JP4223667B2

JP4223667B2 - 磁気ディスク装置

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Publication number: JP4223667B2
Application number: JP2000286874A
Authority: JP
Inventors: 二郎阿部; 洋介濱田
Original assignee: 株式会社日立グローバルストレージテクノロジーズ
Priority date: 2000-09-18
Filing date: 2000-09-18
Publication date: 2009-02-12
Anticipated expiration: 2020-09-18
Also published as: US6611118B2; US20020033687A1; US20040027088A1; JP2002093080A; US6864656B2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ボイスコイルモータ（以下、ＶＣＭと略す）を用いて位置決めを行なう磁気ディスク装置に係り、ＶＣＭの逆起電圧を用いて行う速度制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＶＣＭの逆起電圧検出器は、例えば、特開平１１−２５６２５号公報に開示されているように、非動作時に磁気ヘッドを円板面の退避エリアへ退避させる機構を持つ、いわゆるロードアンロード方式の磁気ディスク装置において、磁気ヘッドのロード・アンロード時の速度制御に用いられている。従来方式の逆起電圧検出手段としては、図２に示すようにＶＣＭコイル端子電圧からＶＣＭ駆動電流に比例する電圧を減算する方式が広く知られている。図において、ＶＣＭコイル１は図示のように抵抗値Ｒｍの抵抗４、インダクタンス値Ｌｍのインダクタンス５、それと検出すべき逆起電圧６の３つの要素の直列接続としてモデリングできる。ＶＣＭコイル１は電流検出用抵抗３と直列に図示しないドライバ回路に接続され、ドライバ回路により電流２が制御される。このような回路においてオペアンプ２６に接続されている抵抗２７、２８の抵抗値Ｒ１、Ｒ２をＲｍ＝Ｒ２／Ｒ１×Ｒｓを満たすような値に取り、オペアンプ２９に接続されている抵抗３０〜３３の抵抗値Ｒ３、Ｒ４の比をＧ＝Ｒ４／Ｒ３と置くと、検出される逆起電圧信号Ｂｅｍｆ＿ｈは次式で表わすことができる。
【０００３】
【数１】

【０００４】
（数１）式による、従来の逆起電圧検出器の測定原理について、図９に示したブロック図を用いて、更に詳しく説明する。ここにおいてＶＣＭコイルは、抵抗ＲｍとインダクタンスＬｍと検出すべき逆起電圧Ｂｅｍｆの直列接続でモデル化できることは上述の通りである。このＶＣＭコイルのインピーダンスＺはＲｍ＋ｓＬｍで表わすことができる。ここでｓは微分演算子である。ブロック１１２は[ＶＣＭコイル端子電圧Ｖｓ]⇒[ＶＣＭコイル電流Ｉｍ]の変換係数、すなわち、ＶＣＭコイルのインピーダンスの逆数を表わしている。
【０００５】
１０４はＶＣＭコイル電流Ｉｍであり、このＩｍは、１０１のＶＣＭ端子電圧Ｖｓと、アクチュエータの移動によって生ずる１０２の逆起電圧Ｂｅｍｆとの差分電圧（１０３）に、ＶＣＭコイルのインピーダンスの逆数を乗じた形で表わすことができる。
【０００６】
従来技術の逆起電圧検出器では、このＶＣＭコイル電流Ｉｍ（１０４）から、ＶＣＭコイルの抵抗Ｒｍによる電圧降下Ｖｒｍ（１０５）を算出し、この電圧降下分をＶＣＭ端子電圧（１０１）から差し引くことにより逆起電圧信号Ｂｅｍｆ＿ｈ（１０６）を求めるというものであった。このブロック図において、ブロック１１３は[ＶＣＭコイル電流Ｉｍ]⇒[ＶＣＭコイル抵抗値による電圧降下Ｖｒｍ]の変換係数、すなわち、ＶＣＭコイルの抵抗値Ｒｍを表わしている。
【０００７】
以上の原理的流れにより、次に示す（数２）式が得られる。
【０００８】
【数２】

【０００９】
この原理式を、図２に示す実際の従来方式の逆起電圧検出器の回路と対応させると、先に示した（数１）式が得られる。
【００１０】
このように、従来方式では逆起電圧検出値にはＶＣＭコイル電流Ｉｍの微分に比例する項が含まれる。すなわち、（数１）式の右辺の括弧内第二項ｓＬｍ・Ｉｍはラプラス変換表示の微分演算子ｓを含み、この項はＶＣＭコイル電流Ｉｍの微分に比例する項となる。よって、ＶＣＭコイル電流Ｉｍが変化している時、および変化した直後にはこの微分項による過渡応答のため正しい逆起電圧を検出することができない。このため、この逆起電圧検出器を用いたロードアンロード制御系では制御サンプル周期を十分に大きく取る(例えば７００マイクロ秒(μｓ)）ことでこの微分項による過渡応答を整定させ、この影響を排除していた。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来方式の逆起電圧検出器における制御サンプル周期の制約は、逆起電圧信号の利用範囲を狭めている。逆起電圧は速度に比例するため、これを信号品質の良い状態で、すなわち、上記の微分項による過渡応答の問題なく、高速制御サンプル周期下の高速な電流変化にも影響を受けずに、逆起電圧を検出できれば前述のロード・アンロード制御以外にも種々の制御への応用が可能となり、その利用価値は高い。他の利用法としては、例えば、通常動作中の逆起電圧監視による磁気ヘッド位置決め制御系の異常動作の検出、および異常動作検出時の逆起電圧を用いたブレーキ制御などの用途が考えられる。
【００１２】
しかし、近年の磁気ディスク装置の制御サンプル周期は大きいものでも２００マイクロ秒(μｓ)以下であり、小さいものになると１００マイクロ秒(μｓ)以下となる。このため、サンプリング周期が７００μｓ程度の従来の逆起電圧検出器は、通常位置決め動作時に速度信号として利用することができないという問題があった。以上の点に鑑み、本発明は高品質な逆起電圧信号、すなわち、上記の微分項による過渡応答の問題なく、高速制御サンプル周期下の高速な電流変化にも影響を受けずに、逆起電圧信号を検出することができる逆起電圧検出器を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
本発明では上記目的を達成するため、ＶＣＭによりアクチュエータを駆動して位置決めを行なう位置決め装置であって、ＶＣＭコイルに生ずる逆起電圧を検出する手段として、ＶＣＭコイルの端子電圧を検出し、その値を定数倍かつ帯域制限した信号を出力する第１の回路手段と、ボイスコイルモータの駆動電流を検出し、前記駆動電流に比例した電圧信号を出力する第２の回路手段と、前記第１の回路手段の出力と前記第２の回路手段の出力の差分を取る演算手段を設ける。第１の回路手段は、従来方式で問題となっていたＶＣＭコイル電流の微分に比例する項を排除する効果を持っている。
【００１４】
また、第１の回路手段を１次のアナログローパスフィルタとし、その時定数がＶＣＭコイルのインダクタンス値と抵抗値との比に略等しいように構成する。この構成により、逆起電圧の検出演算が容易となる。
【００１５】
また、第１の回路手段が持つ帯域制限手段が１次のディジタルローパスフィルタであって、その時定数がＶＣＭコイルのインダクタンス値と抵抗値との比に略等しいように構成している。この構成により、逆起電圧の検出演算が容易となる。
【００１６】
また、ローパスフィルタは、このフィルタのゲインを規定する抵抗と、フィルタの時定数を規定するコンデンサとがＩＣチップの外に実装され、かつ、第２の回路手段及び演算手段がオペアンプを用いた係数アンプであって、この係数アンプのゲインを規定する抵抗がＩＣチップの外に実装される。この構成により、フィルタ及び係数アンプのゲイン、ならびに、前記フィルタの時定数調整の余裕を大きくすることができる。
【００１７】
また、ＶＣＭにより磁気ヘッドを有するアクチュエータを駆動し、ヘッドをディスク上に位置決めする磁気ディスク装置であって、ＶＣＭコイルの端子電圧を検出し、その値を定数倍かつ帯域制限した信号を出力する第１の回路手段と、ボイスコイルモータの駆動電流を検出し、駆動電流に比例した電圧信号を出力する第２の回路手段と、第１の回路手段の出力と第２の回路手段との出力の差分を取る演算手段とからなるＶＣＭのコイル逆起電圧を検出する逆起電圧検出器を有しており、逆起電圧検出器にて検出された逆起電圧を用いたフィードバック制御系によりアクチュエータに速度制御する機能を設けている。逆起電圧検出器としては上記の記載の検出器を用いる。この構成により、磁気ディスク装置における磁気ヘッドの速度制御を実現することができる。
【００１８】
また、本発明を含むＶＣＭ駆動回路により、外付けのオペアンプ回路無しで逆起電圧検出器を構成することが可能となる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を用いて説明する。
【００２０】
図１は、本発明による逆起電圧検出器の第１の実施の形態を示している。ＶＣＭコイル１は図示のように抵抗値Ｒｍの抵抗４、インダクタンス値Ｌｍのインダクタンス５、それと検出すべき逆起電圧６の３つの要素の直列接続としてモデリングできる。ＶＣＭコイル１は電流検出用抵抗３と直列に図示しないドライバ回路に接続され、ドライバ回路により電流２が制御される。
【００２１】
ＶＣＭコイル２の両端は、オペアンプ１２、抵抗１３、１４、１６、１７、コンデンサ１５、１８により構成されるローパスフィルタに接続されている。このローパスフィルタが本発明の第１の回路手段の一例である。
【００２２】
このローパスフィルタはゲインＡ１＝Ｒ４／Ｒ３、フィルタ時定数Ｔｍ＝Ｃ×Ｒ４の１次のローパスフィルタである。ゲインＡ１は、ＶＣＭコイル２に印加可能な最大電圧に対してもオペアンプ１２の出力値が飽和しないように選ぶ。また、フィルタ時定数ＴｍはＴｍ＝Ｌｍ／Ｒｍが成立つようにＣ、Ｒ４を選ぶ。
【００２３】
電流検出抵抗３の両端には、オペアンプ７、抵抗８、９、１０、１１により構成される係数アンプが接続されている。この係数アンプが本発明の第２の回路手段の一例である。
【００２４】
この係数アンプのゲインはＡ２＝Ｒ２／Ｒ３であり、Ａ２＝Ａ１×Ｒｍ／ＲｓとなるようにＲ２、Ｒ３を選ぶ。オペアンプ７、１２の出力はオペアンプ１９、抵抗２０、２１、２２、２３により構成される減算アンプに接続されている。この減算アンプが本発明の演算手段の一例である。
【００２５】
減算アンプ出力Ｂｅｍｆ＿ｈは、リファレンス電圧ＶｒｅｆによってＡＤ変換器２４の入力レンジの中心にシフトされており、減算アンプのゲインＡ３は、逆起電圧６のダイナミックレンジに対し、Ｇ×Ｂｅｍｆ＋ＶｒｅｆがＡＤ変換器２４の入力レンジに収まるように選ぶ。以上のような回路構成により、オペアンプ１９の出力Ｂｅｍｆ＿ｈは次の（数３）式で表わされる。
【００２６】
【数３】

【００２７】
（数３）式により、オペアンプ１９の出力信号Ｂｅｍｆ＿ｈは、逆起電圧６をゲインＧ倍し、時定数Ｔｍの１次遅れ要素で帯域制限した信号であることが分かる。本発明の出力信号を表わす（数３）式を従来技術の逆起電圧検出器の出力信号を表わす（数１）式と比較すると（数３）式には電流の微分項に比例する誤差要因がなく、帯域制限によりノイズ低減された理想的な逆起電圧信号であり、高速サンプル検出が可能である。オペアンプ１９の出力信号Ｂｅｍｆ＿ｈはＡＤ変換器２４によって符号化され、マイクロコンピュータ２５に取り込まれ、ＶＣＭの速度制御に利用される。
【００２８】
ここにおいて、本発明において用いている（数３）式の導出の流れについて、詳しく説明を加える。従来技術の逆起電圧検出器がＶＣＭコイル電流の微分項を含み、高速サンプリング時に先に述べたごとき欠点を有する原因は、従来検出器がＶＣＭコイル電流による電圧降下を見積もる時にＶＣＭコイルのインダクタンスを無視している点にある。
【００２９】
図１０には、ＶＣＭコイル電流による電圧降下を見積もる時にＶＣＭコイルのインダクタンスを考慮した逆起電圧検出器のブロック図を示す。図１０において、図９と同一の部分には同じ符号を付している。この検出器では、図９におけるブロック１１３の抵抗Ｒｍの代わりに、ブロック１１４としてＶＣＭコイルのインピーダンスＲｍ＋ｓＬｍを用いている。ブロック１１４はブロック１１２の逆特性であるから、信号１０３と信号１０７、信号１０８と信号１０２とは明らかに等しくなる。ここで信号１０２は逆起電圧Ｂｅｍｆである。
【００３０】
信号１０８はブロック１１５の一次ローパスフィルタ(時定数Ｔｍ)により、検出ノイズがカットされ、逆起電圧信号１０９が得られる。以上の流れにより検出される逆起電圧Ｂｅｍｆ＿ｈは（数４）式で表わすことができる。
【００３１】
【数４】

【００３２】
しかしながら、図１０で示した構成はブロック１１４の部分に微分要素を含むため、実際には実現が難しいという問題がある。
【００３３】
これに対し、本発明の検出器はこの問題を解決したものである。すなわち、図１１のブロック図に示したように、本発明の逆起電圧検出器は、図１０において、ブロック１１５のローパスフィルタの時定数ＴｍをＴｍ＝Ｌｍ／Ｒｍとした時と等価な逆起電圧検出器を微分要素無しで、構成することができる。
【００３４】
【数５】

【００３５】
すなわち、ブロック図から、Ｂｅｍｆ＿ｈはまず（数５）式の第１の等号で示す式で表わされ、順次これを展開して行くことにより、最後の等号で表わされる式により、本ブロック図、すなわち、本発明の逆起電圧検出器による検出値Ｂｅｍｆ＿ｈは、図１０の逆起電圧検出器において、Ｔｍ＝Ｌｍ／Ｒｍとした場合の値に等しいことが示された。
【００３６】
この原理式を実際の本発明の回路図である図１と対応させることにより数２が得られる。
【００３７】
図３は、本発明による逆起電圧検出器の第２の実施の形態を示している。本例では第１の実施の形態においてオペアンプ１９を用いて行なっていた回路演算を、マイクロコンピュータ内の数値演算として行なっているところが特徴である。以下、構成要素について説明する。
【００３８】
図３において、図１と共通の要素に関しては同一符号を用いている。ＶＣＭコイル２の両端は、第１の実施の形態と同様、オペアンプ１２、抵抗１３、１４、１６、１７、コンデンサ１５、１８により構成されるゲインＡ１’＝Ｒ４’／Ｒ３’、フィルタ時定数Ｔｍ＝Ｃ’×Ｒ４’の１次ローパスフィルタに接続されている。このローパスフィルタが本発明の第１の回路手段の例である。
【００３９】
ゲインＡ１’、リファレンス電圧Ｖｒｅｆは、ＶＣＭコイル２に印加可能な最大電圧に対してもマイクロコンピュータ３４内のＡＤ変換器３７の入力レンジを超えないように選ぶ。フィルタ時定数Ｔｍは第１の実施の形態と同様、Ｔｍ＝Ｌｍ／Ｒｍが成立つようにＣ’、Ｒ４’を選ぶ。
【００４０】
電流検出抵抗３の両端には、オペアンプ７、抵抗８、９、１０、１１により構成される係数アンプが接続されている。この係数アンプは本発明の第２の回路手段の例である。
【００４１】
この係数アンプのゲインはＡ２’＝Ｒ２’／Ｒ３’であり、Ａ２’＝Ａ１’×Ｒｍ／ＲｓとなるようにＲ２’、Ｒ３’を選ぶ。オペアンプ７、１２の出力はスイッチ３５を用いてマイクロコンピュータ３４内のＡＤ変換器３７にて符号化され、スイッチ３６、サンプラ３８、３９によってサンプリングされる。スイッチ３５と３６、サンプラ３８、３９は連動しており、オペアンプ７の出力をサンプリングする時はスイッチ３５、３６がそれぞれａ側、ａ’側に接続されてサンプラ３９が起動し、オペアンプ１２の出力をサンプリングするときはスイッチ３５、３６がそれぞれｂ側、ｂ’側に接続されてサンプラ３８が起動する。サンプリングされたオペアンプ７、１２の出力は演算手段であるマイクロコンピュータ３４内で減算され、逆起電圧信号Ｂｅｍｆ＿ｈが得られる。
【００４２】
図４は本発明による逆起電圧検出器の第３の実施の形態を示している。本例では第２の実施の形態においてオペアンプ１２を用いて行なっていたＶＣＭコイル２の端子電圧の帯域制限演算を、マイクロコンピュータ内のディジタルフィルタで行なっているところが特徴である。本実施例においては、オペアンプ１２、抵抗１３，１４，１６，１７、及び、マイクロコンピュータ内のディジタルフィルタ４０により、本発明の第１の回路手段を構成している。第２の回路手段は前記図３における第３の実施形態の場合と同様である。
【００４３】
オペアンプ回りの回路の相違点はオペアンプ１２に接続されていたコンデンサ１５、１８がないことだけであり、ゲイン、すなわち抵抗８〜１１、抵抗１３、１４、１６、１７の値は第２の実施の形態の場合と同じである。スイッチ３５、３６、ＡＤ変換器３７、サンプラ３８、３９も第２の実施の形態で説明したのと同様な動作でオペアンプ７、１２の出力を取り込み、符号化する。オペアンプ１２の出力はサンプリングの後、ディジタルフィルタ４０により帯域制限され、オペアンプ７の出力のサンプリング値とは演算手段マイクロコンピュータ３４内で減算され、逆起電圧信号Ｂｅｍｆ＿ｈが得られる。
【００４４】
図５は本発明による逆起電圧検出回路を用いて速度制御を行なう磁気ディスク装置の実施の形態を示している。図において、５７はデータを記録する磁気ディスクであり、図示しないスピンドルモータによってディスク中心５８を中心に一定速度で回転するように制御されている。磁気ディスク５７に対し、データの読み書きを行なう磁気ヘッド５９は、アクチュエータアームおよびサスペンション６０によって支持されており、ＶＣＭ６２の発する駆動力によってアクチュエータ回転中心６１を中心に回転し、図示しない所望のデータトラックへ移動できる。上記これらの構成要素は、ハウジング５６に収められ密閉されている。５０はＶＣＭドライバであり、信号線５２を介してＶＣＭ６２の制御を行なっている。オペアンプ５５の回路はＶＣＭ６２の端子電圧を帯域制限するためのローパスフィルタ回路である。このローパスフィルタが本発明の第１の回路手段に相当する。
【００４５】
このローパスフィルタのゲイン、リファレンス電圧Ｖｒｅｆは、ＶＣＭ６２に印加可能な最大電圧に対してもマイクロコンピュータ４１内のＡＤ変換器４７の入力レンジを超えないように選ぶ。オペアンプ５５の出力は、スイッチ４５、４６をそれぞれｂ’側、ｂ側にオンしてＡＤ変換器４７によって符号化され、サンプラ４９によって演算手段であるマイクロコンピュータ４１内に数値として取り込まれて信号６３となる。ＶＣＭドライバ５０は、ＶＣＭ６２に流れる電流を電流検出用抵抗５１にて検出し、電流検出信号６６を出力するオペアンプ回路５４を持ち、電流指令値６５と電流検出信号６６を比較し電流制御を行なう電流制御回路６７を有している。電流検出信号６６は、スイッチ４５、４６をそれぞれａ’側、ａ側にオンしてＡＤ変換器４７によって符号化され、サンプラ４８によってマイクロコンピュータ４１内に取り込まれる。取り込まれた値は定数ゲイン４４によりＧ倍され、信号６４となる。
【００４６】
このようにしてマイクロコンピュータ４１内の信号として読み込まれた信号６３、６４の差分演算により、逆起電圧検出信号Ｂｅｍｆ＿ｈが算出される。逆起電圧検出信号Ｂｅｍｆ＿ｈは、目標逆起電圧Ｔｂｅｍｆと差分量が演算され、その差分量からディジタル補償器４２にて操作量が計算されＤＡ変換器４３に送られる。ＤＡ変換器４３の出力である電流指令値６５はＶＣＭドライバ５０内のＶＣＭコイル電流制御回路６７により電流に変換され、ＶＣＭ６２を駆動する。以上の構成において、目標逆起電圧Ｔｂｅｍｆ＝０にするとポジション信号を用いないでアクチュエータにブレーキをかける制御をかけることができる。また、Ｔｂｅｍｆ≠０とすると、ロードアンロード方式の磁気ディスク装置におけるロードアンロード動作の際の速度制御と同様の速度制御が行なうことができる。また、従来の逆起電圧検出器よりも信号品質の高い、すなわち、上記の微分項による過渡応答の問題なく、高速制御サンプル周期下の高速な電流変化にも影響を受けずに検出された逆起電圧信号を用いることにより、速度制御系のサンプリング周期を小さくし、制御帯域を向上することが可能な優れた速度制御系を構成することが可能となる。
【００４７】
以上の実施例において用いた回路はＩＣチップとして実装される。ただし、第１の回路手段を構成し、ゲインを規定する抵抗及び該フィルタの時定数を規定するコンデンサ、並びに、第２の回路手段および演算手段を構成する係数アンプのゲインを規定する抵抗は、ゲイン及び時定数調整の裕度確保のため、ＩＣチップの外に実装されることが望ましい。
【００４８】
図６及び図７には、本発明の効果をより明確に示すため、本発明の方式（図１）と、本発明の回路から第１の回路手段における帯域制限手段を除いた逆起電圧検出器（図８）を磁気ディスク装置に適用した際に得られる逆起電圧信号の応答波形をそれぞれ示した。図８は図１からコンデンサ１５，１８を取り除いた回路であり、図２の従来技術である逆起電圧検出器と同じ動作をする。この例に用いた磁気ディスク装置の制御サンプリング周期は約５０μｓである。図６、図７の両図は、シーク動作中の応答波形であり、ＶＣＭアクチュエータは、領域Iで加速、領域IIで等速度運動、領域IIIで減速している。逆起電圧は速度に比例するため、この動作において逆起電圧が正しく検出されていれば、その波形は台形状になる。
【００４９】
図６は、本発明による逆起電圧の応答波形である。波形１２４は第１の回路手段によって帯域制限されたＶＣＭ端子電圧信号、波形１２２は第２の回路手段の出力、すなわちＶＣＭコイルの抵抗電圧降下信号を示している。波形１２４と波形１２２の差分である逆起電圧検出信号１２３は、ほぼ台形状の波形を示しており、約５０μｓという高速制御サンプル周期下の高速な電流変化にも影響を受けずに安定して逆起電圧が検出できていることがわかる。
【００５０】
図７は本発明の第１の回路の帯域制限手段を除いた逆起電圧検出器の応答波形である。波形１２１は帯域制限されていないＶＣＭ端子信号、波形１２２は図６と同様にＶＣＭコイルの抵抗電圧降下信号を示している。波形１２１と波形１２２の差分である逆起電圧信号１２０は、ＶＣＭ電流の微分項に起因する過渡応答が顕著に現れており、かかる短周期の制御周期においては、安定した逆起電圧測定が困難であることがわかる。
【００５１】
本比較の結果により、本発明の方式は磁気ディスク装置の磁気ヘッドの速度制御において必要な高速制御性を可能とする方式であることがわかる。
【００５２】
以上、図面を用いて本発明の望ましい実施の形態について述べた。これらの実施の形態は本発明を実現する手段の例に過ぎず、本発明の一般性を限定するものではない。
【００５３】
【発明の効果】
本発明によれば、ＶＣＭ型アクチュエータ駆動時に生ずる逆起電圧を，高速制御サンプル周期下の高速な電流変化にも影響を受けずに検出でき、これを用いて高速・高帯域な速度制御系を構成できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による逆起電圧検出器の第１の実施の形態を示す図である。
【図２】従来方式の逆起電圧検出器の形態を示す図である。
【図３】本発明による逆起電圧検出器の第２の実施の形態を示す図である。
【図４】本発明による逆起電圧検出器の第３の実施の形態を示す図である。
【図５】本発明による逆起電圧検出回路を用いた磁気ディスク装置の実施の形態を示す図である。
【図６】本発明による逆起電圧検出回路を用いて検出した出力信号波形の一例を示す図である。
【図７】本発明による逆起電圧検出回路において第１の回路手段から帯域制限回路を除いた方式により検出した出力信号波形の一例を示す図である。
【図８】本発明による逆起電圧検出回路から第１の回路手段から帯域制限回路を除いた方式としての逆起電圧検出回路を示す図である。
【図９】従来の逆起電圧検出器の測定原理を示すブロック図である。
【図１０】逆起電圧検出器の測定において、ＶＣＭコイル電流による電圧降下を見積もる時に、ＶＣＭコイルのインダクタンスをも考慮した場合の測定原理を示すブロック図である。
【図１１】本発明の逆起電圧検出器の測定原理を示すブロック図である。
【符号の説明】
１…ＶＣＭコイル、２…ＶＣＭ電流、３、５１…電流検出用抵抗、４…ＶＣＭコイル抵抗、５…ＶＣＭコイルインダクタンス、６…ＶＣＭ逆起電圧、７、１２、１９、２６、２９、５４、５５…オペアンプ、８〜１１、１３、１４、１６、１７、２０〜２３、２７、２８、３０〜３３…抵抗、１５、１８…コンデンサ、２４、３７、４７…ＡＤ変換器、２５、３４、４１…マイクロコンピュータ、３５、３６、４５、４６…切替えスイッチ、３８、３９、４８、４９…サンプラ、４０…ディジタルローパスフィルタ、４２…ディジタル補償器、４３…ＤＡ変換器、４４…定数ゲイン、５０…ＶＣＭドライバ、５１…スピンドル制御信号線、５２…ＶＣＭ制御信号線、５６…磁気ディスク装置の筐体、５７…磁気ディスク、５８…磁気ディスク回転中心、５９…磁気ヘッド、６０…アクチュエータアームおよびサスペンション、６１…アクチュエータ回転中心、６２…ボイスコイルモータ、６３…電流指令値、６４…電流検出値、６５…電流制御回路、１０１…ＶＣＭ端子電圧、１０２…逆起電圧、１０３…差分電圧、１０４…ＶＣＭコイル電流、１０５…電圧降下、１０６…逆起電圧信号、１１２、１１３、１１４、１１５、１１６…ブロック、１０７、１０８、１１０…信号、１０９、１１１…逆起電圧信号、１２０、１２３…逆起電圧信号、１２１…ＶＣＭ端子電圧信号、１２２…ＶＣＭコイル電圧降下信号、１２４…帯域制限されたＶＣＭ端子電圧信号。

Claims

ボイスコイルモータによりアクチュエータを駆動して位置決めを行なう磁気ディスク装置において、
前記ボイスコイルモータのインダクタンス値Ｌｍと抵抗値Ｒｍとの比Ｌｍ／Ｒｍに略等しい時定数を有し、前記ボイスコイルモータのコイル端子電圧を検出し、前記ボイスコイルメータのコイル端子電圧を定数倍かつ帯域制限した信号として出力する第１の回路手段と、
前記ボイスコイルモータの駆動電流を検出し、前記駆動電流に比例した電圧信号を出力する第２の回路手段と、
前記第１の回路手段の出力と前記第２の回路手段の出力の差分を取る演算手段とを有する逆起電圧検出器を有することを特徴とする磁気ディスク装置。
前記逆起電圧検出器において、前記第１の回路手段が１次のアナログローパスフィルタであることを特徴とする請求項１に記載の磁気ディスク装置。
前記逆起電圧検出器において、前記第１の回路手段が１次のディジタルローパスフィルタであることを特徴とする請求項１に記載の磁気ディスク装置。
前記逆起電圧検出器において、前記第１の回路手段が請求項２又は３記載のローパスフィルタであって、該フィルタのゲインを規定する抵抗と、該フィルタの時定数を規定するコンデンサがＩＣチップの外に実装されることを特徴とする請求項２又は３に記載の磁気ディスク装置。
前記逆起電圧検出器において、前記第１の回路手段が請求項２ないし３記載のローパスフィルタであって、該フィルタのゲインを規定する抵抗と、該フィルタの時定数を規定するコンデンサがＩＣチップの外に実装され、かつ、前記第二の回路手段及び前記演算手段がオペアンプを用いた係数アンプであって、該係数アンプのゲインを規定する抵抗がＩＣチップの外に実装されることを特徴とする請求項２又は３に記載の磁気ディスク装置。
前記逆起電圧検出器にて検出された逆起電圧信号を用いたフィードバック制御系によりアクチュエータを速度制御する機能を持つことを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載の磁気ディスク装置。