電圧
検出器を構成し、これを磁気ディスク装置に適用する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ボイスコイルモー
タ（以下、ＶＣＭと略す）を用いて位置決めを行なう磁
気ディスク装置に係り、ＶＣＭの逆起電圧を用いて行う
速度制御に関する。
タ（以下、ＶＣＭと略す）を用いて位置決めを行なう磁
気ディスク装置に係り、ＶＣＭの逆起電圧を用いて行う
速度制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＶＣＭの逆起電圧検出器は、例えば、特
開平１１−２５６２５号公報に開示されているように、
非動作時に磁気ヘッドを円板面の退避エリアへ退避させ
る機構を持つ、いわゆるロードアンロード方式の磁気デ
ィスク装置において、磁気ヘッドのロード・アンロード
時の速度制御に用いられている。従来方式の逆起電圧検
出手段としては、図２に示すようにＶＣＭコイル端子電
圧からＶＣＭ駆動電流に比例する電圧を減算する方式が
広く知られている。図において、ＶＣＭコイル１は図示
のように抵抗値Ｒｍの抵抗４、インダクタンス値Ｌｍの
インダクタンス５、それと検出すべき逆起電圧６の３つ
の要素の直列接続としてモデリングできる。ＶＣＭコイ
ル１は電流検出用抵抗３と直列に図示しないドライバ回
路に接続され、ドライバ回路により電流２が制御され
る。このような回路においてオペアンプ２６に接続され
ている抵抗２７、２８の抵抗値Ｒ１、Ｒ２をＲｍ＝Ｒ２
／Ｒ１×Ｒｓを満たすような値に取り、オペアンプ２９
に接続されている抵抗３０〜３３の抵抗値Ｒ３、Ｒ４の
比をＧ＝Ｒ４／Ｒ３と置くと、検出される逆起電圧信号
Ｂｅｍｆ＿ｈは次式で表わすことができる。
開平１１−２５６２５号公報に開示されているように、
非動作時に磁気ヘッドを円板面の退避エリアへ退避させ
る機構を持つ、いわゆるロードアンロード方式の磁気デ
ィスク装置において、磁気ヘッドのロード・アンロード
時の速度制御に用いられている。従来方式の逆起電圧検
出手段としては、図２に示すようにＶＣＭコイル端子電
圧からＶＣＭ駆動電流に比例する電圧を減算する方式が
広く知られている。図において、ＶＣＭコイル１は図示
のように抵抗値Ｒｍの抵抗４、インダクタンス値Ｌｍの
インダクタンス５、それと検出すべき逆起電圧６の３つ
の要素の直列接続としてモデリングできる。ＶＣＭコイ
ル１は電流検出用抵抗３と直列に図示しないドライバ回
路に接続され、ドライバ回路により電流２が制御され
る。このような回路においてオペアンプ２６に接続され
ている抵抗２７、２８の抵抗値Ｒ１、Ｒ２をＲｍ＝Ｒ２
／Ｒ１×Ｒｓを満たすような値に取り、オペアンプ２９
に接続されている抵抗３０〜３３の抵抗値Ｒ３、Ｒ４の
比をＧ＝Ｒ４／Ｒ３と置くと、検出される逆起電圧信号
Ｂｅｍｆ＿ｈは次式で表わすことができる。
【０００３】
【数１】
【０００４】（数１）式による、従来の逆起電圧検出器
の測定原理について、図９に示したブロック図を用い
て、更に詳しく説明する。ここにおいてＶＣＭコイル
は、抵抗ＲｍとインダクタンスＬｍと検出すべき逆起電
圧Ｂｅｍｆの直列接続でモデル化できることは上述の通
りである。このＶＣＭコイルのインピーダンスＺはＲｍ
＋ｓＬｍで表わすことができる。ここでｓは微分演算子
である。ブロック１１２は[ＶＣＭコイル端子電圧Ｖｓ]
⇒[ＶＣＭコイル電流Ｉｍ]の変換係数、すなわち、ＶＣ
Ｍコイルのインピーダンスの逆数を表わしている。
の測定原理について、図９に示したブロック図を用い
て、更に詳しく説明する。ここにおいてＶＣＭコイル
は、抵抗ＲｍとインダクタンスＬｍと検出すべき逆起電
圧Ｂｅｍｆの直列接続でモデル化できることは上述の通
りである。このＶＣＭコイルのインピーダンスＺはＲｍ
＋ｓＬｍで表わすことができる。ここでｓは微分演算子
である。ブロック１１２は[ＶＣＭコイル端子電圧Ｖｓ]
⇒[ＶＣＭコイル電流Ｉｍ]の変換係数、すなわち、ＶＣ
Ｍコイルのインピーダンスの逆数を表わしている。
【０００５】１０４はＶＣＭコイル電流Ｉｍであり、こ
のＩｍは、１０１のＶＣＭ端子電圧Ｖｓと、アクチュエ
ータの移動によって生ずる１０２の逆起電圧Ｂｅｍｆと
の差分電圧（１０３）に、ＶＣＭコイルのインピーダン
スの逆数を乗じた形で表わすことができる。
のＩｍは、１０１のＶＣＭ端子電圧Ｖｓと、アクチュエ
ータの移動によって生ずる１０２の逆起電圧Ｂｅｍｆと
の差分電圧（１０３）に、ＶＣＭコイルのインピーダン
スの逆数を乗じた形で表わすことができる。
【０００６】従来技術の逆起電圧検出器では、このＶＣ
Ｍコイル電流Ｉｍ（１０４）から、ＶＣＭコイルの抵抗
Ｒｍによる電圧降下Ｖｒｍ（１０５）を算出し、この電
圧降下分をＶＣＭ端子電圧（１０１）から差し引くこと
により逆起電圧信号Ｂｅｍｆ＿ｈ（１０６）を求めると
いうものであった。このブロック図において、ブロック
１１３は[ＶＣＭコイル電流Ｉｍ]⇒[ＶＣＭコイル抵抗
値による電圧降下Ｖｒｍ]の変換係数、すなわち、ＶＣ
Ｍコイルの抵抗値Ｒｍを表わしている。
Ｍコイル電流Ｉｍ（１０４）から、ＶＣＭコイルの抵抗
Ｒｍによる電圧降下Ｖｒｍ（１０５）を算出し、この電
圧降下分をＶＣＭ端子電圧（１０１）から差し引くこと
により逆起電圧信号Ｂｅｍｆ＿ｈ（１０６）を求めると
いうものであった。このブロック図において、ブロック
１１３は[ＶＣＭコイル電流Ｉｍ]⇒[ＶＣＭコイル抵抗
値による電圧降下Ｖｒｍ]の変換係数、すなわち、ＶＣ
Ｍコイルの抵抗値Ｒｍを表わしている。
【０００７】以上の原理的流れにより、次に示す（数
２）式が得られる。
２）式が得られる。
【０００８】
【数２】
【０００９】この原理式を、図２に示す実際の従来方式
の逆起電圧検出器の回路と対応させると、先に示した
（数１）式が得られる。
の逆起電圧検出器の回路と対応させると、先に示した
（数１）式が得られる。
【００１０】このように、従来方式では逆起電圧検出値
にはＶＣＭコイル電流Ｉｍの微分に比例する項が含まれ
る。すなわち、（数１）式の右辺の括弧内第二項ｓＬｍ
・Ｉｍはラプラス変換表示の微分演算子ｓを含み、この
項はＶＣＭコイル電流Ｉｍの微分に比例する項となる。
よって、ＶＣＭコイル電流Ｉｍが変化している時、およ
び変化した直後にはこの微分項による過渡応答のため正
しい逆起電圧を検出することができない。このため、こ
の逆起電圧検出器を用いたロードアンロード制御系では
制御サンプル周期を十分に大きく取る(例えば７００マ
イクロ秒(μｓ)）ことでこの微分項による過渡応答を整
定させ、この影響を排除していた。
にはＶＣＭコイル電流Ｉｍの微分に比例する項が含まれ
る。すなわち、（数１）式の右辺の括弧内第二項ｓＬｍ
・Ｉｍはラプラス変換表示の微分演算子ｓを含み、この
項はＶＣＭコイル電流Ｉｍの微分に比例する項となる。
よって、ＶＣＭコイル電流Ｉｍが変化している時、およ
び変化した直後にはこの微分項による過渡応答のため正
しい逆起電圧を検出することができない。このため、こ
の逆起電圧検出器を用いたロードアンロード制御系では
制御サンプル周期を十分に大きく取る(例えば７００マ
イクロ秒(μｓ)）ことでこの微分項による過渡応答を整
定させ、この影響を排除していた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来方
式の逆起電圧検出器における制御サンプル周期の制約
は、逆起電圧信号の利用範囲を狭めている。逆起電圧は
速度に比例するため、これを信号品質の良い状態で、す
なわち、上記の微分項による過渡応答の問題なく、高速
制御サンプル周期下の高速な電流変化にも影響を受けず
に、逆起電圧を検出できれば前述のロード・アンロード
制御以外にも種々の制御への応用が可能となり、その利
用価値は高い。他の利用法としては、例えば、通常動作
中の逆起電圧監視による磁気ヘッド位置決め制御系の異
常動作の検出、および異常動作検出時の逆起電圧を用い
たブレーキ制御などの用途が考えられる。
式の逆起電圧検出器における制御サンプル周期の制約
は、逆起電圧信号の利用範囲を狭めている。逆起電圧は
速度に比例するため、これを信号品質の良い状態で、す
なわち、上記の微分項による過渡応答の問題なく、高速
制御サンプル周期下の高速な電流変化にも影響を受けず
に、逆起電圧を検出できれば前述のロード・アンロード
制御以外にも種々の制御への応用が可能となり、その利
用価値は高い。他の利用法としては、例えば、通常動作
中の逆起電圧監視による磁気ヘッド位置決め制御系の異
常動作の検出、および異常動作検出時の逆起電圧を用い
たブレーキ制御などの用途が考えられる。
【００１２】しかし、近年の磁気ディスク装置の制御サ
ンプル周期は大きいものでも２００マイクロ秒(μｓ)以
下であり、小さいものになると１００マイクロ秒(μｓ)
以下となる。このため、サンプリング周期が７００μｓ
程度の従来の逆起電圧検出器は、通常位置決め動作時に
速度信号として利用することができないという問題があ
った。以上の点に鑑み、本発明は高品質な逆起電圧信
号、すなわち、上記の微分項による過渡応答の問題な
く、高速制御サンプル周期下の高速な電流変化にも影響
を受けずに、逆起電圧信号を検出することができる逆起
電圧検出器を提供することを目的とする。
ンプル周期は大きいものでも２００マイクロ秒(μｓ)以
下であり、小さいものになると１００マイクロ秒(μｓ)
以下となる。このため、サンプリング周期が７００μｓ
程度の従来の逆起電圧検出器は、通常位置決め動作時に
速度信号として利用することができないという問題があ
った。以上の点に鑑み、本発明は高品質な逆起電圧信
号、すなわち、上記の微分項による過渡応答の問題な
く、高速制御サンプル周期下の高速な電流変化にも影響
を受けずに、逆起電圧信号を検出することができる逆起
電圧検出器を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明では上記目的を達
成するため、ＶＣＭによりアクチュエータを駆動して位
置決めを行なう位置決め装置であって、ＶＣＭコイルに
生ずる逆起電圧を検出する手段として、ＶＣＭコイルの
端子電圧を検出し、その値を定数倍かつ帯域制限した信
号を出力する第１の回路手段と、ボイスコイルモータの
駆動電流を検出し、前記駆動電流に比例した電圧信号を
出力する第２の回路手段と、前記第１の回路手段の出力
と前記第２の回路手段の出力の差分を取る演算手段を設
ける。第１の回路手段は、従来方式で問題となっていた
ＶＣＭコイル電流の微分に比例する項を排除する効果を
持っている。
成するため、ＶＣＭによりアクチュエータを駆動して位
置決めを行なう位置決め装置であって、ＶＣＭコイルに
生ずる逆起電圧を検出する手段として、ＶＣＭコイルの
端子電圧を検出し、その値を定数倍かつ帯域制限した信
号を出力する第１の回路手段と、ボイスコイルモータの
駆動電流を検出し、前記駆動電流に比例した電圧信号を
出力する第２の回路手段と、前記第１の回路手段の出力
と前記第２の回路手段の出力の差分を取る演算手段を設
ける。第１の回路手段は、従来方式で問題となっていた
ＶＣＭコイル電流の微分に比例する項を排除する効果を
持っている。
【００１４】また、第１の回路手段を１次のアナログロ
ーパスフィルタとし、その時定数がＶＣＭコイルのイン
ダクタンス値と抵抗値との比に略等しいように構成す
る。この構成により、逆起電圧の検出演算が容易とな
る。
ーパスフィルタとし、その時定数がＶＣＭコイルのイン
ダクタンス値と抵抗値との比に略等しいように構成す
る。この構成により、逆起電圧の検出演算が容易とな
る。
【００１５】また、第１の回路手段が持つ帯域制限手段
が１次のディジタルローパスフィルタであって、その時
定数がＶＣＭコイルのインダクタンス値と抵抗値との比
に略等しいように構成している。この構成により、逆起
電圧の検出演算が容易となる。
が１次のディジタルローパスフィルタであって、その時
定数がＶＣＭコイルのインダクタンス値と抵抗値との比
に略等しいように構成している。この構成により、逆起
電圧の検出演算が容易となる。
【００１６】また、ローパスフィルタは、このフィルタ
のゲインを規定する抵抗と、フィルタの時定数を規定す
るコンデンサとがＩＣチップの外に実装され、かつ、第
２の回路手段及び演算手段がオペアンプを用いた係数ア
ンプであって、この係数アンプのゲインを規定する抵抗
がＩＣチップの外に実装される。この構成により、フィ
ルタ及び係数アンプのゲイン、ならびに、前記フィルタ
の時定数調整の余裕を大きくすることができる。
のゲインを規定する抵抗と、フィルタの時定数を規定す
るコンデンサとがＩＣチップの外に実装され、かつ、第
２の回路手段及び演算手段がオペアンプを用いた係数ア
ンプであって、この係数アンプのゲインを規定する抵抗
がＩＣチップの外に実装される。この構成により、フィ
ルタ及び係数アンプのゲイン、ならびに、前記フィルタ
の時定数調整の余裕を大きくすることができる。
【００１７】また、ＶＣＭにより磁気ヘッドを有するア
クチュエータを駆動し、ヘッドをディスク上に位置決め
する磁気ディスク装置であって、ＶＣＭコイルの端子電
圧を検出し、その値を定数倍かつ帯域制限した信号を出
力する第１の回路手段と、ボイスコイルモータの駆動電
流を検出し、駆動電流に比例した電圧信号を出力する第
２の回路手段と、第１の回路手段の出力と第２の回路手
段との出力の差分を取る演算手段とからなるＶＣＭのコ
イル逆起電圧を検出する逆起電圧検出器を有しており、
逆起電圧検出器にて検出された逆起電圧を用いたフィー
ドバック制御系によりアクチュエータに速度制御する機
能を設けている。逆起電圧検出器としては上記の記載の
検出器を用いる。この構成により、磁気ディスク装置に
おける磁気ヘッドの速度制御を実現することができる。
クチュエータを駆動し、ヘッドをディスク上に位置決め
する磁気ディスク装置であって、ＶＣＭコイルの端子電
圧を検出し、その値を定数倍かつ帯域制限した信号を出
力する第１の回路手段と、ボイスコイルモータの駆動電
流を検出し、駆動電流に比例した電圧信号を出力する第
２の回路手段と、第１の回路手段の出力と第２の回路手
段との出力の差分を取る演算手段とからなるＶＣＭのコ
イル逆起電圧を検出する逆起電圧検出器を有しており、
逆起電圧検出器にて検出された逆起電圧を用いたフィー
ドバック制御系によりアクチュエータに速度制御する機
能を設けている。逆起電圧検出器としては上記の記載の
検出器を用いる。この構成により、磁気ディスク装置に
おける磁気ヘッドの速度制御を実現することができる。
【００１８】また、本発明を含むＶＣＭ駆動回路によ
り、外付けのオペアンプ回路無しで逆起電圧検出器を構
成することが可能となる。
り、外付けのオペアンプ回路無しで逆起電圧検出器を構
成することが可能となる。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を用いて説明する。
を用いて説明する。
【００２０】図１は、本発明による逆起電圧検出器の第
１の実施の形態を示している。ＶＣＭコイル１は図示の
ように抵抗値Ｒｍの抵抗４、インダクタンス値Ｌｍのイ
ンダクタンス５、それと検出すべき逆起電圧６の３つの
要素の直列接続としてモデリングできる。ＶＣＭコイル
１は電流検出用抵抗３と直列に図示しないドライバ回路
に接続され、ドライバ回路により電流２が制御される。
１の実施の形態を示している。ＶＣＭコイル１は図示の
ように抵抗値Ｒｍの抵抗４、インダクタンス値Ｌｍのイ
ンダクタンス５、それと検出すべき逆起電圧６の３つの
要素の直列接続としてモデリングできる。ＶＣＭコイル
１は電流検出用抵抗３と直列に図示しないドライバ回路
に接続され、ドライバ回路により電流２が制御される。
【００２１】ＶＣＭコイル２の両端は、オペアンプ１
２、抵抗１３、１４、１６、１７、コンデンサ１５、１
８により構成されるローパスフィルタに接続されてい
る。このローパスフィルタが本発明の第１の回路手段の
一例である。
２、抵抗１３、１４、１６、１７、コンデンサ１５、１
８により構成されるローパスフィルタに接続されてい
る。このローパスフィルタが本発明の第１の回路手段の
一例である。
【００２２】このローパスフィルタはゲインＡ１＝Ｒ４
／Ｒ３、フィルタ時定数Ｔｍ＝Ｃ×Ｒ４の１次のローパ
スフィルタである。ゲインＡ１は、ＶＣＭコイル２に印
加可能な最大電圧に対してもオペアンプ１２の出力値が
飽和しないように選ぶ。また、フィルタ時定数ＴｍはＴ
ｍ＝Ｌｍ／Ｒｍが成立つようにＣ、Ｒ４を選ぶ。
／Ｒ３、フィルタ時定数Ｔｍ＝Ｃ×Ｒ４の１次のローパ
スフィルタである。ゲインＡ１は、ＶＣＭコイル２に印
加可能な最大電圧に対してもオペアンプ１２の出力値が
飽和しないように選ぶ。また、フィルタ時定数ＴｍはＴ
ｍ＝Ｌｍ／Ｒｍが成立つようにＣ、Ｒ４を選ぶ。
【００２３】電流検出抵抗３の両端には、オペアンプ
７、抵抗８、９、１０、１１により構成される係数アン
プが接続されている。この係数アンプが本発明の第２の
回路手段の一例である。
７、抵抗８、９、１０、１１により構成される係数アン
プが接続されている。この係数アンプが本発明の第２の
回路手段の一例である。
【００２４】この係数アンプのゲインはＡ２＝Ｒ２／Ｒ
３であり、Ａ２＝Ａ１×Ｒｍ／ＲｓとなるようにＲ２、
Ｒ３を選ぶ。オペアンプ７、１２の出力はオペアンプ１
９、抵抗２０、２１、２２、２３により構成される減算
アンプに接続されている。この減算アンプが本発明の演
算手段の一例である。
３であり、Ａ２＝Ａ１×Ｒｍ／ＲｓとなるようにＲ２、
Ｒ３を選ぶ。オペアンプ７、１２の出力はオペアンプ１
９、抵抗２０、２１、２２、２３により構成される減算
アンプに接続されている。この減算アンプが本発明の演
算手段の一例である。
【００２５】減算アンプ出力Ｂｅｍｆ＿ｈは、リファレ
ンス電圧ＶｒｅｆによってＡＤ変換器２４の入力レンジ
の中心にシフトされており、減算アンプのゲインＡ３
は、逆起電圧６のダイナミックレンジに対し、Ｇ×Ｂｅ
ｍｆ＋ＶｒｅｆがＡＤ変換器２４の入力レンジに収まる
ように選ぶ。以上のような回路構成により、オペアンプ
１９の出力Ｂｅｍｆ＿ｈは次の（数３）式で表わされ
る。
ンス電圧ＶｒｅｆによってＡＤ変換器２４の入力レンジ
の中心にシフトされており、減算アンプのゲインＡ３
は、逆起電圧６のダイナミックレンジに対し、Ｇ×Ｂｅ
ｍｆ＋ＶｒｅｆがＡＤ変換器２４の入力レンジに収まる
ように選ぶ。以上のような回路構成により、オペアンプ
１９の出力Ｂｅｍｆ＿ｈは次の（数３）式で表わされ
る。
【００２６】
【数３】
【００２７】（数３）式により、オペアンプ１９の出力
信号Ｂｅｍｆ＿ｈは、逆起電圧６をゲインＧ倍し、時定
数Ｔｍの１次遅れ要素で帯域制限した信号であることが
分かる。本発明の出力信号を表わす（数３）式を従来技
術の逆起電圧検出器の出力信号を表わす（数１）式と比
較すると（数３）式には電流の微分項に比例する誤差要
因がなく、帯域制限によりノイズ低減された理想的な逆
起電圧信号であり、高速サンプル検出が可能である。オ
ペアンプ１９の出力信号Ｂｅｍｆ＿ｈはＡＤ変換器２４
によって符号化され、マイクロコンピュータ２５に取り
込まれ、ＶＣＭの速度制御に利用される。
信号Ｂｅｍｆ＿ｈは、逆起電圧６をゲインＧ倍し、時定
数Ｔｍの１次遅れ要素で帯域制限した信号であることが
分かる。本発明の出力信号を表わす（数３）式を従来技
術の逆起電圧検出器の出力信号を表わす（数１）式と比
較すると（数３）式には電流の微分項に比例する誤差要
因がなく、帯域制限によりノイズ低減された理想的な逆
起電圧信号であり、高速サンプル検出が可能である。オ
ペアンプ１９の出力信号Ｂｅｍｆ＿ｈはＡＤ変換器２４
によって符号化され、マイクロコンピュータ２５に取り
込まれ、ＶＣＭの速度制御に利用される。
【００２８】ここにおいて、本発明において用いている
（数３）式の導出の流れについて、詳しく説明を加え
る。従来技術の逆起電圧検出器がＶＣＭコイル電流の微
分項を含み、高速サンプリング時に先に述べたごとき欠
点を有する原因は、従来検出器がＶＣＭコイル電流によ
る電圧降下を見積もる時にＶＣＭコイルのインダクタン
スを無視している点にある。
（数３）式の導出の流れについて、詳しく説明を加え
る。従来技術の逆起電圧検出器がＶＣＭコイル電流の微
分項を含み、高速サンプリング時に先に述べたごとき欠
点を有する原因は、従来検出器がＶＣＭコイル電流によ
る電圧降下を見積もる時にＶＣＭコイルのインダクタン
スを無視している点にある。
【００２９】図１０には、ＶＣＭコイル電流による電圧
降下を見積もる時にＶＣＭコイルのインダクタンスを考
慮した逆起電圧検出器のブロック図を示す。図１０にお
いて、図９と同一の部分には同じ符号を付している。こ
の検出器では、図９におけるブロック１１３の抵抗Ｒｍ
の代わりに、ブロック１１４としてＶＣＭコイルのイン
ピーダンスＲｍ＋ｓＬｍを用いている。ブロック１１４
はブロック１１２の逆特性であるから、信号１０３と信
号１０７、信号１０８と信号１０２とは明らかに等しく
なる。ここで信号１０２は逆起電圧Ｂｅｍｆである。
降下を見積もる時にＶＣＭコイルのインダクタンスを考
慮した逆起電圧検出器のブロック図を示す。図１０にお
いて、図９と同一の部分には同じ符号を付している。こ
の検出器では、図９におけるブロック１１３の抵抗Ｒｍ
の代わりに、ブロック１１４としてＶＣＭコイルのイン
ピーダンスＲｍ＋ｓＬｍを用いている。ブロック１１４
はブロック１１２の逆特性であるから、信号１０３と信
号１０７、信号１０８と信号１０２とは明らかに等しく
なる。ここで信号１０２は逆起電圧Ｂｅｍｆである。
【００３０】信号１０８はブロック１１５の一次ローパ
スフィルタ(時定数Ｔｍ)により、検出ノイズがカットさ
れ、逆起電圧信号１０９が得られる。以上の流れにより
検出される逆起電圧Ｂｅｍｆ＿ｈは（数４）式で表わす
ことができる。
スフィルタ(時定数Ｔｍ)により、検出ノイズがカットさ
れ、逆起電圧信号１０９が得られる。以上の流れにより
検出される逆起電圧Ｂｅｍｆ＿ｈは（数４）式で表わす
ことができる。
【００３１】
【数４】
【００３２】しかしながら、図１０で示した構成はブロ
ック１１４の部分に微分要素を含むため、実際には実現
が難しいという問題がある。
ック１１４の部分に微分要素を含むため、実際には実現
が難しいという問題がある。
【００３３】これに対し、本発明の検出器はこの問題を
解決したものである。すなわち、図１１のブロック図に
示したように、本発明の逆起電圧検出器は、図１０にお
いて、ブロック１１５のローパスフィルタの時定数Ｔｍ
をＴｍ＝Ｌｍ／Ｒｍとした時と等価な逆起電圧検出器を
微分要素無しで、構成することができる。
解決したものである。すなわち、図１１のブロック図に
示したように、本発明の逆起電圧検出器は、図１０にお
いて、ブロック１１５のローパスフィルタの時定数Ｔｍ
をＴｍ＝Ｌｍ／Ｒｍとした時と等価な逆起電圧検出器を
微分要素無しで、構成することができる。
【００３４】
【数５】
【００３５】すなわち、ブロック図から、Ｂｅｍｆ＿ｈ
はまず（数５）式の第１の等号で示す式で表わされ、順
次これを展開して行くことにより、最後の等号で表わさ
れる式により、本ブロック図、すなわち、本発明の逆起
電圧検出器による検出値Ｂｅｍｆ＿ｈは、図１０の逆起
電圧検出器において、Ｔｍ＝Ｌｍ／Ｒｍとした場合の値
に等しいことが示された。
はまず（数５）式の第１の等号で示す式で表わされ、順
次これを展開して行くことにより、最後の等号で表わさ
れる式により、本ブロック図、すなわち、本発明の逆起
電圧検出器による検出値Ｂｅｍｆ＿ｈは、図１０の逆起
電圧検出器において、Ｔｍ＝Ｌｍ／Ｒｍとした場合の値
に等しいことが示された。
【００３６】この原理式を実際の本発明の回路図である
図１と対応させることにより数２が得られる。
図１と対応させることにより数２が得られる。
【００３７】図３は、本発明による逆起電圧検出器の第
２の実施の形態を示している。本例では第１の実施の形
態においてオペアンプ１９を用いて行なっていた回路演
算を、マイクロコンピュータ内の数値演算として行なっ
ているところが特徴である。以下、構成要素について説
明する。
２の実施の形態を示している。本例では第１の実施の形
態においてオペアンプ１９を用いて行なっていた回路演
算を、マイクロコンピュータ内の数値演算として行なっ
ているところが特徴である。以下、構成要素について説
明する。
【００３８】図３において、図１と共通の要素に関して
は同一符号を用いている。ＶＣＭコイル２の両端は、第
１の実施の形態と同様、オペアンプ１２、抵抗１３、１
４、１６、１７、コンデンサ１５、１８により構成され
るゲインＡ１’＝Ｒ４’／Ｒ３’、フィルタ時定数Ｔｍ
＝Ｃ’×Ｒ４’の１次ローパスフィルタに接続されてい
る。このローパスフィルタが本発明の第１の回路手段の
例である。
は同一符号を用いている。ＶＣＭコイル２の両端は、第
１の実施の形態と同様、オペアンプ１２、抵抗１３、１
４、１６、１７、コンデンサ１５、１８により構成され
るゲインＡ１’＝Ｒ４’／Ｒ３’、フィルタ時定数Ｔｍ
＝Ｃ’×Ｒ４’の１次ローパスフィルタに接続されてい
る。このローパスフィルタが本発明の第１の回路手段の
例である。
【００３９】ゲインＡ１’、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ
は、ＶＣＭコイル２に印加可能な最大電圧に対してもマ
イクロコンピュータ３４内のＡＤ変換器３７の入力レン
ジを超えないように選ぶ。フィルタ時定数Ｔｍは第１の
実施の形態と同様、Ｔｍ＝Ｌｍ／Ｒｍが成立つように
Ｃ’、Ｒ４’を選ぶ。
は、ＶＣＭコイル２に印加可能な最大電圧に対してもマ
イクロコンピュータ３４内のＡＤ変換器３７の入力レン
ジを超えないように選ぶ。フィルタ時定数Ｔｍは第１の
実施の形態と同様、Ｔｍ＝Ｌｍ／Ｒｍが成立つように
Ｃ’、Ｒ４’を選ぶ。
【００４０】電流検出抵抗３の両端には、オペアンプ
７、抵抗８、９、１０、１１により構成される係数アン
プが接続されている。この係数アンプは本発明の第２の
回路手段の例である。
７、抵抗８、９、１０、１１により構成される係数アン
プが接続されている。この係数アンプは本発明の第２の
回路手段の例である。
【００４１】この係数アンプのゲインはＡ２’＝Ｒ２’
／Ｒ３’であり、Ａ２’＝Ａ１’×Ｒｍ／Ｒｓとなるよ
うにＲ２’、Ｒ３’を選ぶ。オペアンプ７、１２の出力
はスイッチ３５を用いてマイクロコンピュータ３４内の
ＡＤ変換器３７にて符号化され、スイッチ３６、サンプ
ラ３８、３９によってサンプリングされる。スイッチ３
５と３６、サンプラ３８、３９は連動しており、オペア
ンプ７の出力をサンプリングする時はスイッチ３５、３
６がそれぞれａ側、ａ’側に接続されてサンプラ３９が
起動し、オペアンプ１２の出力をサンプリングするとき
はスイッチ３５、３６がそれぞれｂ側、ｂ’側に接続さ
れてサンプラ３８が起動する。サンプリングされたオペ
アンプ７、１２の出力は演算手段であるマイクロコンピ
ュータ３４内で減算され、逆起電圧信号Ｂｅｍｆ＿ｈが
得られる。
／Ｒ３’であり、Ａ２’＝Ａ１’×Ｒｍ／Ｒｓとなるよ
うにＲ２’、Ｒ３’を選ぶ。オペアンプ７、１２の出力
はスイッチ３５を用いてマイクロコンピュータ３４内の
ＡＤ変換器３７にて符号化され、スイッチ３６、サンプ
ラ３８、３９によってサンプリングされる。スイッチ３
５と３６、サンプラ３８、３９は連動しており、オペア
ンプ７の出力をサンプリングする時はスイッチ３５、３
６がそれぞれａ側、ａ’側に接続されてサンプラ３９が
起動し、オペアンプ１２の出力をサンプリングするとき
はスイッチ３５、３６がそれぞれｂ側、ｂ’側に接続さ
れてサンプラ３８が起動する。サンプリングされたオペ
アンプ７、１２の出力は演算手段であるマイクロコンピ
ュータ３４内で減算され、逆起電圧信号Ｂｅｍｆ＿ｈが
得られる。
【００４２】図４は本発明による逆起電圧検出器の第３
の実施の形態を示している。本例では第２の実施の形態
においてオペアンプ１２を用いて行なっていたＶＣＭコ
イル２の端子電圧の帯域制限演算を、マイクロコンピュ
ータ内のディジタルフィルタで行なっているところが特
徴である。本実施例においては、オペアンプ１２、抵抗
１３，１４，１６，１７、及び、マイクロコンピュータ
内のディジタルフィルタ４０により、本発明の第１の回
路手段を構成している。第２の回路手段は前記図３にお
ける第３の実施形態の場合と同様である。
の実施の形態を示している。本例では第２の実施の形態
においてオペアンプ１２を用いて行なっていたＶＣＭコ
イル２の端子電圧の帯域制限演算を、マイクロコンピュ
ータ内のディジタルフィルタで行なっているところが特
徴である。本実施例においては、オペアンプ１２、抵抗
１３，１４，１６，１７、及び、マイクロコンピュータ
内のディジタルフィルタ４０により、本発明の第１の回
路手段を構成している。第２の回路手段は前記図３にお
ける第３の実施形態の場合と同様である。
【００４３】オペアンプ回りの回路の相違点はオペアン
プ１２に接続されていたコンデンサ１５、１８がないこ
とだけであり、ゲイン、すなわち抵抗８〜１１、抵抗１
３、１４、１６、１７の値は第２の実施の形態の場合と
同じである。スイッチ３５、３６、ＡＤ変換器３７、サ
ンプラ３８、３９も第２の実施の形態で説明したのと同
様な動作でオペアンプ７、１２の出力を取り込み、符号
化する。オペアンプ１２の出力はサンプリングの後、デ
ィジタルフィルタ４０により帯域制限され、オペアンプ
７の出力のサンプリング値とは演算手段マイクロコンピ
ュータ３４内で減算され、逆起電圧信号Ｂｅｍｆ＿ｈが
得られる。
プ１２に接続されていたコンデンサ１５、１８がないこ
とだけであり、ゲイン、すなわち抵抗８〜１１、抵抗１
３、１４、１６、１７の値は第２の実施の形態の場合と
同じである。スイッチ３５、３６、ＡＤ変換器３７、サ
ンプラ３８、３９も第２の実施の形態で説明したのと同
様な動作でオペアンプ７、１２の出力を取り込み、符号
化する。オペアンプ１２の出力はサンプリングの後、デ
ィジタルフィルタ４０により帯域制限され、オペアンプ
７の出力のサンプリング値とは演算手段マイクロコンピ
ュータ３４内で減算され、逆起電圧信号Ｂｅｍｆ＿ｈが
得られる。
【００４４】図５は本発明による逆起電圧検出回路を用
いて速度制御を行なう磁気ディスク装置の実施の形態を
示している。図において、５７はデータを記録する磁気
ディスクであり、図示しないスピンドルモータによって
ディスク中心５８を中心に一定速度で回転するように制
御されている。磁気ディスク５７に対し、データの読み
書きを行なう磁気ヘッド５９は、アクチュエータアーム
およびサスペンション６０によって支持されており、Ｖ
ＣＭ６２の発する駆動力によってアクチュエータ回転中
心６１を中心に回転し、図示しない所望のデータトラッ
クへ移動できる。上記これらの構成要素は、ハウジング
５６に収められ密閉されている。５０はＶＣＭドライバ
であり、信号線５２を介してＶＣＭ６２の制御を行なっ
ている。オペアンプ５５の回路はＶＣＭ６２の端子電圧
を帯域制限するためのローパスフィルタ回路である。こ
のローパスフィルタが本発明の第１の回路手段に相当す
る。
いて速度制御を行なう磁気ディスク装置の実施の形態を
示している。図において、５７はデータを記録する磁気
ディスクであり、図示しないスピンドルモータによって
ディスク中心５８を中心に一定速度で回転するように制
御されている。磁気ディスク５７に対し、データの読み
書きを行なう磁気ヘッド５９は、アクチュエータアーム
およびサスペンション６０によって支持されており、Ｖ
ＣＭ６２の発する駆動力によってアクチュエータ回転中
心６１を中心に回転し、図示しない所望のデータトラッ
クへ移動できる。上記これらの構成要素は、ハウジング
５６に収められ密閉されている。５０はＶＣＭドライバ
であり、信号線５２を介してＶＣＭ６２の制御を行なっ
ている。オペアンプ５５の回路はＶＣＭ６２の端子電圧
を帯域制限するためのローパスフィルタ回路である。こ
のローパスフィルタが本発明の第１の回路手段に相当す
る。
【００４５】このローパスフィルタのゲイン、リファレ
ンス電圧Ｖｒｅｆは、ＶＣＭ６２に印加可能な最大電圧
に対してもマイクロコンピュータ４１内のＡＤ変換器４
７の入力レンジを超えないように選ぶ。オペアンプ５５
の出力は、スイッチ４５、４６をそれぞれｂ’側、ｂ側
にオンしてＡＤ変換器４７によって符号化され、サンプ
ラ４９によって演算手段であるマイクロコンピュータ４
１内に数値として取り込まれて信号６３となる。ＶＣＭ
ドライバ５０は、ＶＣＭ６２に流れる電流を電流検出用
抵抗５１にて検出し、電流検出信号６６を出力するオペ
アンプ回路５４を持ち、電流指令値６５と電流検出信号
６６を比較し電流制御を行なう電流制御回路６７を有し
ている。電流検出信号６６は、スイッチ４５、４６をそ
れぞれａ’側、ａ側にオンしてＡＤ変換器４７によって
符号化され、サンプラ４８によってマイクロコンピュー
タ４１内に取り込まれる。取り込まれた値は定数ゲイン
４４によりＧ倍され、信号６４となる。
ンス電圧Ｖｒｅｆは、ＶＣＭ６２に印加可能な最大電圧
に対してもマイクロコンピュータ４１内のＡＤ変換器４
７の入力レンジを超えないように選ぶ。オペアンプ５５
の出力は、スイッチ４５、４６をそれぞれｂ’側、ｂ側
にオンしてＡＤ変換器４７によって符号化され、サンプ
ラ４９によって演算手段であるマイクロコンピュータ４
１内に数値として取り込まれて信号６３となる。ＶＣＭ
ドライバ５０は、ＶＣＭ６２に流れる電流を電流検出用
抵抗５１にて検出し、電流検出信号６６を出力するオペ
アンプ回路５４を持ち、電流指令値６５と電流検出信号
６６を比較し電流制御を行なう電流制御回路６７を有し
ている。電流検出信号６６は、スイッチ４５、４６をそ
れぞれａ’側、ａ側にオンしてＡＤ変換器４７によって
符号化され、サンプラ４８によってマイクロコンピュー
タ４１内に取り込まれる。取り込まれた値は定数ゲイン
４４によりＧ倍され、信号６４となる。
【００４６】このようにしてマイクロコンピュータ４１
内の信号として読み込まれた信号６３、６４の差分演算
により、逆起電圧検出信号Ｂｅｍｆ＿ｈが算出される。
逆起電圧検出信号Ｂｅｍｆ＿ｈは、目標逆起電圧Ｔｂｅ
ｍｆと差分量が演算され、その差分量からディジタル補
償器４２にて操作量が計算されＤＡ変換器４３に送られ
る。ＤＡ変換器４３の出力である電流指令値６５はＶＣ
Ｍドライバ５０内のＶＣＭコイル電流制御回路６７によ
り電流に変換され、ＶＣＭ６２を駆動する。以上の構成
において、目標逆起電圧Ｔｂｅｍｆ＝０にするとポジシ
ョン信号を用いないでアクチュエータにブレーキをかけ
る制御をかけることができる。また、Ｔｂｅｍｆ≠０と
すると、ロードアンロード方式の磁気ディスク装置にお
けるロードアンロード動作の際の速度制御と同様の速度
制御が行なうことができる。また、従来の逆起電圧検出
器よりも信号品質の高い、すなわち、上記の微分項によ
る過渡応答の問題なく、高速制御サンプル周期下の高速
な電流変化にも影響を受けずに検出された逆起電圧信号
を用いることにより、速度制御系のサンプリング周期を
小さくし、制御帯域を向上することが可能な優れた速度
制御系を構成することが可能となる。
内の信号として読み込まれた信号６３、６４の差分演算
により、逆起電圧検出信号Ｂｅｍｆ＿ｈが算出される。
逆起電圧検出信号Ｂｅｍｆ＿ｈは、目標逆起電圧Ｔｂｅ
ｍｆと差分量が演算され、その差分量からディジタル補
償器４２にて操作量が計算されＤＡ変換器４３に送られ
る。ＤＡ変換器４３の出力である電流指令値６５はＶＣ
Ｍドライバ５０内のＶＣＭコイル電流制御回路６７によ
り電流に変換され、ＶＣＭ６２を駆動する。以上の構成
において、目標逆起電圧Ｔｂｅｍｆ＝０にするとポジシ
ョン信号を用いないでアクチュエータにブレーキをかけ
る制御をかけることができる。また、Ｔｂｅｍｆ≠０と
すると、ロードアンロード方式の磁気ディスク装置にお
けるロードアンロード動作の際の速度制御と同様の速度
制御が行なうことができる。また、従来の逆起電圧検出
器よりも信号品質の高い、すなわち、上記の微分項によ
る過渡応答の問題なく、高速制御サンプル周期下の高速
な電流変化にも影響を受けずに検出された逆起電圧信号
を用いることにより、速度制御系のサンプリング周期を
小さくし、制御帯域を向上することが可能な優れた速度
制御系を構成することが可能となる。
【００４７】以上の実施例において用いた回路はＩＣチ
ップとして実装される。ただし、第１の回路手段を構成
し、ゲインを規定する抵抗及び該フィルタの時定数を規
定するコンデンサ、並びに、第２の回路手段および演算
手段を構成する係数アンプのゲインを規定する抵抗は、
ゲイン及び時定数調整の裕度確保のため、ＩＣチップの
外に実装されることが望ましい。
ップとして実装される。ただし、第１の回路手段を構成
し、ゲインを規定する抵抗及び該フィルタの時定数を規
定するコンデンサ、並びに、第２の回路手段および演算
手段を構成する係数アンプのゲインを規定する抵抗は、
ゲイン及び時定数調整の裕度確保のため、ＩＣチップの
外に実装されることが望ましい。
【００４８】図６及び図７には、本発明の効果をより明
確に示すため、本発明の方式（図１）と、本発明の回路
から第１の回路手段における帯域制限手段を除いた逆起
電圧検出器（図８）を磁気ディスク装置に適用した際に
得られる逆起電圧信号の応答波形をそれぞれ示した。図
８は図１からコンデンサ１５，１８を取り除いた回路で
あり、図２の従来技術である逆起電圧検出器と同じ動作
をする。この例に用いた磁気ディスク装置の制御サンプ
リング周期は約５０μｓである。図６、図７の両図は、
シーク動作中の応答波形であり、ＶＣＭアクチュエータ
は、領域Iで加速、領域IIで等速度運動、領域IIIで減速
している。逆起電圧は速度に比例するため、この動作に
おいて逆起電圧が正しく検出されていれば、その波形は
台形状になる。
確に示すため、本発明の方式（図１）と、本発明の回路
から第１の回路手段における帯域制限手段を除いた逆起
電圧検出器（図８）を磁気ディスク装置に適用した際に
得られる逆起電圧信号の応答波形をそれぞれ示した。図
８は図１からコンデンサ１５，１８を取り除いた回路で
あり、図２の従来技術である逆起電圧検出器と同じ動作
をする。この例に用いた磁気ディスク装置の制御サンプ
リング周期は約５０μｓである。図６、図７の両図は、
シーク動作中の応答波形であり、ＶＣＭアクチュエータ
は、領域Iで加速、領域IIで等速度運動、領域IIIで減速
している。逆起電圧は速度に比例するため、この動作に
おいて逆起電圧が正しく検出されていれば、その波形は
台形状になる。
【００４９】図６は、本発明による逆起電圧の応答波形
である。波形１２４は第１の回路手段によって帯域制限
されたＶＣＭ端子電圧信号、波形１２２は第２の回路手
段の出力、すなわちＶＣＭコイルの抵抗電圧降下信号を
示している。波形１２４と波形１２２の差分である逆起
電圧検出信号１２３は、ほぼ台形状の波形を示してお
り、約５０μｓという高速制御サンプル周期下の高速な
電流変化にも影響を受けずに安定して逆起電圧が検出で
きていることがわかる。
である。波形１２４は第１の回路手段によって帯域制限
されたＶＣＭ端子電圧信号、波形１２２は第２の回路手
段の出力、すなわちＶＣＭコイルの抵抗電圧降下信号を
示している。波形１２４と波形１２２の差分である逆起
電圧検出信号１２３は、ほぼ台形状の波形を示してお
り、約５０μｓという高速制御サンプル周期下の高速な
電流変化にも影響を受けずに安定して逆起電圧が検出で
きていることがわかる。
【００５０】図７は本発明の第１の回路の帯域制限手段
を除いた逆起電圧検出器の応答波形である。波形１２１
は帯域制限されていないＶＣＭ端子信号、波形１２２は
図６と同様にＶＣＭコイルの抵抗電圧降下信号を示して
いる。波形１２１と波形１２２の差分である逆起電圧信
号１２０は、ＶＣＭ電流の微分項に起因する過渡応答が
顕著に現れており、かかる短周期の制御周期において
は、安定した逆起電圧測定が困難であることがわかる。
を除いた逆起電圧検出器の応答波形である。波形１２１
は帯域制限されていないＶＣＭ端子信号、波形１２２は
図６と同様にＶＣＭコイルの抵抗電圧降下信号を示して
いる。波形１２１と波形１２２の差分である逆起電圧信
号１２０は、ＶＣＭ電流の微分項に起因する過渡応答が
顕著に現れており、かかる短周期の制御周期において
は、安定した逆起電圧測定が困難であることがわかる。
【００５１】本比較の結果により、本発明の方式は磁気
ディスク装置の磁気ヘッドの速度制御において必要な高
速制御性を可能とする方式であることがわかる。
ディスク装置の磁気ヘッドの速度制御において必要な高
速制御性を可能とする方式であることがわかる。
【００５２】以上、図面を用いて本発明の望ましい実施
の形態について述べた。これらの実施の形態は本発明を
実現する手段の例に過ぎず、本発明の一般性を限定する
ものではない。
の形態について述べた。これらの実施の形態は本発明を
実現する手段の例に過ぎず、本発明の一般性を限定する
ものではない。
【００５３】
【発明の効果】本発明によれば、ＶＣＭ型アクチュエー
タ駆動時に生ずる逆起電圧を，高速制御サンプル周期下
の高速な電流変化にも影響を受けずに検出でき、これを
用いて高速・高帯域な速度制御系を構成できる。
タ駆動時に生ずる逆起電圧を，高速制御サンプル周期下
の高速な電流変化にも影響を受けずに検出でき、これを
用いて高速・高帯域な速度制御系を構成できる。
【図１】本発明による逆起電圧検出器の第１の実施の形
態を示す図である。
態を示す図である。
【図２】従来方式の逆起電圧検出器の形態を示す図であ
る。
る。
【図３】本発明による逆起電圧検出器の第２の実施の形
態を示す図である。
態を示す図である。
【図４】本発明による逆起電圧検出器の第３の実施の形
態を示す図である。
態を示す図である。
【図５】本発明による逆起電圧検出回路を用いた磁気デ
ィスク装置の実施の形態を示す図である。
ィスク装置の実施の形態を示す図である。
【図６】本発明による逆起電圧検出回路を用いて検出し
た出力信号波形の一例を示す図である。
た出力信号波形の一例を示す図である。
【図７】本発明による逆起電圧検出回路において第１の
回路手段から帯域制限回路を除いた方式により検出した
出力信号波形の一例を示す図である。
回路手段から帯域制限回路を除いた方式により検出した
出力信号波形の一例を示す図である。
【図８】本発明による逆起電圧検出回路から第１の回路
手段から帯域制限回路を除いた方式としての逆起電圧検
出回路を示す図である。
手段から帯域制限回路を除いた方式としての逆起電圧検
出回路を示す図である。
【図９】従来の逆起電圧検出器の測定原理を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１０】逆起電圧検出器の測定において、ＶＣＭコイ
ル電流による電圧降下を見積もる時に、ＶＣＭコイルの
インダクタンスをも考慮した場合の測定原理を示すブロ
ック図である。
ル電流による電圧降下を見積もる時に、ＶＣＭコイルの
インダクタンスをも考慮した場合の測定原理を示すブロ
ック図である。
【図１１】本発明の逆起電圧検出器の測定原理を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
１…ＶＣＭコイル、２…ＶＣＭ電流、３、５１…電流検
出用抵抗、４…ＶＣＭコイル抵抗、５…ＶＣＭコイルイ
ンダクタンス、６…ＶＣＭ逆起電圧、７、１２、１９、
２６、２９、５４、５５…オペアンプ、８〜１１、１
３、１４、１６、１７、２０〜２３、２７、２８、３０
〜３３…抵抗、１５、１８…コンデンサ、２４、３７、
４７…ＡＤ変換器、２５、３４、４１…マイクロコンピ
ュータ、３５、３６、４５、４６…切替えスイッチ、３
８、３９、４８、４９…サンプラ、４０…ディジタルロ
ーパスフィルタ、４２…ディジタル補償器、４３…ＤＡ
変換器、４４…定数ゲイン、５０…ＶＣＭドライバ、５
１…スピンドル制御信号線、５２…ＶＣＭ制御信号線、
５６…磁気ディスク装置の筐体、５７…磁気ディスク、
５８…磁気ディスク回転中心、５９…磁気ヘッド、６０
…アクチュエータアームおよびサスペンション、６１…
アクチュエータ回転中心、６２…ボイスコイルモータ、
６３…電流指令値、６４…電流検出値、６５…電流制御
回路、１０１…ＶＣＭ端子電圧、１０２…逆起電圧、１
０３…差分電圧、１０４…ＶＣＭコイル電流、１０５…
電圧降下、１０６…逆起電圧信号、１１２、１１３、１
１４、１１５、１１６…ブロック、１０７、１０８、１
１０…信号、１０９、１１１…逆起電圧信号、１２０、
１２３…逆起電圧信号、１２１…ＶＣＭ端子電圧信号、
１２２…ＶＣＭコイル電圧降下信号、１２４…帯域制限
されたＶＣＭ端子電圧信号。
出用抵抗、４…ＶＣＭコイル抵抗、５…ＶＣＭコイルイ
ンダクタンス、６…ＶＣＭ逆起電圧、７、１２、１９、
２６、２９、５４、５５…オペアンプ、８〜１１、１
３、１４、１６、１７、２０〜２３、２７、２８、３０
〜３３…抵抗、１５、１８…コンデンサ、２４、３７、
４７…ＡＤ変換器、２５、３４、４１…マイクロコンピ
ュータ、３５、３６、４５、４６…切替えスイッチ、３
８、３９、４８、４９…サンプラ、４０…ディジタルロ
ーパスフィルタ、４２…ディジタル補償器、４３…ＤＡ
変換器、４４…定数ゲイン、５０…ＶＣＭドライバ、５
１…スピンドル制御信号線、５２…ＶＣＭ制御信号線、
５６…磁気ディスク装置の筐体、５７…磁気ディスク、
５８…磁気ディスク回転中心、５９…磁気ヘッド、６０
…アクチュエータアームおよびサスペンション、６１…
アクチュエータ回転中心、６２…ボイスコイルモータ、
６３…電流指令値、６４…電流検出値、６５…電流制御
回路、１０１…ＶＣＭ端子電圧、１０２…逆起電圧、１
０３…差分電圧、１０４…ＶＣＭコイル電流、１０５…
電圧降下、１０６…逆起電圧信号、１１２、１１３、１
１４、１１５、１１６…ブロック、１０７、１０８、１
１０…信号、１０９、１１１…逆起電圧信号、１２０、
１２３…逆起電圧信号、１２１…ＶＣＭ端子電圧信号、
１２２…ＶＣＭコイル電圧降下信号、１２４…帯域制限
されたＶＣＭ端子電圧信号。
Claims (6)
- 【請求項１】ボイスコイルモータによりアクチュエータ
を駆動して位置決めを行なう磁気ディスク装置におい
て、ボイスコイルモータのコイル端子電圧を検出し、そ
の値を定数倍かつ帯域制限した信号として出力する第１
の回路手段と、ボイスコイルモータの駆動電流を検出
し、前記駆動電流に比例した電圧信号を出力する第２の
回路手段と、前記第１の回路手段の出力と前記第２の回
路手段の出力の差分を取る演算手段とを有する逆起電圧
検出器を有することを特徴とする磁気ディスク装置。 - 【請求項２】前記逆起電圧検出器において、前記第１の
回路手段が１次のアナログローパスフィルタであって、
前記アナログローパスフィルタの時定数が前記ボイスコ
イルモータのコイルのインダクタンス値と抵抗値との比
に略等しいことを特徴とする請求項１に記載の磁気ディ
スク装置。 - 【請求項３】前記逆起電圧検出器において、前記第１の
回路手段が１次のディジタルローパスフィルタであっ
て、前記ディジタルフィルタの時定数が前記ボイスコイ
ルモータのコイルのインダクタンス値と抵抗値との比に
略等しいことを特徴とする請求項１に記載の磁気ディス
ク装置。 - 【請求項４】前記逆起電圧検出器において、前記第１の
回路手段が請求項２又は３記載のローパスフィルタであ
って、該フィルタのゲインを規定する抵抗と、該フィル
タの時定数を規定するコンデンサがＩＣチップの外に実
装されることを特徴とする請求項２又は３に記載の磁気
ディスク装置。 - 【請求項５】前記逆起電圧検出器において、前記第１の
回路手段が請求項２ないし３記載のローパスフィルタで
あって、該フィルタのゲインを規定する抵抗と、該フィ
ルタの時定数を規定するコンデンサがＩＣチップの外に
実装され、かつ、前記第二の回路手段及び前記演算手段
がオペアンプを用いた係数アンプであって、該係数アン
プのゲインを規定する抵抗がＩＣチップの外に実装され
ることを特徴とする請求項２又は３に記載の磁気ディス
ク装置。 - 【請求項６】前記逆起電圧検出器にて検出された逆起電
圧信号を用いたフィードバック制御系によりアクチュエ
ータを速度制御する機能を持つことを特徴とする請求項
１乃至４のいずれかに記載の磁気ディスク装置。
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