JP3545231B2 - 単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、単相スケルトン形の単相ブラシレスモータの改良に係り、特に、回転子の起動時において、前記回転子自体が外的要因により回動している状態での起動を阻止する機能を具備した単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種のブラシレスＤＣモータの駆動回路であって、ホール素子などの位置検知素子を用いることのないセンサレス駆動回路では、回転駆動中のモータの電機子巻線に生じる速度起電力と界磁の位置の相関に着目して、該速度起電力によりモータの転流タイミングを決定していた。特公平７−６３２３２号公報には、この速度起電力に基づいて単相ブラシレスモータを駆動する駆動回路が記載されている。
【０００３】
図８に示すように、特公平７−６３２３２号公報に記載される駆動回路においては、いわゆるスケルトン形の単相ブラシレスモータ１００を備えており、界磁としてのロータ１０１と、電機子としてのステータ１０２とを備えている。又、モータ１００の停止時に、ロータ１０１の磁極の磁束軸Ｘ’がステータ１０２の磁極の磁束軸Ｙ’と一致して停止しないように（いわゆるロック位置でロータ１０１が停止しないように）、弱磁界の永久磁石１０３の磁極（Ｓ極）が、その磁束軸Ｚ’をステータ１０２の磁束軸Ｙ’と直交するようにして、ロータ１０１の磁極と対向して配置されている。これによりステータ１０２のコイル１０４への通電を停止すると、ロータ１０１は磁束軸Ｘ’，Ｙ’が重なるロック位置から角θだけ回動した位置に停止するように構成されている。
【０００４】
この駆動回路では、モータ１００を所望の方向へ的確に起動させるため、起動前にロータ１０１を所定の初期位置へセットするようにしている。図９を参照して、ロータ１０１を右方向へ回転させる場合の動作について説明する。
【０００５】
モータ１００の停止状態では、ロータ１０１は、永久磁石１０３の影響により、図９（ａ）又は（ａ）’の位置に停止している。この状態から、図９（ｂ）及び（ｂ）’に示すように、所望の回転方向（右方向）とは逆の左方向への回転を生じさせる向きにステータ１０２へ断続的な通電を行う。図９（ｂ）及び（ｂ）’のいずれの場合にも、ロータ１０１は、この断続的な通電により左方向へ回動し、図９（ｃ）に示すように、ロータ１０１の磁束軸Ｘ’とステータ１０２の磁束軸Ｙ’とが一致する位置で停止する。その後、前記断続的な通電を停止すると、ロータ１０１と永久磁石１０３との間に吸引力および反発力が作用して、ロータ１０１は、図９（ｄ）に示す所定の位置に移動し、やがて停止する。これにより、モータ１００の起動前におけるロータ１０１の初期位置へのセットが完了する。
【０００６】
ロータ１０１の初期位置へのセット完了後、図９（ｅ）に示すように、所望の右方向への回転を生じさせるようにステータ１０２への通電を行うと、ロータ１０１が右方向へ的確に回転を開始する。なお、ロータ１０１を左方向へ回転する場合は、ステータ１０２への通電を、前記図９（ｂ），（ｂ）’，（ｃ）及び（ｅ）の場合とは逆方向に行うことにより達成される。
【０００７】
このように特公平７−６３２３２号公報記載の駆動回路においては、ロータ１０１の停止位置に関わらず、ホール素子などの位置検知素子を用いることなく、センサレスで単相ブラシレスモータ１００を所望の方向へ的確に起動することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図９（ｃ）の状態からステータ１０２の通電を停止して、図９（ｄ）の状態へ移行する場合、ロータ１０１の振動は容易に収まらず、ロータ１０１が初期位置にセットされた状態で停止するまでには相当の時間を要していた。前記ロータ１０１の振動が停止するまでの時間は、モータ１００のイナーシャなどにより一概に断定できないが、長いものにあっては数１０秒かかる場合もあった。一方、ロータ１０１の振動中にモータ１００を再始動すると、振動状況によっては、即ち、ロータ１０１がその初期位置より大きくずれたりした場合、モータ１００が逆回転してしまうこともあった。
【０００９】
又、モータ１００の転流タイミングを決定するための速度起電力は、モータ１００の電機子巻線電圧を利用して検出していたので、特に、単相ブラシレスモータでは１８０度通電を行うことができなかった。このため、単相ブラシレスモータでは、始動時にロータ１０１に対して大きなトルクを与えることができず、始動後短時間のうちに前記ロータ１０１を高速回転させることができなかった。又、単相ブラシレスモータに限らず、高負荷トルク時には、通電切替に伴う電機子電流の還流作用による転流スパイク電圧が増大するので、検出される速度起電力情報に大きな誤差が生じてしまい、その結果、界磁磁極位置の推定に大きなズレが生じて、転流タイミングを適切に決定することができなかった。
【００１０】
そこで、本願出願人は、特開平９−３７５８６号に記載するブラシレスモータのセンサレス駆動回路を発明した。かかるモータのセンサレス駆動回路においては、モータ各相の電機子電流波形に着目して、各相の通電領域にあらわれる２つの顕著な電流増加領域のうち第２の電流増加領域を検出して、これを転流タイミングと決定し、転流制御を行うものである。よって、このモータのセンサレス駆動回路では、速度起電力によらず、電機子電流に基づいて転流タイミングを決定しているので、単相モータであっても１８０度通電を行うことができ、また、高負荷トルク時でも適切に転流タイミングを決定することができるという優れた点を備えている。
【００１１】
しかし、前記のセンサレス駆動回路では、上記第２の電流増加領域を、モータの電機子電流の瞬時値が電機子電流の平均値の所定倍（例えば１．２倍）になったことを目安として検出している。よって、第２の電流増加領域の検出のためには、電機子電流を平均化する回路と、その平均化された電機子電流を所定倍に増幅する回路とが必要となり、駆動回路自体のコストが上昇してしまうという問題があった。
【００１２】
又、前記のセンサレス駆動回路においては、モータを例えば、送風機等の負荷に取付けた場合、送風機自体の駆動回路は、外的要因に関係なく起動を停止しているにもかかわらず、ロータ自体が回転するようなとき、即ち、例えば、送風機のファンが外部から自然に流入する外気の風圧によって非自発的に回動した場合（この現象を以下外乱という）、ロータはその起動時における初期位置が移動してずれてしまい（界磁磁極位置に大きなズレが生じる）、前記モータ自体の転流タイミングを適切に決定することができず、前記外乱によって転流タイミングが適切でない状態で電機子巻線に通電を行うことになるため、ロータの起動失敗、あるいは、ロータが逆方向に加速回転したりするという問題があった。
【００１３】
本発明は、前記の問題点を解決するためになされたものであり、外的要因である自然風等によって生ずる外乱の影響で待機状態にある回転子が回動してその初期位置が変化した場合、前記外乱によって回転子が回動したことを適確に検出してセンサレス駆動回路を確実に停止させるようにした、単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、単相ブラシレスモータは、上部側に一対の切込部を形成した回転子挿入孔を有し、下部側には分離可能な鉄心部材を介してセンタタップを有する電機子巻線を巻装した固定子鉄心と、前記回転子挿入孔に回転自在に設けた永久磁石からなる回転子とによって構成し、前記単相ブラシレスモータを駆動制御するセンサレス駆動回路装置は、電機子巻線に交番電圧を通電するインバータ回路と、電機子巻線に流れる電流を検出しこの電流を電圧に変換する電流検出回路と、前記電流検出回路にて検出され電圧に変換された電機子電流をインバータ回路にフィードバックして該インバータ回路の転流周期を前記電機子電流に応じて可変する帰還回路と、単相ブラシレスモータの運転待機時回転子が所定の始動位置から外的要因により非自発的に回動した場合電機子巻線に断続通電を行って回転子を所定の始動位置まで回動して保持させるロータプリセット回路と、前記回転子が所定の始動位置から非自発的に回動した場合前記ロータプリセット回路からの発信周波数の変化をバンドパスフィルタ回路により前記発信周波数の基準値に対してその利得が変化することを検出する手段を備えて回転子が所定の始動位置から非自発的に回動したことを検出する回動検出回路と、単相ブラシレスモータの始動時所定の始動トルクを発生させる電機子電流を電機子巻線に一定時間通電させて単相ブラシレスモータを始動させる始動補償回路とを具備して構成したことを特徴とする。
【００１５】
請求項２記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路装置において、前記回動検出回路を、前記ロータプリセット回路の発振周波数の変化を、オンパルス幅変化として基準となるオンパルス幅と比較し、かつ、前記比較したオンパルス幅の周波数に対応してその利得が変化することを検出する手段を具備して構成したことを特徴とする。
【００１６】
請求項３記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路装置において、前記回動検出回路を、バンドパスフィルタ回路と、前記バンドパスフィルタ回路の出力インピーダンスを低下させるためのオペアンプと、前記オペアンプの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値と基準電圧とを比較する比較器と、更に、前記比較器からの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする。
【００１７】
請求項４記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路装置において、前記回動検出回路を、バンドパスフィルタ回路と、前記バンドパスフィルタ回路の出力インピーダンスを低下させる電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値とツエナーダイオードの基準電圧とを比較し、ピークホールドした電圧値が基準電圧を上回ったとき、ツエナーダイオードからの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする。
【００１８】
請求項５記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路装置において、前記回動検出回路を、バンドパスフィルタ回路と、バンドパスフィルタ回路の出力をノコギリ波に変換し、かつ、そのピーク値をパルス幅に比例して変化させるノコギリ波整形回路と、前記バンドパスフィルタ回路の出力インピーダンスを低下させるオペアンプと、前記オペアンプの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値と基準電圧とを比較する比較器と、更に、前記比較器からの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする。
【００１９】
請求項６記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路装置において、前記回動検出回路を、バンドパスフィルタ回路と、バンドパスフィルタ回路の出力をノコギリ波に変換し、かつ、そのピーク値をパルス幅に比例して変化させるノコギリ波整形回路と、出力インピーダンスを低下させる電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値とツエナーダイオードの基準電圧とを比較し、ピークホールドした電圧値が基準電圧を上回ったとき、ツエナーダイオードからの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする。
【００２０】
本発明においては、単相ブラシレスモータの起動時にその制御回路を構成するセンサレス駆動回路装置に、回転子が単相ブラシレスモータの始動時（起動時）に所定の回転位置に保持されていない場合、これを検出するための回動検出回路を具備していることにより、自然風の流入等による外的要因（外乱）によって回転子が始動時前に所定位置から回動していることを確実に認識することができるので、単相ブラシレスモータの起動時、外乱により回転子が回動している場合、あるいは、回動したことによって、回転子自体が起動に失敗したり、回転子が逆方向に回転することにより生ずる弊害を確実に回避することができ、単相ブラシレスモータを駆動源とする電気機器の安全性を確実に確保することが可能となり、至便である。
【００２１】
しかも、前記回動検出回路は、外乱が生じていた場合は、前記回転子が回動したことを示す情報によって作動する停止手段によって、インバータ回路が駆動するのを停止させる信号を送出し、前記インバータ回路の作動を確実に阻止するようにしたので、外乱によって回転子が回動している間、あるいは、回動したときは単相ブラシレスモータの起動を適確に阻止することが可能となり、利便である。
【００２２】
又、前記回動検出回路は、特別な制御回路を構成することなく、既存の技術を組合せて構成するようにしたので、回路構成は複雑化することなく簡素化でき、かつ、狭隘なスペースを有効利用して設けることができるため、単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路を小型に、しかも、経済的に製造することが可能となった。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を単相ブラシレスモータ（以下、単相モータと称する）に実施した例を図１ないし図４によって説明する。図１において、単相モータ１は、図の上部側に回転子２を回転自在に挿入するための回転子挿入孔３を有し、図の下部側には、分離可能な鉄心部材４を介して電機子巻線５を巻装した固定子鉄心６と、永久磁石からなる前記回転子２とからなり、固定子鉄心６は一般的な電磁鋼板を打抜き、所定の積厚に積層することにより形成し、又、回転子２は、例えば磁性粉末を合成樹脂粉末と混合し、これを射出成型手段等により射出形成した、プラスチックマグネットロータ（以下、単に回転子と称する）を具備して、スケルトン形の単相モータ１を構成するものである。
【００２４】
そして、前記固定子鉄心６には、図１に示すように、回転子挿入孔３の外側において、回転子挿入孔３の周縁に約１８０°の角度間隔を保って、一対の平面形状がＵ字状をなす切欠部７ａ，７ｂが、前記回転子挿入孔３と連通することなく狭隘な隘路（磁路）Ａ，Ｂを有して形成されている。前記隘路Ａ，Ｂを形成するのは、電機子巻線５が磁化されていないときに固定子鉄心６に流れる磁束（回転子２により生じる）を前記隘路Ａ，Ｂに集中させ、回転子２に所要の磁極を形成させるためのものであり、固定子鉄心６に流れる磁束は、隘路Ａ，Ｂにおいて均等に割り振りされて流れることにより、回転子２の起動時における位置決めの動作に貢献するものである。
【００２５】
又、前記固定子鉄心６の回転子挿入孔３の周縁には、図１で示すように、前記切欠部７ａ，７ｂから約９０°の角度間隔を保って回転子挿入孔３と連通可能となした一対の切込部８ａ，８ｂが、互いに相対向した状態で約６０°の角度範囲を保って弧状に形成されている。この切込部８ａ，８ｂは固定子鉄心６に流れる磁束が、前記切込部８ａ，８ｂの存在による磁気抵抗の増加により流れが抑制され、回転子２の磁化が最も弱体化しているＮ極とＳ極との境界部分ａが、前記切込部８ａ，８ｂの中間点の位置で停止することが可能となる。
【００２６】
前記固定子鉄心６にＵ字状の切欠部７ａ，７ｂと弧状の切込部８ａ，８ｂをそれぞれ形成した場合、回転子２を始動位置に導いたり、所定位置で停止させることができる点は、公知の有限要素法の磁場解析によるコギングトルク解析によって確認することができた。特に、切欠部７ａ，７ｂの存在は、回転子２をその停止位置から始動位置近くまで微動させることが可能となり、これが回転子２の回転方向を導き出す上で大いに貢献しているものと思われる。
【００２７】
前記の点を更に詳述すると、固定子鉄心６は電機子巻線５への通電により鉄心部材４が直流磁化されると、固定子鉄心６に、例えば図１において右方向（時計方向）に沿って磁束が流れる。この結果、回転子２の磁極は固定子鉄心６に流れる磁束に対して整列しやすい方向に位置を変える（回転）ことになるが、これを、即ち、回転子２の回転を急激に行うと、回転子２自体がどの方向に回転するのか不明となる。このため、固定子鉄心６の鉄心部材４を、比較的高い周波数で交流磁化させ、かつ、直流成分を上乗せすることにより、固定子鉄心６を少しだけ直流磁化させる。
【００２８】
前記のようにすると、回転子２は徐々に磁束が整列する方向に移動（回転）し、回転子２のＮ，Ｓ極の境界部分ａが、例えば、切欠部７ａと切込部８ａとの中間位置に近づくように回転しながら停止する。そして、停止した位置が回転子２の始動位置となる。即ち、回転子２の磁極の位置を確定するものである。以上の一連の動作を単相モータ１の起動時における回転子２の位置決め動作（プリセット動作）と言い、これらの動作は有限要素法の磁場解析によるトルク解析によって確認することができた。
【００２９】
なお、本発明において、前記回転子２は電機子巻線５の無通電状態では、回転子２の磁束軸Ｘが固定子鉄心６の磁束軸Ｙと一致するロック位置から、偏角θを保つ２箇所の位置（図１の位置、および、図１の回転子２のＮ極とＳ極とが逆になった位置）に停止されるように構成されている。
【００３０】
又、電機子巻線５は、例えば、固定子鉄心６の鉄心部材４のみに巻装された一組の中間子付巻線（センタタップ巻線）により構成され、２つの端子ｅ，ｆと中間端子ｇとの計３つの端子を備えている。また、その巻線仕上げは、２本の導線を束ねて同時に巻く、いわゆる「バイファイラ巻き」により行われている。なお、単相モータの場合には、中間タップがあれば良く、必ずしもバイファイラ巻きである必要は無い。
【００３１】
次に、本発明の単相モータ１を駆動制御するセンサレス駆動回路装置について説明する。図２において、前記センサレス駆動回路装置（以下単にモータ駆動回路という）１１は、大別すると、インバータ回路１２と、電流検出回路１３と、帰還回路１４と、ロータプリセット回路１５と、始動補償回路１６と、回動検出回路１７とを備えて概略構成されている。このモータ駆動回路１１には、１０〜３０ボルトの直流電圧を出力可能な直流電源５０が接続され、そのプラス側入力端Ｐは、ダイオードＤ1のアノードに接続されている。このダイオードＤ1は、単相モータ１の転流動作時に発生する逆起電力による還流電流が直流電源５０に流れ込むのを防止する。又、ダイオードＤ1のカソードは、前記還流電流を充電するコンデンサＣ1（５０Ｖ、１００μＦ）のプラス側端子に接続され、そのコンデンサＣ1のマイナス側端子は、直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。なお、還流電流をコンデンサＣ1に充電することは、モータ駆動回路１１から外部に発振される電磁ノイズ（ＥｌｅｃｔｒｏＭａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の量の減少を図るとともに、直流電源５０と端子ＰＮ間の配線抵抗での電力損失の低減及び還流電流の再利用による電力利用率（効率）の向上を図るためのものである。
【００３２】
前記ダイオードＤ1のカソードは、単相モータ１の中間端子ｇに接続され、単相モータ１の端子ｅ，ｆは、インバータ回路１２に接続されている。インバータ回路１２は、無安定マルチバイブレータ動作（自励発振動作）を行って、単相モータ１の各コイルＬ1（ｇ−ｅ巻線），Ｌ2（ｇ−ｆ巻線）に、交互に直流電圧を印加するための回路である。このインバータ回路１２は、高耐圧のＮＰＮ形パワートランジスタＱ1，Ｑ2と、１０ｋΩの抵抗Ｒ1，Ｒ2、ダイオードＤ2，Ｄ3とを備えて構成されている。
【００３３】
前記インバータ回路１２の両トランジスタＱ1，Ｑ2のコレクタ端子は、単相モータ１の両端子ｅ，ｆにそれぞれ接続されるとともに、抵抗Ｒ1，Ｒ2を介して、それぞれ他方のトランジスタＱ2，Ｑ1のベース端子に交叉接続されている。この接続により、一方のトランジスタのオンにより他方のトランジスタがオフされ、かつ、そのオン・オフが繰り返されるという、無安定マルチバイブレータ動作（いわゆる自励発振動作）が行われる。また、両トランジスタＱ1，Ｑ2のコレクタ・エミッタ端子間には、ダイオードＤ2，Ｄ3がアノード端子をエミッタ端子側にしてそれぞれ接続されており、これらダイオードＤ2，Ｄ3により、単相モータ１の転流動作時に発生する逆起電力エネルギーが還流電流として還流される。
【００３４】
ここで、前記インバータ回路１２の無安定マルチバイブレータ動作について説明する。図２において、直流電源５０の投入により、例えば、トランジスタＱ1 がオンし、トランジスタＱ2がオフしたとすると、コイルＬ1を介して電流が流れ、トランジスタＱ1のコレクタ電流が増加する。やがてコレクタ電流がトランジスタＱ1のベース電流と電流増幅率とで定まる飽和電流値に達すると、トランジスタＱ1のコレクタ電流の増加率が低下し、トランジスタＱ1のコレクタ・エミッタ間電圧が上昇し始める。トランジスタＱ1のコレクタ電圧がエミッタ端子を基準にして０．６Ｖ付近に達すると、抵抗Ｒ1を介して、トランジスタＱ2にベース電流が流れ始めトランジスタＱ2がオンする。このトランジスタＱ2のオンに伴って、トランジスタＱ2のコレクタ電圧が低下し、抵抗Ｒ2を介してトランジスタＱ1 に供給されるベース電流が減少する。このベース電流の減少とともに、トランジスタＱ1の飽和電流値も減少するので、トランジスタＱ1のコレクタ電流が更に減少する。これにより、トランジスタＱ1のコレクタ電圧が更に上昇し、トランジスタＱ2のベース電流を増加させて、トランジスタＱ2のオンを加速する。一方、トランジスタＱ2のオンにより、トランジスタＱ2のコレクタ電圧が低下し、トランジスタＱ1のベース電流が更に減少して、トランジスタＱ1のオフが加速される。このように、急速に、トランジスタＱ1がオフ、トランジスタＱ2がオンの状態に変化する。
【００３５】
トランジスタＱ2がオン、トランジスタＱ1がオフとなった後は、トランジスタＱ2のコレクタ電流が飽和電流値に達するまでその状態を維持する。そして、トランジスタＱ2のコレクタ電流が飽和電流値に達すると、上記とは逆に、トランジスタＱ1のオン、トランジスタＱ2のオフが急速に行われ、その状態が変化する。このように、トランジスタＱ1，Ｑ2のオン・オフ動作が繰り返され、その結果、インバータ回路１２は「無安定マルチバイブレータ動作」（自励発振動作）を行うのである。
【００３６】
インバータ回路１２の両トランジスタＱ1，Ｑ2のエミッタ端子と、直流電源５０のマイナス側入力端Ｎとの間には、電流検出回路１３が設けられている。電流検出回路１３は、２Ω（４Ｗ）のシャント抵抗Ｒｓにより構成され、インバータ回路１２を介して単相モータ１のコイルＬ1，Ｌ2に流れる電流（以下「電機子電流」という）を、シャント抵抗Ｒｓに流れるシャント電流として検出し、電圧に変換するための回路である。この電圧変換されたシャント電流は、後述する帰還回路１４によってインバータ回路１２へフィードバック（帰還）され、前記した無安定マルチバイブレータ動作の発振周期を決定する。
【００３７】
前記帰還回路１４は、電流検出回路１３によって検出され電圧に変換されたシャント電流（電機子電流）を、インバータ回路１２へフィードバックする回路であり、２つのダイオードＤ4，Ｄ5と、２．２ｋΩの抵抗Ｒ3と１０ｋΩの抵抗Ｒ4 とからなり、前記抵抗Ｒ3，Ｒ4は直列に接続され、抵抗Ｒ4側の一端はシャント抵抗Ｒｓの電圧を増幅した電流検出回路１３の出力端に接続され、抵抗Ｒ3側の他端はダイオードＤ4，Ｄ5のカソードに接続されている。又、ダイオードＤ4，Ｄ5の各アノードは、インバータ回路１２の各トランジスタＱ1，Ｑ2のベース端子にそれぞれ接続されている。
【００３８】
この帰還回路１４は、電流検出回路１３、及び、抵抗Ｒ1，Ｒ2とトランジスタＱ1，Ｑ2との電流増幅率の相互作用を利用して、電機子電流の急増領域を検出し、その急増領域でインバータ回路１２による転流が行われるようにしている。電機子電流は、回転子２が固定子鉄心６に最も吸着される位置、即ち、回転子２の磁場ベクトルと、電機子巻線５への通電により生じる磁場ベクトルとが整列する位置（モータの発生トルクがゼロとなる位置）で急増する。これは、回転子２が前記位置に達することにより、発電電圧がほぼ「０」となるからである。従って、前記急増領域の現出を転流タイミングとして決定することにより、単相モータ１を適確に同期駆動（回転）することが可能となる。
【００３９】
具体的には、シャント抵抗Ｒｓの電圧降下を、インバータ回路１２の各トランジスタＱ1，Ｑ2のベース端子へフィードバック（帰還）させるのである。すると、電機子電流の急増領域では、シャント抵抗Ｒｓの電圧降下が大きくなる結果、その分、ベース電流が帰還回路１４側へ流れて少なくなり、コレクタ電流の飽和電流値が小さくなるものの、その際、流れているコレクタ電流が飽和電流値と一致すると、両トランジスタＱ1，Ｑ2のオン・オフ状態が切替えられ、転流動作が円滑に行われる。
【００４０】
なお、かかる転流周期（タイミング）、即ち、上記したインバータ回路１２の発振周期は、この帰還回路１４の抵抗値により変化させることができる。具体的には、帰還回路１４の抵抗値を小さくすると、インバータ回路１２の発振周期が短くなり（発振周波数が大きくなり）、抵抗値を大きくすると発振周期が長くなる（発振周波数が小さくなる）のである。帰還回路１４の抵抗値を小さくすることにより、トランジスタＱ1，Ｑ2のベース端子への帰還量が多くなるので、電機子電流の急増を僅かに検出した場合でも、転流動作を確実に行わせることができる。
【００４１】
次に、ロータプリセット回路１５は、単相モータ１の停止時（待機時）に、微少量の直流電流成分を流して、回転子２を所定の停止位置（例えば、図３（ａ）に示す位置）に保持しておくための回路である。即ち、単相モータ１の一方のコイルＬ1に通電する時間と、他方のコイルＬ2に通電する時間との比率（デューティ比）をアンバランスとして、単相モータ１に直流電流成分を通電する。この直流電流成分は、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値（並列抵抗値）をトランジスタＱ1，Ｑ2の各オン時に大小させるとともに、インバータ回路１２の発振周期を長短させることにより生成する。
【００４２】
このように、前記ロータプリセット回路１５によって回転子２が所定の停止位置に保持されるので、単相モータ１の始動時にインバータ回路１２のいずれのトランジスタＱ1，Ｑ2がオンしても、単相モータ１を必ず所定の方向へ回転させることができるのである。例えば、ロータプリセット回路１５によって、始動前の回転子２が図３の（ａ）に示す位置に保持されていると、単相モータ１は必ず左方向へ回転する。
【００４３】
このロータプリセット回路１５は、インバータ回路１２のトランジスタＱ2 のコレクタ端子に接続された抵抗Ｒ5（３２ｋΩ）を備え、その抵抗Ｒ5の一端は、１０ｋΩの抵抗Ｒ6の一端とトランジスタＱ3のベース端子とに接続されている。一方、トランジスタＱ3のコレクタ端子は１ｋΩの可変抵抗ＶＲの摺動子に接線され、前記可変抵抗ＶＲの一端はダイオードＤ6のカソードに接続され、ダイオードＤ6のアノードは帰還回路１４のダイオードＤ4，Ｄ5のカソードに接続されている。又、可変抵抗ＶＲの他端は、抵抗Ｒ6の他端と、トランジスタＱ3のエミッタ端子と、スイッチＳＷの「待機」端子とに接続され、スイッチＳＷのコモン端子は、帰還回路１４と同様に、電流検出回路１３の出力端および直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。
【００４４】
ロータプリセット回路１５は、直流電源５０が投入された状態で、スイッチＳＷを「運転」端子から「待機」端子へ切り替えることにより作動する。即ち、スイッチＳＷを「待機」端子に切り替えると、帰還回路１４の抵抗Ｒ3，Ｒ4に可変抵抗ＶＲ及びトランジスタＱ3のエミッタ端子が並列接続されて合成抵抗値が減少するとともに、かかる合成抵抗値は、インバータ回路１２のトランジスタＱ1 のオン時とＱ2のオン時とで大小するので、トランジスタＱ1のオン時とＱ2のオン時とでインバータ回路１２の発振周期が長短し、その結果、単相モータ１へ直流電流成分が流れる。
【００４５】
具体的には、トランジスタＱ1がオフ、Ｑ2がオンの場合、トランジスタＱ3はオフし、帰還回路１４の合成抵抗値は０．９２ｋΩ（ＶＲ（Ｒ3＋Ｒ4）／（ＶＲ＋Ｒ3＋Ｒ4））となる。逆に、トランジスタＱ1がオン、Ｑ2がオフした場合、トランジスタＱ3はオンし、可変抵抗ＶＲの抵抗値が減少する。例えば、可変抵抗ＶＲの摺動子が半分の位置にある場合には、可変抵抗ＶＲの抵抗値は０．５ｋΩとなるので、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値は０．４８ｋΩとなる。前記した通り、インバータ回路１２の発振周期は、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値が大きいほど長く、小さいほど短いので、トランジスタＱ1のオン時間はＱ2のオン時間に比べて短くなる。従って、その差分の微小量の直流電流成分が単相モータ１に流され、その直流電流成分によって、単相モータ１の回転子２が所定の位置に保持されるのである。
【００４６】
なお、アンバランスとするデューティ比は、直流電流成分が２０％（６０％対４０％）〜５０％（７５％対２５％）の範囲となるように設定することが一般的に好ましい。又、回転子２を保持する所定の位置としては、回転子２の磁束軸Ｘが固定子鉄心６に設けられた２つの切欠部７ａ，７ｂを結ぶ線と直交する位置よりやや水平側に傾いた位置が好適である（図１，３（ａ）参照）。即ち、直流電源５０をオフからオンした場合に、回転子２の磁束軸Ｘがやや水平側に回転するような挙動を示す位置に設定するのが好ましい。即ち、回転子２は直流電源５０のオフ後、前記位置に保持され易く構成されているからである。
【００４７】
なお、前記ダイオードＤ6は、スイッチＳＷが「待機」位置側に存在する場合だけ、帰還回路１４の抵抗値が減少するようにし、逆に、スイッチＳＷが「運転」位置側にある場合に単相モータ１の電圧が、抵抗Ｒ5，Ｒ6を経て可変抵抗ＶＲから抵抗Ｒ3側に漏れ電流が流れ込まないようにするものである。
【００４８】
つづいて、始動補償回路１６は、単相モータ１の始動時に、充分な始動トルクを発生させる上で必要な電機子電流を流して、単相モータ１の始動動作を確実に行うための回路である。従って、この始動補償回路１６は、単相モータ１の始動時と始動後において帰還回路１４の抵抗値を大小させ、始動時には転流周期を長くして、単相モータ１へ充分な電機子電流を流し、始動後は前記転流周期を短くして単相モータ１を高速回転させるようにしている。
【００４９】
始動補償回路１６は、トランジスタＱ1，Ｑ2のエミッタ端子および電流検出回路１３の入力端にアノードが接続されたダイオードＤ7を備え、そのダイオードＤ7のカソードは２７ｋΩの抵抗Ｒ7の一端に接続されている。一方、抵抗Ｒ7の他端は、トランジスタＱ4のベース端子と、ダイオードＤ8のアノードとコンデンサＣ2（２２０μＦ，１０Ｖ）のプラス側端子と、４７ｋΩのブリーダ抵抗Ｒ8の一端とに接続されている。前記トランジスタＱ4のコレクタ端子は帰還回路１４の２つの抵抗Ｒ3，Ｒ4間に接続され、エミッタ端子は、コンデンサＣ2のマイナス側端子および抵抗Ｒ8の他端とともに、電流検出回路１３の出力端と直流電源５０のマイナス側入力端Ｎとにそれぞれ接続されている。更に、ダイオードＤ8 のカソードは、スイッチＳＷの「待機」端子に接続されている。
【００５０】
この始動補償回路１６は、コンデンサＣ2に所定量の電荷が蓄積されて、その端子間電圧が約０．６Ｖに達するまで、トランジスタＱ4のオフを維持し、帰還回路１４の抵抗値を１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ3，Ｒ4）という大きな値に保ち、単相モータ１の始動時における転流周期を長くしている。これにより、単相モータ１の始動後、コンデンサＣ2の端子間電圧が約０．６Ｖに達するまでの間、単相モータ１の各コイルＬ1，Ｌ2へ、始動トルクを発生させるために充分な電機子電流を流すことが可能となる。
【００５１】
前記始動補償回路１６は、ロータプリセット回路１５のスイッチＳＷが「待機」端子側にあるときは、コンデンサＣ2の端子間電圧は０．６Ｖ未満となっておりトランジスタＱ4はオフしている。一方、スイッチＳＷが「待機」端子から「運転」端子側に切り替えられると可変抵抗ＶＲが帰還回路１４から切り離され、帰還回路１４の抵抗値が１ｋΩ弱から１２．２ｋΩと急激に大きくなる。これにより、インバータ回路１２の発振周期が長くなり、単相モータ１の転流周期が長くなって、各コイルＬ1，Ｌ2には始動トルクを発生させるために充分な電機子電流が流される。各コイルＬ1，Ｌ2に流れる電機子電流は、そのままシャント抵抗Ｒｓを流れるシャント電流となり、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧が、マイナス側入力端Ｎを基準として、約０．６Ｖ以上になると（ダイオードＤ8の電圧降下分以上になると）、コンデンサＣ2への充電が開始され、前記コンデンサＣ2の端子間電圧が徐々に上昇して約０．６Ｖに達すると、トランジスタＱ4がオンして、帰還回路１４の抵抗値が、１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ3，Ｒ4）から２．２ｋΩ（抵抗Ｒ3）に減少する。帰還回路１４の抵抗値が減少すると、インバータ回路１２の発振周期が前記とは逆に短くなり、単相モータ１の転流周期が短くなって単相モータ１が徐々に高速回転を始める。
【００５２】
このように、始動補償回路１６は、コンデンサＣ2の端子間電圧が約０．６Ｖに達するまでの間、単相モータ１の転流周期を長くして、各コイルＬ1，Ｌ2へ始動トルクを発生させるために充分な電機子電流を流し、単相モータ１を確実に始動するようにしている。しかも、コンデンサＣ2への充電は、シャント電流（電機子電流）に基づいて行われるので、その端子間電圧が約０．６Ｖに達するまでの時間は、固定された時間とはならず、モータの種類や直流電源５０の電圧に応じて変化する時間となる。よって、モータの始動に適切な時間だけ、転流周期を長くした始動モードを維持することができる。
【００５３】
なお、スイッチＳＷを「運転」端子から「待機」端子に切り替えると、ダイオードＤ7を介してコンデンサＣ2のプラス側端子が直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されるので、コンデンサＣ2に蓄積された電荷が急速に放電される。従って、コンデンサＣ2は瞬時のうちに初期状態に戻されるため、再度、スイッチＳＷを「運転」端子に切り替えても、始動補償回路１６を確実に作動させることができる。又、その際トランジスタＱ4は、そのコレクタ端子からベース端子へ漏れ電流を生じるが、かかる漏れ電流はブリーダ抵抗Ｒ8によりバイパスされるので、始動補償回路１６を正常に作動させることができる。
【００５４】
次に、図２において、１７は単相モータ１の運転停止中に回転子自体が外気の流入等による外的要因によって非自発的に回動した場合、これを検出するための回動検出回路を示し、例えば、単相モータ１を図示しない送風機に組込み、この単相モータ１の回転子軸に送風ファンを取付けて送風機を構成し、この送風機の始動時単相モータ１に取付けたファンが外気の流入による外的要因により非自発的に回動している場合を「外乱」といい、この外乱が発生しているとき、あるいは、外乱の発生によって回転子が非自発的に回動した場合に単相モータ１を起動すると、回転子２は所定の回転位置からずれているため、転流タイミングが適切に行い得ず、起動に失敗（回転子２が起動しなかったり、逆回転する場合）することがある。前記回動検出回路１７は前記外乱現象が生じたとき、この外乱を検出する。この検出により、例えスイッチＳＷを「待機」から「運転」に切り替えたとしてもモータ駆動回路１１は起動することなく停止状態を維持し、単相モータ１の起動失敗に伴い、単相モータ１を使用する機器に、単相モータ１の誤起動等によって生ずる弊害誘発を阻止するようにしたものである。
【００５５】
前記回動検出回路１７の原理は、単相モータ１の待機時において、回転子２の位置を変化させると、回転子２の位置に合せて固定子鉄心６と回転子２との間でのギャップの変化（切込部８ａ，８ｂの存在によって生じる）に対応して、ロータプリセット回路１５の発振周波数が変化するのを利用して検出することにある。即ち、ロータプリセット回路１５で安定して停止しているときの回転子２の位置における発振周波数に対し、回転子２が安定している位置（始動位置）から、例えば、９０°ずらした（回動した）とき発振周波数が若干高くなるのを検出することにより、外乱が発生したのか、否かを判定するものである。
【００５６】
前記図２に示す回動検出回路１７は、大別するとバンドパスフィルタ回路１７ａと、ピークホールド回路１７ｂと、論理反転回路１７ｃとによって概略構成されている。バンドパスフィルタ回路１７ａは、抵抗Ｒ9，コンデンサＣ3からなるローパスフィルタと、コンデンサＣ4と抵抗Ｒ10とからなるハイパスフィルタとを組合せて構成されており、このバンドパスフィルタ回路１７ａの入力端（抵抗Ｒ9）は単相モータ１と接続され、出力端（コンデンサＣ4と抵抗Ｒ10の接続点）は、ダイオードＤ9のカソードとオペアンプ（演算増幅器）Ｏ1の非反転入力端に接続されている。ダイオードＤ9のアノードはバンドパスフィルタ回路１７ａのコンデンサＣ3，抵抗Ｒ10の一方端とともに直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。
【００５７】
ピークホールド回路１７ｂはダイオードＤ10，コンデンサＣ5，抵抗Ｒ11とからなり、ダイオードＤ10のカソードはコンデンサＣ5，抵抗Ｒ11の一方端とともに比較器Ｈ1の非反転入力端に接続され、前記コンデンサＣ5，抵抗Ｒ11の他方端は直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。なお、前記比較器Ｈ1 の反転入力端は抵抗Ｒ12，可変抵抗ＶＲ1 ，コンデンサＣ6の一方端に接続されている。又、抵抗Ｒ12の他方端とオペアンプＯ1，比較器Ｈ1の＋電源側は、単相モータ１の中間端子ｇに接続され、前記オペアンプＯ1，比較器Ｈ1の−電源側と可変抵抗ＶＲ1，コンデンサＣ6の他方端は直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。Ｃ7はオペアンプＯ1と比較器Ｈ1の電源間（＋，−）に接続したノイズ対策用のコンデンサである。
【００５８】
論理反転回路１７ｃは、トランジスタＱ5，抵抗Ｒ13，Ｒ14とからなり、抵抗Ｒ13の一方は比較器Ｈ1の出力端に接続され、この抵抗Ｒ13の他方端と抵抗Ｒ14の一方はともにトランジスタＱ5のベースに接続されている。一方、トランジスタＱ5のエミッタと抵抗Ｒ14の他方端は直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続され、コレクタはスイッチＳＷの「待機」端子に接続されている。
【００５９】
次に、上記のように構成されたモータ駆動回路１１の動作を説明する。スイッチＳＷを「待機」端子にした状態で直流電源５０が投入（接続）されると、待機モードとなって、ロータプリセット回路１５が作動する。具体的には、可変抵抗ＶＲの摺動子位置により定まる帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値に基づいて、インバータ回路１２の各トランジスタＱ1，Ｑ2が不均等（アンバランス）なデューティ比でオン・オフされる。このアンバランスなオン・オフにより、単相モータ１に直流電流成分が流され、回転子２が所定の位置（例えば、図３（ｆ）の位置）に保持される。
【００６０】
なお、待機モードでは、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値は１ｋΩ弱と小さいので、転流周期は非常に短く、電機子電流は微小量となっている。よって、待機モードでの通電により、単相モータ１が回転や振動を起こしたり、騒音を発生することはない。
【００６１】
次に、前記待機モード時において回転子２を始動モード（運転開始）位置に移動させて所望の方向に的確に起動させる場合について説明する。図３において、回転子２を左方向に回動する場合について説明すると、回転子２の停止状態では、回転子２はその永久磁石の影響（磁束）により図３（ａ）の位置で停止している。この状態で、単相モータ１の電機子巻線５に回転子２を所定の回転方向への回転を生じさせる向きに断続的に通電する。
【００６２】
前記断続的な通電により固定子鉄心６に図３（ａ）に１点鎖線で示すように磁束が流れ、回転子２は図３（ａ），（ｂ）で示すように左方向（矢印方向）に回転し、回転子２の磁束軸Ｘと固定子鉄心６の磁束軸Ｙとが一致した位置（図３（ｂ））で一旦停止しようとする。しかし、直流成分の断続通電により固定子鉄心６の回転子挿入孔３には、１８０°の角度間隔を保って弧状の切込部８ａ，８ｂが形成されており、この部位において、切込部８ａ，８ｂと回転子２との間で切込部８ａ，８ｂの存在によりギャップが生じている関係上、固定子鉄心６に流れる磁束の磁気抵抗が増大して回転子２の磁化が弱まることによりコギングトルクが作用する。
【００６３】
一方、前記回転子２は断続通電の続行に伴い、固定子鉄心６に設けた切欠部７ａ，７ｂの存在により、この部位（隘路Ａ，Ｂ）に固定子鉄心６，回転子２の磁束が集中し、前記隘路Ａ，Ｂの部位に磁極が生じたような現象が発生して、回転子２を図３（ｃ），（ｅ）で示すように、徐々に磁束が整列する方向に、即ち、特定方向（左方向）への回転を続行させる。そして、回転子２が例えば、１８０°回転した時点で前記断続的な通電を停止すると、前記回転子２は図３（ｅ）で示すように、Ｎ極とＳ極との境界部分ａが切込部８ａ，８ｂの位置に達すると、前記コギングトルクが良好に作用して前記図３（ａ）の位置から図３（ｅ）を経て（ｆ）で示すように、回転子２の境界部分ａが切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとの中間位置に傾いて（回動）回転子２は停止し、この位置（図３（ｆ））で回転子２の極性が確定される。この動作を起動時における位置決め動作（プリセット動作）という。なお、回転子２が図３（ｆ）で示すように、境界部分ａが切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとの中間位置で停止することは、有限要素法の磁場解析によるトルク解析によって確認することができた。
【００６４】
以上により、単相モータ１の回転子２における初期位置（始動位置）のセットを完了する。この場合、即ち、回転子２のＮ極とＳ極の境界部分ａが切込部８ａ，８ｂと切欠部７ａ，７ｂとの中間位置に達すると、回転子２が停止するという現象は、周知の有限要素法の磁場解析によるトルク解析によって確認することができた。又、固定子鉄心６に切欠部７ａ，７ｂを形成することにより、この部位の隘路Ａ，Ｂに磁束の集中によって磁極が存在（現出）することは、回転子２の特定（所定）方向への回転方向性を導き出すのに大いに貢献していると考えられる。
【００６５】
このように、固定子鉄心６にＵ字状の切欠部７ａ，７ｂと弧状の切込部８ａ，８ｂを形成することにより、これら切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとにより、固定子鉄心６に鉄心の飽和現象とリラクタンス特性を生起させ、これにより、鉄心の磁気的方向性を生成させ、これにより、回転子２がそのスタート時（起動時）に少しぐらい逆転したとしても、瞬時に正常な回転方向にて回転させることが可能となる。
【００６６】
前記のようにして、単相モータ１における回転子２の始動位置を設定したら、スイッチＳＷを待機モードから「運転」端子に切り替えると、始動モードとなる。即ち、スイッチＳＷを「運転」端子に切り替えることにより、ロータプリセット回路１５が帰還回路１４から切り離され、その動作を停止する。一方、始動補償回路１６は、スイッチＳＷが「待機」端子にある場合には、コンデンサＣ2の充電がダイオードＤ8によって阻止される停止状態にあるが、この状態からスイッチＳＷを「運転」端子に切り替えることにより、始動モードとなって、始動補償回路１６が作動し、コンデンサＣ2の充電が開始される。
【００６７】
始動モードでは、帰還回路１４の抵抗値が１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ3，Ｒ4）と大きくなり、その分、転流周期が長くなって、単相モータ１の各コイルＬ1，Ｌ2 に始動トルクを発生させるために充分な電機子電流が流される。よって、単相モータ１は徐々に始動を開始する。
【００６８】
なお、単相モータ１の回転子２は、待機モードにおいて所定の位置に保持されているので、トランジスタＱ1，Ｑ2のいづれからオンが始まっても、必ず一定の方向に回転する。具体的には、待機モードにおいて、回転子２が図３（ｆ）の位置に保持されている場合には必ず左方向へ回転する。単相モータ１は、通電第１波または第２波のうち、回転子２の磁場ベクトルと反発する方向の磁場が与えられる通電（図３（ｆ）において、磁場ベクトルが右から左方向へ向かう通電）により、回転を開始するからである。
【００６９】
始動モードの継続に伴って、コンデンサＣ2が徐々に充電される。かかる充電により、コンデンサＣ2の端子間電圧が略０．６Ｖに達すると、トランジスタＱ4がオンして、始動モードから定常モードへと移行する。定常モードでは、トランジスタＱ4のオンにより帰還回路１４の抵抗値が２．２ｋΩ（抵抗Ｒ3）と小さくなるので、インバータ回路１２の発振周期が短くなって、転流周期が短くなる。よって、単相モータ１は徐々に高速回転を始め、やがて略定速回転となる。この状態で、直流電源５０の投入が続けられることにより、単相モータ１はほぼ定速回転を継続する。なお、ほぼ定速時の回転速度は、コイルＬ1，Ｌ2に印加される直流電源５０の電圧に比例する。即ち、直流電源５０の電圧が高いほど高速で回転し、低いほど低速で回転する。よって、直流電源５０の電圧値により、ほぼ定速時の回転速度を制御することができる。
【００７０】
定常モード（または始動モード）での運転中に、スイッチＳＷが「運転」端子から「待機」端子に切り替えられると、待機モードへ移行する。即ち、始動補償回路１６のコンデンサＣ2がダイオードＤ8により急速に放電され、トランジスタＱ4がオフされるとともに、ロータプリセット回路１５が作動し、単相モータ１へ直流電流成分が流されて、回転子２を所定の位置へ保持するホールディングトルクが加えられる。よって、単相モータ１は徐々に回転を緩め、回転子２を所定の位置にして停止する。
【００７１】
この状態で直流電源５０がオフされても、回転子２は所定の位置又はその近傍にある。よって、次に直流電源５０がオン（接続）された場合に、短時間のうちに回転子２を所定の位置へ保持することができる。回転子２が所定の位置へ保持された後は、単相モータ１をいつでも始動することができるので、単相モータ１を待機モードにしてから直流電源５０をオフすることにより、次の単相モータ１の始動までの時間を短縮することができる。
【００７２】
前記のように、本実施例のモータ駆動回路１１によれば、電流検出回路１３と帰還回路１４とにより、電機子電流の急増領域を検出して、その検出を転流タイミングとして転流動作を行わせている。よって、速度起電力によらず、電機子電流に基づいて転流タイミングを決定することができるので、単相モータ１であっても１８０度通電を行うことができ、その始動性を向上することができる。即ち、始動から短時間のうちに高速回転することができるのである。また、電機子電流に基づいて転流タイミングを決定することにより、重負荷時でも、転流に伴う過大なスパイク電圧の影響を受けることなく、的確にモータを駆動（回転）することができるのである。
【００７３】
更に、転流タイミングの決定に電機子電流の急増領域を用いているので、電機子電流を平均化する回路や、その平均化された電機子電流を所定倍に増幅する回路が不要となり、回路コストを低減することができる。しかも、インバータ回路１２は無安定マルチバイブレータ動作を行うシンプルな回路で構成されるとともに、ロータプリセット回路１５や始動補償回路１６は、インバータ回路１２、電流検出回路１３、帰還回路１４の各回路と有効に結合して共同動作するように構成されているので、各回路が単独で動作するように構成されている場合に比べて、モータ駆動回路１１のコストを大幅に低減することができる。
【００７４】
次に、図２に示すモータ駆動回路１１における回動検出回路１７の動作について説明する。本発明における外乱を検出するための基本概念は、例えば、バンドパスフィルタを用いて周波数が変化すると利得が変化することを利用して外乱の検出を行うことにある。この場合、回路のコストを考慮するために、例えば、ローパスフィルタのＣ（コンデンサ）Ｒ（抵抗）によるパッシブフィルタを構成し、例えば、図４に示すフィルタの特性図において、ポール（極）は１６Ｈｚに設定し、スロープ（Ｓ）は、−６ｄＢ／Ｏｃｔとした。そして、基準値となる周波数は１００Ｈｚを超えた地点に設定するようにした。
【００７５】
又、外乱に対する定義は、特に拘るものではないが、本発明において表現する外乱については、例えば、一般に電気用語で用いられている自動制御系の制御状態を乱すような外的作用と同じように、単相モータ１の回転子２が、その非回転時において、前記回転子２に取付けた図示しない回転羽根が、例えば、外力（風圧等の外的要因）を受けて非自発的に回転（回動）する現象を事例として説明する。
【００７６】
そして、前記回動検出回路１７は、例えば、ロータプリセット回路１５の通常時（単相モータ１の運転停止時（待機時））の発振周波数を１００Ｈｚとし、回転子２が例えば９０°回動した時点での前記ロータプリセット回路１５の発振周波数が１６６Ｈｚとなる場合に、バンドパスフィルタ回路１７ａの一方を構成する抵抗Ｒ9とコンデンサＣ3からなるローパスフィルタのカットオフ周波数を１６Ｈｚに設定し、この場合、回転子２の回動によりロータプリセット回路１５の周波数が１００Ｈｚより高くなると図４に示すように、バンドパスフィルタ回路１７ａからの出力が減るように設定する。前記出力はコンデンサＣ4と抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタにより前記１６Ｈｚ以下の直流分を除去し、かつ、オペアンプＯ1でその出力インピーダンスを低下させることにより、ロータプリセット回路１５の周波数の情報を電圧値に変換する。この電圧値はピークホールド回路１７ｂによってピークホールドし、この電圧値は、抵抗Ｒ12、可変抵抗ＶＲ1，コンデンサＣ6によって生成される基準電圧（周波数が１２０Ｈｚ相当の電圧）を比較器Ｈ1により比較し、外乱が生じている場合、あるいは、外乱によって回転子２が非自発的に回動したとき（周波数が１２０Ｈｚ以上）は、前記比較器Ｈ1 からの出力を反転させて出力する論理反転回路１７ｃのトランジスタＱ5 をオンさせ、このオン信号をスイッチＳＷに送出して前記スイッチＳＷを待機状態に維持する。
【００７７】
即ち、スイッチＳＷを仮に運転状態に切り換えたとしてもインバータ回路１２が起動するのを確実に防ぎ、単相モータ１が回転子２の回転位置が不安定な状態で起動するのを良好に阻止し、単相モータ１を駆動源とする電気機器の不用意な運転による弊害発生を一掃可能とした。
【００７８】
次に、前記回動検出回路１７の第２実施例を図５に示す。図５に示す第２実施例の回動検出回路２０と、前記第１実施例で説明した回動検出回路１７との相違点は、第２実施例の場合、バンドパスフィルタ回路２０ａとピークホールド回路２０ｂとの間に、オペアンプＯ1に代えて電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴと称する）Ｑ6を接続し、又、ピークホールド回路２０ｂと論理反転回路２０ｃとの間には、比較器Ｈ1に代えて抵抗Ｒ20，ツエナーダイオードＤ11を接続して構成したもので、バンドパスフィルタ回路２０ａと、ピークホールド回路２０ｂ，論理反転回路２０ｃの各構成の詳細については、前記第１実施例で説明した各回路１７ａ〜１７ｃ構成と同じであるので説明は省略する。
【００７９】
前記回動検出回路２０においても、例えば、ロータプリセット回路１５の通常の発振周波数を１００Ｈｚとし、回転子２が例えば９０°回動した時点での前記ロータプリセット回路１５の発振周波数が１６６Ｈｚとなる場合に、バンドパスフィルタ回路２０ａの一方を構成する抵抗Ｒ9とコンデンサＣ3からなるローパスフィルタのカットオフ周波数を１６Ｈｚに設定し、この場合、回転子２の回動によりロータプリセット回路１５の周波数が１００Ｈｚより高くなると図４に示すように、出力が減るように設定する。前記出力はコンデンサＣ4と抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタにより前記１６Ｈｚ以下の直流分が除去され、かつ、ＦＥＴＱ6にて出力インピーダンスを低下させた状態で、ピークホールド回路２０ｂによりロータプリセット回路１５の周波数に相当する情報を電圧値としてピークホールドする。
【００８０】
前記ピークホールドした電圧値は、ツエナーダイオードＤ11にて事前に設定される基準電圧（周波数が１２０Ｈｚ相当の電圧）以上の場合、前記ツエナーダイオードＤ11が通電され、論理反転回路２０ｃに電流が流れてトランジスタＱ5 がオンし、このオン信号をスイッチＳＷに送出し、前記スイッチＳＷを待機状態の位置に保持させるものである。そして、この第２実施例においては、第１実施例で示す比較器Ｈ1の基準電圧を設定するための抵抗Ｒ12，可変抵抗ＶＲ1，コンデンサＣ6が不要となる結果、第２実施例に示す回動検出回路２０は、簡素な回路構成で安価に製作できる利点がある。
【００８１】
つづいて、図６に本発明の第３実施例としての回動検出回路３０を示す。この回動検出回路３０は、図６で示すように、大別するとハイパスフィルタ回路３０ａと、ノコギリ波整形回路３０ｂと、第１実施例で示すピークホールド回路１７ｂと同様のピークホールド回路３０ｃと、更に、同じく論理反転回路３０ｄとによって構成されている。この第３実施例においては、第１，第２実施例で説明した周波数の変化により外乱を検出する手段と、更にオンパルス幅が変化することにより外乱を検出する手段とを組合せて構成したものである。
【００８２】
最初に、コンデンサＣ4，抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタ回路３０ａの一方は単相モータ１に接続され、他方となる出力端（コンデンサＣ4と抵抗Ｒ10の接続点）はノコギリ波整形回路３０ｂの抵抗Ｒ15に接続される。そして、前記ノコギリ波整形回路３０ｂは、前記抵抗Ｒ15をベースに接続したトランジスタＱ7 と、このトランジスタＱ7のコレクタに接続した抵抗Ｒ17，コンデンサＣ8と、トランジスタＱ7のエミッタに接続した抵抗Ｒ16とによって構成されている。前記ノコギリ波整形回路３０ｂの出力端（抵抗Ｒ17とコンデンサＣ8の接続点）は、ダイオードＤ9のカソードを介してオペアンプＯ2の非反転入力端に接続される。一方、オペアンプＯ2の反転入力端は、第１実施例で説明したピークホールド回路１７ｂと同様のピークホールド回路３０ｃと接続されている。
【００８３】
前記ノコギリ波整形回路３０ｂを構成する抵抗Ｒ16，Ｒ17，トランジスタＱ7 のエミッタと、ハイパスフィルタ回路３０ａの抵抗Ｒ10の他方端と、更にダイオードＤ9のアノードは、それぞれ直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。前記ピークホールド回路３０ｃの出力端は比較器Ｈ2の非反転入力端に接続されており、この比較器Ｈ2の反転入力端は抵抗Ｒ12，可変抵抗ＶＲ1，コンデンサＣ6に接続されている。又、前記オペアンプＯ2，比較器Ｈ2の＋電源側と、抵抗Ｒ12の一方は単相モータ１の中間端子ｇに接続され、オペアンプＯ2，比較器Ｈ2の−電源側と可変抵抗ＶＲ1，コンデンサＣ6の他方端はそれぞれ直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。更に、オペアンプＯ2，比較器Ｈ2の両電源（＋，−）間にはノイズ対策用のコンデンサＣ7が接続されている。なお、比較器Ｈ2の出力端と接続する論理反転回路３０ｄは、第１，第２実施例で説明した構成と同一であるため説明は省略する。
【００８４】
この第３実施例に示す回動検出回路３０は、周波数の変化とオンパルス幅が変化することに着目して構成したもので、例えば、ロータプリセット回路１５の通常の発振周波数を１００Ｈｚとし、回転子２が例えば９０°回動した時点での前記ロータプリセット回路１５の発振周波数が１６６Ｈｚとなる場合に、コンデンサＣ4と抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタ３０ａのカットオフ周波数を１６Ｈｚに設定する。次に前記１６Ｈｚより低い周波数となる直流分を前記ハイパスフィルタ回路３０ａによって除去したのち、ノコギリ波整形回路３０ｂを構成するトランジスタＱ7によってハイパスフィルタ回路３０ａからの出力を統一した矩形波に整形し、この矩形波を更にコンデンサＣ8と抵抗Ｒ17からなるＣＲ積分回路によりノコギリ波に変換し、このノコギリ波のピーク値がパルス幅に比例して変化するようにする。ノコギリ波整形回路３０ｂからの出力信号は、オペアンプＯ2の非反転入力端に入力され、その出力端から出力されるインピーダンスを低下させて、ピークホールド回路３０ｃに周波数の情報が電圧値として入力され保持される。このピークホールドされた電圧値は、抵抗Ｒ12，ＶＲ1とコンデンサＣ6によって生成された基準電圧（周波数が１２０Ｈｚ相当になる電圧）と、比較器Ｈ2により比較されて、外乱現象が生じておれば比較器Ｈ2の出力端からの出力信号が論理反転回路３０ｄに出力され、この論理反転回路３０ｄを作動させて、スイッチＳＷにこのスイッチＳＷを待機状態に維持する信号を出力する。
【００８５】
図７は本発明の回動検出回路４０の第４実施例を示すもので、第３実施例で説明した回動検出回路３０と異なる点は、ハイパスフィルタ４０ａとピークホールド回路４０ｂとの間にオペアンプＯ2（図６参照）に代えて、トランジスタＱ8 とＦＥＴＱ9を具備し、ピークホールド回路４０ｂと論理反転回路４０ｃとの間には、比較器Ｈ2（図６参照）に代えてツエナーダイオードＤ12を具備して構成した点にあり、周波数の変化とオンパルス幅が変化することにより外乱を検出するようにした点は、第３実施例と同様である。
【００８６】
次に、第４実施例における回路構成について説明すると、コンデンサＣ4，抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタ回路４０ａの一方を単相モータ１に接続し、他方端となるハイパスフィルタ回路４０ａの出力端は抵抗Ｒ18，Ｒ19の接続点を介してトランジスタＱ8のベースに接続されている。前記トランジスタＱ8のコレクタは抵抗Ｒ17とコンデンサＣ8からなるＣＲ積分回路と、ダイオードＤ9のカソードを経てＦＥＴＱ9のゲート入力端に接続されている。
【００８７】
前記抵抗Ｒ19，Ｒ17の一端とトランジスタＱ8のエミッタとダイオードＤ9 のアノードは、直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。ＦＥＴＱ9のソースはダイオードＤ10のアノードと抵抗Ｒ11に接続されている。又、前記ダイオードＤ10のカソードは、コンデンサＣ5と抵抗Ｒ20の一方とツエナーダイオードＤ12のカソードに接続されている。コンデンサＣ5と抵抗Ｒ11，Ｒ20の他方端は直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。ＦＥＴＱ9のドレインは、コンデンサＣ8の他端とともに単相モータ１の中間端子ｇ側に接続されている。
【００８８】
前記ツエナーダイオードＤ12のアノードは抵抗Ｒ13に接続され、抵抗Ｒ13のもう一端はトランジスタＱ5のベースと抵抗Ｒ14に接続されている。抵抗Ｒ14の他端とトランジスタＱ5のエミッタは、直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。更に、トランジスタＱ5のコレクタはスイッチＳＷの「待機」端子と接続されている。
【００８９】
この第４実施例に示す回動検出回路４０は、周波数の変化とオンパルス幅が変化することに着目して構成したもので、例えば、ロータプリセット回路１５の通常の発振周波数を１００Ｈｚとし、回転子２が例えば９０°回動した時点での前記ロータプリセット回路１５の発振周波数が１６６Ｈｚとなる場合に、コンデンサＣ4と抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタ回路４０ａのカットオフ周波数を１６Ｈｚに設定する。次に前記ハイパスフィルタ回路４０ａにより１６Ｈｚより低い周波数の直流分の除去したのち、トランジスタＱ8によってハイパスフィルタ４０ａの出力を統一した矩形波に整形し、この矩形波を更にコンデンサＣ8と抵抗Ｒ17からなるＣＲ積分回路によりノコギリ波に変換し、このノコギリ波のピーク値がパルス幅に比例して変化するようにする。
【００９０】
前記ＣＲ積分回路から出力される信号は、ＦＥＴＱ9のゲートに入力され、そのソースフォロアで出力インピーダンスを低下させてから次のダイオードＤ10とコンデンサＣ5と抵抗Ｒ11で構成されるピークホールド回路４０ｂにより周波数情報が電圧値としてピークホールドされる。この電圧値は、ツエナーダイオードＤ12によって生成された基準電圧（周波数が１２０Ｈｚ相当になる電圧）以上である場合、論理反転回路４０ｃに電流が流れ、前記論理反転回路４０ｃが作動してスイッチＳＷを待機状態に維持するものである。
【００９１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路においては、単相ブラシレスモータの電機子巻線に流れる電機子電流の急増領域が検出され、その電機子電流の急増領域の現出を転流タイミングとして単相ブラシレスモータの転流を行うように構成したので、回転子の回転位置の決定が、速度起電力に頼ることなく、電機子電流に基づいて転流タイミングを決定することができるという効果がある。
【００９２】
しかも、前記転流タイミングの決定に際し、電機子電流を平均化する回路、前記平均化された電機子電流を所定倍に増幅する回路が不要となる結果、この種単相ブラシレスモータの回路コストを著しく低減することが可能となる。
【００９３】
又、本発明は、通常の状態においては単相ブラシレスモータを事前に設定した回転方向に回すことは容易である反面、自然風等外的要因により、単相ブラシレスモータの起動前（待機時）に回転子が回動してその回転位置（スタート位置）が変化している場合、この状態で通電を開始すると回転子が逆方向に回転したり、起動ができなくなるという問題が生じていたが、本発明はセンサレス駆動回路に外的要因によって回転子の位置がずれた場合、回転子の位置がずれていることを事前に検出して回転子の起動を阻止する回動検出回路が具備させてあるので、外的要因により電動機がその起動に失敗するという問題を確実に解消することができる。しかも、外的要因の発生時は電動機の起動を自動停止させ、外的要因が解消すれば直ちに起動させることができるので、電動機を駆動源とする機器が電動機の起動失敗によって生じる弊害を確実に回避することができる。
【００９４】
更に、前記外的要因により回転子が回動したことを検出する回動検出回路は、既存の技術を組合せることにより、簡易に構成することができるため、単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路は特別に大型化することなく、小型・軽量に、かつ、安価に製造することが可能となり利便である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のセンサレス駆動回路装置によって駆動するスケルトン形の単相ブラシレスモータの概略的構成図である。
【図２】本発明の第１実施例として示す単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置の回路図である。
【図３】本発明のセンサレス駆動回路装置により始動する回転子の回転位置決め状況を順次説明するための説明図である。
【図４】本発明のセンサレス駆動回路装置に具備した回動検出回路の１例として用いるバンドパスフィルタの特性要因図である。
【図５】本発明の第２実施例として示す単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置の回路図である。
【図６】本発明の第３実施例として示す単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置の回路図である。
【図７】本発明の第４実施例として示す単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置の回路図である。
【図８】従来の単相ブラシレスモータを示す概略的な構成図である。
【図９】従来の単相ブラシレスモータの動作状況を順次説明するための説明図である。【符号の説明】
１ 単相ブラシレスモータ
２ 回転子
３ 回転子挿入孔
５ 電機子巻線
６ 固定子鉄心
１１ センサレス駆動回路装置
１２ インバータ回路
１３ 電流検出回路
１４ 帰還回路
１５ ロータプリセット回路
１６ 始動補償回路
１７，２０，３０，４０ 回動検出回路
１７ａ，２０ａ バンドパスフィルタ回路
３０ａ，４０ａ ハイパスフィルタ回路
１７ｂ，２０ｂ，３０ｃ，４０ｂ ピークホールド回路
３０ｂ ノコギリ波整形回路
１７ｃ，２０ｃ，３０ｄ，４０ｃ 論理反転回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、単相スケルトン形の単相ブラシレスモータの改良に係り、特に、回転子の起動時において、前記回転子自体が外的要因により回動している状態での起動を阻止する機能を具備した単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、この種のブラシレスＤＣモータの駆動回路であって、ホール素子などの位置検知素子を用いることのないセンサレス駆動回路では、回転駆動中のモータの電機子巻線に生じる速度起電力と界磁の位置の相関に着目して、該速度起電力によりモータの転流タイミングを決定していた。特公平７−６３２３２号公報には、この速度起電力に基づいて単相ブラシレスモータを駆動する駆動回路が記載されている。
【０００３】
図８に示すように、特公平７−６３２３２号公報に記載される駆動回路においては、いわゆるスケルトン形の単相ブラシレスモータ１００を備えており、界磁としてのロータ１０１と、電機子としてのステータ１０２とを備えている。又、モータ１００の停止時に、ロータ１０１の磁極の磁束軸Ｘ’がステータ１０２の磁極の磁束軸Ｙ’と一致して停止しないように（いわゆるロック位置でロータ１０１が停止しないように）、弱磁界の永久磁石１０３の磁極（Ｓ極）が、その磁束軸Ｚ’をステータ１０２の磁束軸Ｙ’と直交するようにして、ロータ１０１の磁極と対向して配置されている。これによりステータ１０２のコイル１０４への通電を停止すると、ロータ１０１は磁束軸Ｘ’，Ｙ’が重なるロック位置から角θだけ回動した位置に停止するように構成されている。
【０００４】
この駆動回路では、モータ１００を所望の方向へ的確に起動させるため、起動前にロータ１０１を所定の初期位置へセットするようにしている。図９を参照して、ロータ１０１を右方向へ回転させる場合の動作について説明する。
【０００５】
モータ１００の停止状態では、ロータ１０１は、永久磁石１０３の影響により、図９（ａ）又は（ａ）’の位置に停止している。この状態から、図９（ｂ）及び（ｂ）’に示すように、所望の回転方向（右方向）とは逆の左方向への回転を生じさせる向きにステータ１０２へ断続的な通電を行う。図９（ｂ）及び（ｂ）’のいずれの場合にも、ロータ１０１は、この断続的な通電により左方向へ回動し、図９（ｃ）に示すように、ロータ１０１の磁束軸Ｘ’とステータ１０２の磁束軸Ｙ’とが一致する位置で停止する。その後、前記断続的な通電を停止すると、ロータ１０１と永久磁石１０３との間に吸引力および反発力が作用して、ロータ１０１は、図９（ｄ）に示す所定の位置に移動し、やがて停止する。これにより、モータ１００の起動前におけるロータ１０１の初期位置へのセットが完了する。
【０００６】
ロータ１０１の初期位置へのセット完了後、図９（ｅ）に示すように、所望の右方向への回転を生じさせるようにステータ１０２への通電を行うと、ロータ１０１が右方向へ的確に回転を開始する。なお、ロータ１０１を左方向へ回転する場合は、ステータ１０２への通電を、前記図９（ｂ），（ｂ）’，（ｃ）及び（ｅ）の場合とは逆方向に行うことにより達成される。
【０００７】
このように特公平７−６３２３２号公報記載の駆動回路においては、ロータ１０１の停止位置に関わらず、ホール素子などの位置検知素子を用いることなく、センサレスで単相ブラシレスモータ１００を所望の方向へ的確に起動することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図９（ｃ）の状態からステータ１０２の通電を停止して、図９（ｄ）の状態へ移行する場合、ロータ１０１の振動は容易に収まらず、ロータ１０１が初期位置にセットされた状態で停止するまでには相当の時間を要していた。前記ロータ１０１の振動が停止するまでの時間は、モータ１００のイナーシャなどにより一概に断定できないが、長いものにあっては数１０秒かかる場合もあった。一方、ロータ１０１の振動中にモータ１００を再始動すると、振動状況によっては、即ち、ロータ１０１がその初期位置より大きくずれたりした場合、モータ１００が逆回転してしまうこともあった。
【０００９】
又、モータ１００の転流タイミングを決定するための速度起電力は、モータ１００の電機子巻線電圧を利用して検出していたので、特に、単相ブラシレスモータでは１８０度通電を行うことができなかった。このため、単相ブラシレスモータでは、始動時にロータ１０１に対して大きなトルクを与えることができず、始動後短時間のうちに前記ロータ１０１を高速回転させることができなかった。又、単相ブラシレスモータに限らず、高負荷トルク時には、通電切替に伴う電機子電流の還流作用による転流スパイク電圧が増大するので、検出される速度起電力情報に大きな誤差が生じてしまい、その結果、界磁磁極位置の推定に大きなズレが生じて、転流タイミングを適切に決定することができなかった。
【００１０】
そこで、本願出願人は、特開平９−３７５８６号に記載するブラシレスモータのセンサレス駆動回路を発明した。かかるモータのセンサレス駆動回路においては、モータ各相の電機子電流波形に着目して、各相の通電領域にあらわれる２つの顕著な電流増加領域のうち第２の電流増加領域を検出して、これを転流タイミングと決定し、転流制御を行うものである。よって、このモータのセンサレス駆動回路では、速度起電力によらず、電機子電流に基づいて転流タイミングを決定しているので、単相モータであっても１８０度通電を行うことができ、また、高負荷トルク時でも適切に転流タイミングを決定することができるという優れた点を備えている。
【００１１】
しかし、前記のセンサレス駆動回路では、上記第２の電流増加領域を、モータの電機子電流の瞬時値が電機子電流の平均値の所定倍（例えば１．２倍）になったことを目安として検出している。よって、第２の電流増加領域の検出のためには、電機子電流を平均化する回路と、その平均化された電機子電流を所定倍に増幅する回路とが必要となり、駆動回路自体のコストが上昇してしまうという問題があった。
【００１２】
又、前記のセンサレス駆動回路においては、モータを例えば、送風機等の負荷に取付けた場合、送風機自体の駆動回路は、外的要因に関係なく起動を停止しているにもかかわらず、ロータ自体が回転するようなとき、即ち、例えば、送風機のファンが外部から自然に流入する外気の風圧によって非自発的に回動した場合（この現象を以下外乱という）、ロータはその起動時における初期位置が移動してずれてしまい（界磁磁極位置に大きなズレが生じる）、前記モータ自体の転流タイミングを適切に決定することができず、前記外乱によって転流タイミングが適切でない状態で電機子巻線に通電を行うことになるため、ロータの起動失敗、あるいは、ロータが逆方向に加速回転したりするという問題があった。
【００１３】
本発明は、前記の問題点を解決するためになされたものであり、外的要因である自然風等によって生ずる外乱の影響で待機状態にある回転子が回動してその初期位置が変化した場合、前記外乱によって回転子が回動したことを適確に検出してセンサレス駆動回路を確実に停止させるようにした、単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置を提供することを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、単相ブラシレスモータは、上部側に一対の切込部を形成した回転子挿入孔を有し、下部側には分離可能な鉄心部材を介してセンタタップを有する電機子巻線を巻装した固定子鉄心と、前記回転子挿入孔に回転自在に設けた永久磁石からなる回転子とによって構成し、前記単相ブラシレスモータを駆動制御するセンサレス駆動回路装置は、電機子巻線に交番電圧を通電するインバータ回路と、電機子巻線に流れる電流を検出しこの電流を電圧に変換する電流検出回路と、前記電流検出回路にて検出され電圧に変換された電機子電流をインバータ回路にフィードバックして該インバータ回路の転流周期を前記電機子電流に応じて可変する帰還回路と、単相ブラシレスモータの運転待機時回転子が所定の始動位置から外的要因により非自発的に回動した場合電機子巻線に断続通電を行って回転子を所定の始動位置まで回動して保持させるロータプリセット回路と、前記回転子が所定の始動位置から非自発的に回動した場合前記ロータプリセット回路からの発信周波数の変化をバンドパスフィルタ回路により前記発信周波数の基準値に対してその利得が変化することを検出する手段を備えて回転子が所定の始動位置から非自発的に回動したことを検出する回動検出回路と、単相ブラシレスモータの始動時所定の始動トルクを発生させる電機子電流を電機子巻線に一定時間通電させて単相ブラシレスモータを始動させる始動補償回路とを具備して構成したことを特徴とする。
【００１５】
請求項２記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路装置において、前記回動検出回路を、前記ロータプリセット回路の発振周波数の変化を、オンパルス幅変化として基準となるオンパルス幅と比較し、かつ、前記比較したオンパルス幅の周波数に対応してその利得が変化することを検出する手段を具備して構成したことを特徴とする。
【００１６】
請求項３記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路装置において、前記回動検出回路を、バンドパスフィルタ回路と、前記バンドパスフィルタ回路の出力インピーダンスを低下させるためのオペアンプと、前記オペアンプの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値と基準電圧とを比較する比較器と、更に、前記比較器からの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする。
【００１７】
請求項４記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路装置において、前記回動検出回路を、バンドパスフィルタ回路と、前記バンドパスフィルタ回路の出力インピーダンスを低下させる電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値とツエナーダイオードの基準電圧とを比較し、ピークホールドした電圧値が基準電圧を上回ったとき、ツエナーダイオードからの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする。
【００１８】
請求項５記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路装置において、前記回動検出回路を、バンドパスフィルタ回路と、バンドパスフィルタ回路の出力をノコギリ波に変換し、かつ、そのピーク値をパルス幅に比例して変化させるノコギリ波整形回路と、前記バンドパスフィルタ回路の出力インピーダンスを低下させるオペアンプと、前記オペアンプの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値と基準電圧とを比較する比較器と、更に、前記比較器からの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする。
【００１９】
請求項６記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路装置は、請求項１記載のセンサレス駆動回路装置において、前記回動検出回路を、バンドパスフィルタ回路と、バンドパスフィルタ回路の出力をノコギリ波に変換し、かつ、そのピーク値をパルス幅に比例して変化させるノコギリ波整形回路と、出力インピーダンスを低下させる電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値とツエナーダイオードの基準電圧とを比較し、ピークホールドした電圧値が基準電圧を上回ったとき、ツエナーダイオードからの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする。
【００２０】
本発明においては、単相ブラシレスモータの起動時にその制御回路を構成するセンサレス駆動回路装置に、回転子が単相ブラシレスモータの始動時（起動時）に所定の回転位置に保持されていない場合、これを検出するための回動検出回路を具備していることにより、自然風の流入等による外的要因（外乱）によって回転子が始動時前に所定位置から回動していることを確実に認識することができるので、単相ブラシレスモータの起動時、外乱により回転子が回動している場合、あるいは、回動したことによって、回転子自体が起動に失敗したり、回転子が逆方向に回転することにより生ずる弊害を確実に回避することができ、単相ブラシレスモータを駆動源とする電気機器の安全性を確実に確保することが可能となり、至便である。
【００２１】
しかも、前記回動検出回路は、外乱が生じていた場合は、前記回転子が回動したことを示す情報によって作動する停止手段によって、インバータ回路が駆動するのを停止させる信号を送出し、前記インバータ回路の作動を確実に阻止するようにしたので、外乱によって回転子が回動している間、あるいは、回動したときは単相ブラシレスモータの起動を適確に阻止することが可能となり、利便である。
【００２２】
又、前記回動検出回路は、特別な制御回路を構成することなく、既存の技術を組合せて構成するようにしたので、回路構成は複雑化することなく簡素化でき、かつ、狭隘なスペースを有効利用して設けることができるため、単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路を小型に、しかも、経済的に製造することが可能となった。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を単相ブラシレスモータ（以下、単相モータと称する）に実施した例を図１ないし図４によって説明する。図１において、単相モータ１は、図の上部側に回転子２を回転自在に挿入するための回転子挿入孔３を有し、図の下部側には、分離可能な鉄心部材４を介して電機子巻線５を巻装した固定子鉄心６と、永久磁石からなる前記回転子２とからなり、固定子鉄心６は一般的な電磁鋼板を打抜き、所定の積厚に積層することにより形成し、又、回転子２は、例えば磁性粉末を合成樹脂粉末と混合し、これを射出成型手段等により射出形成した、プラスチックマグネットロータ（以下、単に回転子と称する）を具備して、スケルトン形の単相モータ１を構成するものである。
【００２４】
そして、前記固定子鉄心６には、図１に示すように、回転子挿入孔３の外側において、回転子挿入孔３の周縁に約１８０°の角度間隔を保って、一対の平面形状がＵ字状をなす切欠部７ａ，７ｂが、前記回転子挿入孔３と連通することなく狭隘な隘路（磁路）Ａ，Ｂを有して形成されている。前記隘路Ａ，Ｂを形成するのは、電機子巻線５が磁化されていないときに固定子鉄心６に流れる磁束（回転子２により生じる）を前記隘路Ａ，Ｂに集中させ、回転子２に所要の磁極を形成させるためのものであり、固定子鉄心６に流れる磁束は、隘路Ａ，Ｂにおいて均等に割り振りされて流れることにより、回転子２の起動時における位置決めの動作に貢献するものである。
【００２５】
又、前記固定子鉄心６の回転子挿入孔３の周縁には、図１で示すように、前記切欠部７ａ，７ｂから約９０°の角度間隔を保って回転子挿入孔３と連通可能となした一対の切込部８ａ，８ｂが、互いに相対向した状態で約６０°の角度範囲を保って弧状に形成されている。この切込部８ａ，８ｂは固定子鉄心６に流れる磁束が、前記切込部８ａ，８ｂの存在による磁気抵抗の増加により流れが抑制され、回転子２の磁化が最も弱体化しているＮ極とＳ極との境界部分ａが、前記切込部８ａ，８ｂの中間点の位置で停止することが可能となる。
【００２６】
前記固定子鉄心６にＵ字状の切欠部７ａ，７ｂと弧状の切込部８ａ，８ｂをそれぞれ形成した場合、回転子２を始動位置に導いたり、所定位置で停止させることができる点は、公知の有限要素法の磁場解析によるコギングトルク解析によって確認することができた。特に、切欠部７ａ，７ｂの存在は、回転子２をその停止位置から始動位置近くまで微動させることが可能となり、これが回転子２の回転方向を導き出す上で大いに貢献しているものと思われる。
【００２７】
前記の点を更に詳述すると、固定子鉄心６は電機子巻線５への通電により鉄心部材４が直流磁化されると、固定子鉄心６に、例えば図１において右方向（時計方向）に沿って磁束が流れる。この結果、回転子２の磁極は固定子鉄心６に流れる磁束に対して整列しやすい方向に位置を変える（回転）ことになるが、これを、即ち、回転子２の回転を急激に行うと、回転子２自体がどの方向に回転するのか不明となる。このため、固定子鉄心６の鉄心部材４を、比較的高い周波数で交流磁化させ、かつ、直流成分を上乗せすることにより、固定子鉄心６を少しだけ直流磁化させる。
【００２８】
前記のようにすると、回転子２は徐々に磁束が整列する方向に移動（回転）し、回転子２のＮ，Ｓ極の境界部分ａが、例えば、切欠部７ａと切込部８ａとの中間位置に近づくように回転しながら停止する。そして、停止した位置が回転子２の始動位置となる。即ち、回転子２の磁極の位置を確定するものである。以上の一連の動作を単相モータ１の起動時における回転子２の位置決め動作（プリセット動作）と言い、これらの動作は有限要素法の磁場解析によるトルク解析によって確認することができた。
【００２９】
なお、本発明において、前記回転子２は電機子巻線５の無通電状態では、回転子２の磁束軸Ｘが固定子鉄心６の磁束軸Ｙと一致するロック位置から、偏角θを保つ２箇所の位置（図１の位置、および、図１の回転子２のＮ極とＳ極とが逆になった位置）に停止されるように構成されている。
【００３０】
又、電機子巻線５は、例えば、固定子鉄心６の鉄心部材４のみに巻装された一組の中間子付巻線（センタタップ巻線）により構成され、２つの端子ｅ，ｆと中間端子ｇとの計３つの端子を備えている。また、その巻線仕上げは、２本の導線を束ねて同時に巻く、いわゆる「バイファイラ巻き」により行われている。なお、単相モータの場合には、中間タップがあれば良く、必ずしもバイファイラ巻きである必要は無い。
【００３１】
次に、本発明の単相モータ１を駆動制御するセンサレス駆動回路装置について説明する。図２において、前記センサレス駆動回路装置（以下単にモータ駆動回路という）１１は、大別すると、インバータ回路１２と、電流検出回路１３と、帰還回路１４と、ロータプリセット回路１５と、始動補償回路１６と、回動検出回路１７とを備えて概略構成されている。このモータ駆動回路１１には、１０〜３０ボルトの直流電圧を出力可能な直流電源５０が接続され、そのプラス側入力端Ｐは、ダイオードＤ1のアノードに接続されている。このダイオードＤ1は、単相モータ１の転流動作時に発生する逆起電力による還流電流が直流電源５０に流れ込むのを防止する。又、ダイオードＤ1のカソードは、前記還流電流を充電するコンデンサＣ1（５０Ｖ、１００μＦ）のプラス側端子に接続され、そのコンデンサＣ1のマイナス側端子は、直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。なお、還流電流をコンデンサＣ1に充電することは、モータ駆動回路１１から外部に発振される電磁ノイズ（ＥｌｅｃｔｒｏＭａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）の量の減少を図るとともに、直流電源５０と端子ＰＮ間の配線抵抗での電力損失の低減及び還流電流の再利用による電力利用率（効率）の向上を図るためのものである。
【００３２】
前記ダイオードＤ1のカソードは、単相モータ１の中間端子ｇに接続され、単相モータ１の端子ｅ，ｆは、インバータ回路１２に接続されている。インバータ回路１２は、無安定マルチバイブレータ動作（自励発振動作）を行って、単相モータ１の各コイルＬ1（ｇ−ｅ巻線），Ｌ2（ｇ−ｆ巻線）に、交互に直流電圧を印加するための回路である。このインバータ回路１２は、高耐圧のＮＰＮ形パワートランジスタＱ1，Ｑ2と、１０ｋΩの抵抗Ｒ1，Ｒ2、ダイオードＤ2，Ｄ3とを備えて構成されている。
【００３３】
前記インバータ回路１２の両トランジスタＱ1，Ｑ2のコレクタ端子は、単相モータ１の両端子ｅ，ｆにそれぞれ接続されるとともに、抵抗Ｒ1，Ｒ2を介して、それぞれ他方のトランジスタＱ2，Ｑ1のベース端子に交叉接続されている。この接続により、一方のトランジスタのオンにより他方のトランジスタがオフされ、かつ、そのオン・オフが繰り返されるという、無安定マルチバイブレータ動作（いわゆる自励発振動作）が行われる。また、両トランジスタＱ1，Ｑ2のコレクタ・エミッタ端子間には、ダイオードＤ2，Ｄ3がアノード端子をエミッタ端子側にしてそれぞれ接続されており、これらダイオードＤ2，Ｄ3により、単相モータ１の転流動作時に発生する逆起電力エネルギーが還流電流として還流される。
【００３４】
ここで、前記インバータ回路１２の無安定マルチバイブレータ動作について説明する。図２において、直流電源５０の投入により、例えば、トランジスタＱ1 がオンし、トランジスタＱ2がオフしたとすると、コイルＬ1を介して電流が流れ、トランジスタＱ1のコレクタ電流が増加する。やがてコレクタ電流がトランジスタＱ1のベース電流と電流増幅率とで定まる飽和電流値に達すると、トランジスタＱ1のコレクタ電流の増加率が低下し、トランジスタＱ1のコレクタ・エミッタ間電圧が上昇し始める。トランジスタＱ1のコレクタ電圧がエミッタ端子を基準にして０．６Ｖ付近に達すると、抵抗Ｒ1を介して、トランジスタＱ2にベース電流が流れ始めトランジスタＱ2がオンする。このトランジスタＱ2のオンに伴って、トランジスタＱ2のコレクタ電圧が低下し、抵抗Ｒ2を介してトランジスタＱ1 に供給されるベース電流が減少する。このベース電流の減少とともに、トランジスタＱ1の飽和電流値も減少するので、トランジスタＱ1のコレクタ電流が更に減少する。これにより、トランジスタＱ1のコレクタ電圧が更に上昇し、トランジスタＱ2のベース電流を増加させて、トランジスタＱ2のオンを加速する。一方、トランジスタＱ2のオンにより、トランジスタＱ2のコレクタ電圧が低下し、トランジスタＱ1のベース電流が更に減少して、トランジスタＱ1のオフが加速される。このように、急速に、トランジスタＱ1がオフ、トランジスタＱ2がオンの状態に変化する。
【００３５】
トランジスタＱ2がオン、トランジスタＱ1がオフとなった後は、トランジスタＱ2のコレクタ電流が飽和電流値に達するまでその状態を維持する。そして、トランジスタＱ2のコレクタ電流が飽和電流値に達すると、上記とは逆に、トランジスタＱ1のオン、トランジスタＱ2のオフが急速に行われ、その状態が変化する。このように、トランジスタＱ1，Ｑ2のオン・オフ動作が繰り返され、その結果、インバータ回路１２は「無安定マルチバイブレータ動作」（自励発振動作）を行うのである。
【００３６】
インバータ回路１２の両トランジスタＱ1，Ｑ2のエミッタ端子と、直流電源５０のマイナス側入力端Ｎとの間には、電流検出回路１３が設けられている。電流検出回路１３は、２Ω（４Ｗ）のシャント抵抗Ｒｓにより構成され、インバータ回路１２を介して単相モータ１のコイルＬ1，Ｌ2に流れる電流（以下「電機子電流」という）を、シャント抵抗Ｒｓに流れるシャント電流として検出し、電圧に変換するための回路である。この電圧変換されたシャント電流は、後述する帰還回路１４によってインバータ回路１２へフィードバック（帰還）され、前記した無安定マルチバイブレータ動作の発振周期を決定する。
【００３７】
前記帰還回路１４は、電流検出回路１３によって検出され電圧に変換されたシャント電流（電機子電流）を、インバータ回路１２へフィードバックする回路であり、２つのダイオードＤ4，Ｄ5と、２．２ｋΩの抵抗Ｒ3と１０ｋΩの抵抗Ｒ4 とからなり、前記抵抗Ｒ3，Ｒ4は直列に接続され、抵抗Ｒ4側の一端はシャント抵抗Ｒｓの電圧を増幅した電流検出回路１３の出力端に接続され、抵抗Ｒ3側の他端はダイオードＤ4，Ｄ5のカソードに接続されている。又、ダイオードＤ4，Ｄ5の各アノードは、インバータ回路１２の各トランジスタＱ1，Ｑ2のベース端子にそれぞれ接続されている。
【００３８】
この帰還回路１４は、電流検出回路１３、及び、抵抗Ｒ1，Ｒ2とトランジスタＱ1，Ｑ2との電流増幅率の相互作用を利用して、電機子電流の急増領域を検出し、その急増領域でインバータ回路１２による転流が行われるようにしている。電機子電流は、回転子２が固定子鉄心６に最も吸着される位置、即ち、回転子２の磁場ベクトルと、電機子巻線５への通電により生じる磁場ベクトルとが整列する位置（モータの発生トルクがゼロとなる位置）で急増する。これは、回転子２が前記位置に達することにより、発電電圧がほぼ「０」となるからである。従って、前記急増領域の現出を転流タイミングとして決定することにより、単相モータ１を適確に同期駆動（回転）することが可能となる。
【００３９】
具体的には、シャント抵抗Ｒｓの電圧降下を、インバータ回路１２の各トランジスタＱ1，Ｑ2のベース端子へフィードバック（帰還）させるのである。すると、電機子電流の急増領域では、シャント抵抗Ｒｓの電圧降下が大きくなる結果、その分、ベース電流が帰還回路１４側へ流れて少なくなり、コレクタ電流の飽和電流値が小さくなるものの、その際、流れているコレクタ電流が飽和電流値と一致すると、両トランジスタＱ1，Ｑ2のオン・オフ状態が切替えられ、転流動作が円滑に行われる。
【００４０】
なお、かかる転流周期（タイミング）、即ち、上記したインバータ回路１２の発振周期は、この帰還回路１４の抵抗値により変化させることができる。具体的には、帰還回路１４の抵抗値を小さくすると、インバータ回路１２の発振周期が短くなり（発振周波数が大きくなり）、抵抗値を大きくすると発振周期が長くなる（発振周波数が小さくなる）のである。帰還回路１４の抵抗値を小さくすることにより、トランジスタＱ1，Ｑ2のベース端子への帰還量が多くなるので、電機子電流の急増を僅かに検出した場合でも、転流動作を確実に行わせることができる。
【００４１】
次に、ロータプリセット回路１５は、単相モータ１の停止時（待機時）に、微少量の直流電流成分を流して、回転子２を所定の停止位置（例えば、図３（ａ）に示す位置）に保持しておくための回路である。即ち、単相モータ１の一方のコイルＬ1に通電する時間と、他方のコイルＬ2に通電する時間との比率（デューティ比）をアンバランスとして、単相モータ１に直流電流成分を通電する。この直流電流成分は、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値（並列抵抗値）をトランジスタＱ1，Ｑ2の各オン時に大小させるとともに、インバータ回路１２の発振周期を長短させることにより生成する。
【００４２】
このように、前記ロータプリセット回路１５によって回転子２が所定の停止位置に保持されるので、単相モータ１の始動時にインバータ回路１２のいずれのトランジスタＱ1，Ｑ2がオンしても、単相モータ１を必ず所定の方向へ回転させることができるのである。例えば、ロータプリセット回路１５によって、始動前の回転子２が図３の（ａ）に示す位置に保持されていると、単相モータ１は必ず左方向へ回転する。
【００４３】
このロータプリセット回路１５は、インバータ回路１２のトランジスタＱ2 のコレクタ端子に接続された抵抗Ｒ5（３２ｋΩ）を備え、その抵抗Ｒ5の一端は、１０ｋΩの抵抗Ｒ6の一端とトランジスタＱ3のベース端子とに接続されている。一方、トランジスタＱ3のコレクタ端子は１ｋΩの可変抵抗ＶＲの摺動子に接線され、前記可変抵抗ＶＲの一端はダイオードＤ6のカソードに接続され、ダイオードＤ6のアノードは帰還回路１４のダイオードＤ4，Ｄ5のカソードに接続されている。又、可変抵抗ＶＲの他端は、抵抗Ｒ6の他端と、トランジスタＱ3のエミッタ端子と、スイッチＳＷの「待機」端子とに接続され、スイッチＳＷのコモン端子は、帰還回路１４と同様に、電流検出回路１３の出力端および直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。
【００４４】
ロータプリセット回路１５は、直流電源５０が投入された状態で、スイッチＳＷを「運転」端子から「待機」端子へ切り替えることにより作動する。即ち、スイッチＳＷを「待機」端子に切り替えると、帰還回路１４の抵抗Ｒ3，Ｒ4に可変抵抗ＶＲ及びトランジスタＱ3のエミッタ端子が並列接続されて合成抵抗値が減少するとともに、かかる合成抵抗値は、インバータ回路１２のトランジスタＱ1 のオン時とＱ2のオン時とで大小するので、トランジスタＱ1のオン時とＱ2のオン時とでインバータ回路１２の発振周期が長短し、その結果、単相モータ１へ直流電流成分が流れる。
【００４５】
具体的には、トランジスタＱ1がオフ、Ｑ2がオンの場合、トランジスタＱ3はオフし、帰還回路１４の合成抵抗値は０．９２ｋΩ（ＶＲ（Ｒ3＋Ｒ4）／（ＶＲ＋Ｒ3＋Ｒ4））となる。逆に、トランジスタＱ1がオン、Ｑ2がオフした場合、トランジスタＱ3はオンし、可変抵抗ＶＲの抵抗値が減少する。例えば、可変抵抗ＶＲの摺動子が半分の位置にある場合には、可変抵抗ＶＲの抵抗値は０．５ｋΩとなるので、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値は０．４８ｋΩとなる。前記した通り、インバータ回路１２の発振周期は、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値が大きいほど長く、小さいほど短いので、トランジスタＱ1のオン時間はＱ2のオン時間に比べて短くなる。従って、その差分の微小量の直流電流成分が単相モータ１に流され、その直流電流成分によって、単相モータ１の回転子２が所定の位置に保持されるのである。
【００４６】
なお、アンバランスとするデューティ比は、直流電流成分が２０％（６０％対４０％）〜５０％（７５％対２５％）の範囲となるように設定することが一般的に好ましい。又、回転子２を保持する所定の位置としては、回転子２の磁束軸Ｘが固定子鉄心６に設けられた２つの切欠部７ａ，７ｂを結ぶ線と直交する位置よりやや水平側に傾いた位置が好適である（図１，３（ａ）参照）。即ち、直流電源５０をオフからオンした場合に、回転子２の磁束軸Ｘがやや水平側に回転するような挙動を示す位置に設定するのが好ましい。即ち、回転子２は直流電源５０のオフ後、前記位置に保持され易く構成されているからである。
【００４７】
なお、前記ダイオードＤ6は、スイッチＳＷが「待機」位置側に存在する場合だけ、帰還回路１４の抵抗値が減少するようにし、逆に、スイッチＳＷが「運転」位置側にある場合に単相モータ１の電圧が、抵抗Ｒ5，Ｒ6を経て可変抵抗ＶＲから抵抗Ｒ3側に漏れ電流が流れ込まないようにするものである。
【００４８】
つづいて、始動補償回路１６は、単相モータ１の始動時に、充分な始動トルクを発生させる上で必要な電機子電流を流して、単相モータ１の始動動作を確実に行うための回路である。従って、この始動補償回路１６は、単相モータ１の始動時と始動後において帰還回路１４の抵抗値を大小させ、始動時には転流周期を長くして、単相モータ１へ充分な電機子電流を流し、始動後は前記転流周期を短くして単相モータ１を高速回転させるようにしている。
【００４９】
始動補償回路１６は、トランジスタＱ1，Ｑ2のエミッタ端子および電流検出回路１３の入力端にアノードが接続されたダイオードＤ7を備え、そのダイオードＤ7のカソードは２７ｋΩの抵抗Ｒ7の一端に接続されている。一方、抵抗Ｒ7の他端は、トランジスタＱ4のベース端子と、ダイオードＤ8のアノードとコンデンサＣ2（２２０μＦ，１０Ｖ）のプラス側端子と、４７ｋΩのブリーダ抵抗Ｒ8の一端とに接続されている。前記トランジスタＱ4のコレクタ端子は帰還回路１４の２つの抵抗Ｒ3，Ｒ4間に接続され、エミッタ端子は、コンデンサＣ2のマイナス側端子および抵抗Ｒ8の他端とともに、電流検出回路１３の出力端と直流電源５０のマイナス側入力端Ｎとにそれぞれ接続されている。更に、ダイオードＤ8 のカソードは、スイッチＳＷの「待機」端子に接続されている。
【００５０】
この始動補償回路１６は、コンデンサＣ2に所定量の電荷が蓄積されて、その端子間電圧が約０．６Ｖに達するまで、トランジスタＱ4のオフを維持し、帰還回路１４の抵抗値を１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ3，Ｒ4）という大きな値に保ち、単相モータ１の始動時における転流周期を長くしている。これにより、単相モータ１の始動後、コンデンサＣ2の端子間電圧が約０．６Ｖに達するまでの間、単相モータ１の各コイルＬ1，Ｌ2へ、始動トルクを発生させるために充分な電機子電流を流すことが可能となる。
【００５１】
前記始動補償回路１６は、ロータプリセット回路１５のスイッチＳＷが「待機」端子側にあるときは、コンデンサＣ2の端子間電圧は０．６Ｖ未満となっておりトランジスタＱ4はオフしている。一方、スイッチＳＷが「待機」端子から「運転」端子側に切り替えられると可変抵抗ＶＲが帰還回路１４から切り離され、帰還回路１４の抵抗値が１ｋΩ弱から１２．２ｋΩと急激に大きくなる。これにより、インバータ回路１２の発振周期が長くなり、単相モータ１の転流周期が長くなって、各コイルＬ1，Ｌ2には始動トルクを発生させるために充分な電機子電流が流される。各コイルＬ1，Ｌ2に流れる電機子電流は、そのままシャント抵抗Ｒｓを流れるシャント電流となり、シャント抵抗Ｒｓの両端電圧が、マイナス側入力端Ｎを基準として、約０．６Ｖ以上になると（ダイオードＤ8の電圧降下分以上になると）、コンデンサＣ2への充電が開始され、前記コンデンサＣ2の端子間電圧が徐々に上昇して約０．６Ｖに達すると、トランジスタＱ4がオンして、帰還回路１４の抵抗値が、１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ3，Ｒ4）から２．２ｋΩ（抵抗Ｒ3）に減少する。帰還回路１４の抵抗値が減少すると、インバータ回路１２の発振周期が前記とは逆に短くなり、単相モータ１の転流周期が短くなって単相モータ１が徐々に高速回転を始める。
【００５２】
このように、始動補償回路１６は、コンデンサＣ2の端子間電圧が約０．６Ｖに達するまでの間、単相モータ１の転流周期を長くして、各コイルＬ1，Ｌ2へ始動トルクを発生させるために充分な電機子電流を流し、単相モータ１を確実に始動するようにしている。しかも、コンデンサＣ2への充電は、シャント電流（電機子電流）に基づいて行われるので、その端子間電圧が約０．６Ｖに達するまでの時間は、固定された時間とはならず、モータの種類や直流電源５０の電圧に応じて変化する時間となる。よって、モータの始動に適切な時間だけ、転流周期を長くした始動モードを維持することができる。
【００５３】
なお、スイッチＳＷを「運転」端子から「待機」端子に切り替えると、ダイオードＤ7を介してコンデンサＣ2のプラス側端子が直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されるので、コンデンサＣ2に蓄積された電荷が急速に放電される。従って、コンデンサＣ2は瞬時のうちに初期状態に戻されるため、再度、スイッチＳＷを「運転」端子に切り替えても、始動補償回路１６を確実に作動させることができる。又、その際トランジスタＱ4は、そのコレクタ端子からベース端子へ漏れ電流を生じるが、かかる漏れ電流はブリーダ抵抗Ｒ8によりバイパスされるので、始動補償回路１６を正常に作動させることができる。
【００５４】
次に、図２において、１７は単相モータ１の運転停止中に回転子自体が外気の流入等による外的要因によって非自発的に回動した場合、これを検出するための回動検出回路を示し、例えば、単相モータ１を図示しない送風機に組込み、この単相モータ１の回転子軸に送風ファンを取付けて送風機を構成し、この送風機の始動時単相モータ１に取付けたファンが外気の流入による外的要因により非自発的に回動している場合を「外乱」といい、この外乱が発生しているとき、あるいは、外乱の発生によって回転子が非自発的に回動した場合に単相モータ１を起動すると、回転子２は所定の回転位置からずれているため、転流タイミングが適切に行い得ず、起動に失敗（回転子２が起動しなかったり、逆回転する場合）することがある。前記回動検出回路１７は前記外乱現象が生じたとき、この外乱を検出する。この検出により、例えスイッチＳＷを「待機」から「運転」に切り替えたとしてもモータ駆動回路１１は起動することなく停止状態を維持し、単相モータ１の起動失敗に伴い、単相モータ１を使用する機器に、単相モータ１の誤起動等によって生ずる弊害誘発を阻止するようにしたものである。
【００５５】
前記回動検出回路１７の原理は、単相モータ１の待機時において、回転子２の位置を変化させると、回転子２の位置に合せて固定子鉄心６と回転子２との間でのギャップの変化（切込部８ａ，８ｂの存在によって生じる）に対応して、ロータプリセット回路１５の発振周波数が変化するのを利用して検出することにある。即ち、ロータプリセット回路１５で安定して停止しているときの回転子２の位置における発振周波数に対し、回転子２が安定している位置（始動位置）から、例えば、９０°ずらした（回動した）とき発振周波数が若干高くなるのを検出することにより、外乱が発生したのか、否かを判定するものである。
【００５６】
前記図２に示す回動検出回路１７は、大別するとバンドパスフィルタ回路１７ａと、ピークホールド回路１７ｂと、論理反転回路１７ｃとによって概略構成されている。バンドパスフィルタ回路１７ａは、抵抗Ｒ9，コンデンサＣ3からなるローパスフィルタと、コンデンサＣ4と抵抗Ｒ10とからなるハイパスフィルタとを組合せて構成されており、このバンドパスフィルタ回路１７ａの入力端（抵抗Ｒ9）は単相モータ１と接続され、出力端（コンデンサＣ4と抵抗Ｒ10の接続点）は、ダイオードＤ9のカソードとオペアンプ（演算増幅器）Ｏ1の非反転入力端に接続されている。ダイオードＤ9のアノードはバンドパスフィルタ回路１７ａのコンデンサＣ3，抵抗Ｒ10の一方端とともに直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。
【００５７】
ピークホールド回路１７ｂはダイオードＤ10，コンデンサＣ5，抵抗Ｒ11とからなり、ダイオードＤ10のカソードはコンデンサＣ5，抵抗Ｒ11の一方端とともに比較器Ｈ1の非反転入力端に接続され、前記コンデンサＣ5，抵抗Ｒ11の他方端は直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。なお、前記比較器Ｈ1 の反転入力端は抵抗Ｒ12，可変抵抗ＶＲ1 ，コンデンサＣ6の一方端に接続されている。又、抵抗Ｒ12の他方端とオペアンプＯ1，比較器Ｈ1の＋電源側は、単相モータ１の中間端子ｇに接続され、前記オペアンプＯ1，比較器Ｈ1の−電源側と可変抵抗ＶＲ1，コンデンサＣ6の他方端は直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。Ｃ7はオペアンプＯ1と比較器Ｈ1の電源間（＋，−）に接続したノイズ対策用のコンデンサである。
【００５８】
論理反転回路１７ｃは、トランジスタＱ5，抵抗Ｒ13，Ｒ14とからなり、抵抗Ｒ13の一方は比較器Ｈ1の出力端に接続され、この抵抗Ｒ13の他方端と抵抗Ｒ14の一方はともにトランジスタＱ5のベースに接続されている。一方、トランジスタＱ5のエミッタと抵抗Ｒ14の他方端は直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続され、コレクタはスイッチＳＷの「待機」端子に接続されている。
【００５９】
次に、上記のように構成されたモータ駆動回路１１の動作を説明する。スイッチＳＷを「待機」端子にした状態で直流電源５０が投入（接続）されると、待機モードとなって、ロータプリセット回路１５が作動する。具体的には、可変抵抗ＶＲの摺動子位置により定まる帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値に基づいて、インバータ回路１２の各トランジスタＱ1，Ｑ2が不均等（アンバランス）なデューティ比でオン・オフされる。このアンバランスなオン・オフにより、単相モータ１に直流電流成分が流され、回転子２が所定の位置（例えば、図３（ｆ）の位置）に保持される。
【００６０】
なお、待機モードでは、帰還回路１４とロータプリセット回路１５との合成抵抗値は１ｋΩ弱と小さいので、転流周期は非常に短く、電機子電流は微小量となっている。よって、待機モードでの通電により、単相モータ１が回転や振動を起こしたり、騒音を発生することはない。
【００６１】
次に、前記待機モード時において回転子２を始動モード（運転開始）位置に移動させて所望の方向に的確に起動させる場合について説明する。図３において、回転子２を左方向に回動する場合について説明すると、回転子２の停止状態では、回転子２はその永久磁石の影響（磁束）により図３（ａ）の位置で停止している。この状態で、単相モータ１の電機子巻線５に回転子２を所定の回転方向への回転を生じさせる向きに断続的に通電する。
【００６２】
前記断続的な通電により固定子鉄心６に図３（ａ）に１点鎖線で示すように磁束が流れ、回転子２は図３（ａ），（ｂ）で示すように左方向（矢印方向）に回転し、回転子２の磁束軸Ｘと固定子鉄心６の磁束軸Ｙとが一致した位置（図３（ｂ））で一旦停止しようとする。しかし、直流成分の断続通電により固定子鉄心６の回転子挿入孔３には、１８０°の角度間隔を保って弧状の切込部８ａ，８ｂが形成されており、この部位において、切込部８ａ，８ｂと回転子２との間で切込部８ａ，８ｂの存在によりギャップが生じている関係上、固定子鉄心６に流れる磁束の磁気抵抗が増大して回転子２の磁化が弱まることによりコギングトルクが作用する。
【００６３】
一方、前記回転子２は断続通電の続行に伴い、固定子鉄心６に設けた切欠部７ａ，７ｂの存在により、この部位（隘路Ａ，Ｂ）に固定子鉄心６，回転子２の磁束が集中し、前記隘路Ａ，Ｂの部位に磁極が生じたような現象が発生して、回転子２を図３（ｃ），（ｅ）で示すように、徐々に磁束が整列する方向に、即ち、特定方向（左方向）への回転を続行させる。そして、回転子２が例えば、１８０°回転した時点で前記断続的な通電を停止すると、前記回転子２は図３（ｅ）で示すように、Ｎ極とＳ極との境界部分ａが切込部８ａ，８ｂの位置に達すると、前記コギングトルクが良好に作用して前記図３（ａ）の位置から図３（ｅ）を経て（ｆ）で示すように、回転子２の境界部分ａが切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとの中間位置に傾いて（回動）回転子２は停止し、この位置（図３（ｆ））で回転子２の極性が確定される。この動作を起動時における位置決め動作（プリセット動作）という。なお、回転子２が図３（ｆ）で示すように、境界部分ａが切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとの中間位置で停止することは、有限要素法の磁場解析によるトルク解析によって確認することができた。
【００６４】
以上により、単相モータ１の回転子２における初期位置（始動位置）のセットを完了する。この場合、即ち、回転子２のＮ極とＳ極の境界部分ａが切込部８ａ，８ｂと切欠部７ａ，７ｂとの中間位置に達すると、回転子２が停止するという現象は、周知の有限要素法の磁場解析によるトルク解析によって確認することができた。又、固定子鉄心６に切欠部７ａ，７ｂを形成することにより、この部位の隘路Ａ，Ｂに磁束の集中によって磁極が存在（現出）することは、回転子２の特定（所定）方向への回転方向性を導き出すのに大いに貢献していると考えられる。
【００６５】
このように、固定子鉄心６にＵ字状の切欠部７ａ，７ｂと弧状の切込部８ａ，８ｂを形成することにより、これら切欠部７ａ，７ｂと切込部８ａ，８ｂとにより、固定子鉄心６に鉄心の飽和現象とリラクタンス特性を生起させ、これにより、鉄心の磁気的方向性を生成させ、これにより、回転子２がそのスタート時（起動時）に少しぐらい逆転したとしても、瞬時に正常な回転方向にて回転させることが可能となる。
【００６６】
前記のようにして、単相モータ１における回転子２の始動位置を設定したら、スイッチＳＷを待機モードから「運転」端子に切り替えると、始動モードとなる。即ち、スイッチＳＷを「運転」端子に切り替えることにより、ロータプリセット回路１５が帰還回路１４から切り離され、その動作を停止する。一方、始動補償回路１６は、スイッチＳＷが「待機」端子にある場合には、コンデンサＣ2の充電がダイオードＤ8によって阻止される停止状態にあるが、この状態からスイッチＳＷを「運転」端子に切り替えることにより、始動モードとなって、始動補償回路１６が作動し、コンデンサＣ2の充電が開始される。
【００６７】
始動モードでは、帰還回路１４の抵抗値が１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ3，Ｒ4）と大きくなり、その分、転流周期が長くなって、単相モータ１の各コイルＬ1，Ｌ2 に始動トルクを発生させるために充分な電機子電流が流される。よって、単相モータ１は徐々に始動を開始する。
【００６８】
なお、単相モータ１の回転子２は、待機モードにおいて所定の位置に保持されているので、トランジスタＱ1，Ｑ2のいづれからオンが始まっても、必ず一定の方向に回転する。具体的には、待機モードにおいて、回転子２が図３（ｆ）の位置に保持されている場合には必ず左方向へ回転する。単相モータ１は、通電第１波または第２波のうち、回転子２の磁場ベクトルと反発する方向の磁場が与えられる通電（図３（ｆ）において、磁場ベクトルが右から左方向へ向かう通電）により、回転を開始するからである。
【００６９】
始動モードの継続に伴って、コンデンサＣ2が徐々に充電される。かかる充電により、コンデンサＣ2の端子間電圧が略０．６Ｖに達すると、トランジスタＱ4がオンして、始動モードから定常モードへと移行する。定常モードでは、トランジスタＱ4のオンにより帰還回路１４の抵抗値が２．２ｋΩ（抵抗Ｒ3）と小さくなるので、インバータ回路１２の発振周期が短くなって、転流周期が短くなる。よって、単相モータ１は徐々に高速回転を始め、やがて略定速回転となる。この状態で、直流電源５０の投入が続けられることにより、単相モータ１はほぼ定速回転を継続する。なお、ほぼ定速時の回転速度は、コイルＬ1，Ｌ2に印加される直流電源５０の電圧に比例する。即ち、直流電源５０の電圧が高いほど高速で回転し、低いほど低速で回転する。よって、直流電源５０の電圧値により、ほぼ定速時の回転速度を制御することができる。
【００７０】
定常モード（または始動モード）での運転中に、スイッチＳＷが「運転」端子から「待機」端子に切り替えられると、待機モードへ移行する。即ち、始動補償回路１６のコンデンサＣ2がダイオードＤ8により急速に放電され、トランジスタＱ4がオフされるとともに、ロータプリセット回路１５が作動し、単相モータ１へ直流電流成分が流されて、回転子２を所定の位置へ保持するホールディングトルクが加えられる。よって、単相モータ１は徐々に回転を緩め、回転子２を所定の位置にして停止する。
【００７１】
この状態で直流電源５０がオフされても、回転子２は所定の位置又はその近傍にある。よって、次に直流電源５０がオン（接続）された場合に、短時間のうちに回転子２を所定の位置へ保持することができる。回転子２が所定の位置へ保持された後は、単相モータ１をいつでも始動することができるので、単相モータ１を待機モードにしてから直流電源５０をオフすることにより、次の単相モータ１の始動までの時間を短縮することができる。
【００７２】
前記のように、本実施例のモータ駆動回路１１によれば、電流検出回路１３と帰還回路１４とにより、電機子電流の急増領域を検出して、その検出を転流タイミングとして転流動作を行わせている。よって、速度起電力によらず、電機子電流に基づいて転流タイミングを決定することができるので、単相モータ１であっても１８０度通電を行うことができ、その始動性を向上することができる。即ち、始動から短時間のうちに高速回転することができるのである。また、電機子電流に基づいて転流タイミングを決定することにより、重負荷時でも、転流に伴う過大なスパイク電圧の影響を受けることなく、的確にモータを駆動（回転）することができるのである。
【００７３】
更に、転流タイミングの決定に電機子電流の急増領域を用いているので、電機子電流を平均化する回路や、その平均化された電機子電流を所定倍に増幅する回路が不要となり、回路コストを低減することができる。しかも、インバータ回路１２は無安定マルチバイブレータ動作を行うシンプルな回路で構成されるとともに、ロータプリセット回路１５や始動補償回路１６は、インバータ回路１２、電流検出回路１３、帰還回路１４の各回路と有効に結合して共同動作するように構成されているので、各回路が単独で動作するように構成されている場合に比べて、モータ駆動回路１１のコストを大幅に低減することができる。
【００７４】
次に、図２に示すモータ駆動回路１１における回動検出回路１７の動作について説明する。本発明における外乱を検出するための基本概念は、例えば、バンドパスフィルタを用いて周波数が変化すると利得が変化することを利用して外乱の検出を行うことにある。この場合、回路のコストを考慮するために、例えば、ローパスフィルタのＣ（コンデンサ）Ｒ（抵抗）によるパッシブフィルタを構成し、例えば、図４に示すフィルタの特性図において、ポール（極）は１６Ｈｚに設定し、スロープ（Ｓ）は、−６ｄＢ／Ｏｃｔとした。そして、基準値となる周波数は１００Ｈｚを超えた地点に設定するようにした。
【００７５】
又、外乱に対する定義は、特に拘るものではないが、本発明において表現する外乱については、例えば、一般に電気用語で用いられている自動制御系の制御状態を乱すような外的作用と同じように、単相モータ１の回転子２が、その非回転時において、前記回転子２に取付けた図示しない回転羽根が、例えば、外力（風圧等の外的要因）を受けて非自発的に回転（回動）する現象を事例として説明する。
【００７６】
そして、前記回動検出回路１７は、例えば、ロータプリセット回路１５の通常時（単相モータ１の運転停止時（待機時））の発振周波数を１００Ｈｚとし、回転子２が例えば９０°回動した時点での前記ロータプリセット回路１５の発振周波数が１６６Ｈｚとなる場合に、バンドパスフィルタ回路１７ａの一方を構成する抵抗Ｒ9とコンデンサＣ3からなるローパスフィルタのカットオフ周波数を１６Ｈｚに設定し、この場合、回転子２の回動によりロータプリセット回路１５の周波数が１００Ｈｚより高くなると図４に示すように、バンドパスフィルタ回路１７ａからの出力が減るように設定する。前記出力はコンデンサＣ4と抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタにより前記１６Ｈｚ以下の直流分を除去し、かつ、オペアンプＯ1でその出力インピーダンスを低下させることにより、ロータプリセット回路１５の周波数の情報を電圧値に変換する。この電圧値はピークホールド回路１７ｂによってピークホールドし、この電圧値は、抵抗Ｒ12、可変抵抗ＶＲ1，コンデンサＣ6によって生成される基準電圧（周波数が１２０Ｈｚ相当の電圧）を比較器Ｈ1により比較し、外乱が生じている場合、あるいは、外乱によって回転子２が非自発的に回動したとき（周波数が１２０Ｈｚ以上）は、前記比較器Ｈ1 からの出力を反転させて出力する論理反転回路１７ｃのトランジスタＱ5 をオンさせ、このオン信号をスイッチＳＷに送出して前記スイッチＳＷを待機状態に維持する。
【００７７】
即ち、スイッチＳＷを仮に運転状態に切り換えたとしてもインバータ回路１２が起動するのを確実に防ぎ、単相モータ１が回転子２の回転位置が不安定な状態で起動するのを良好に阻止し、単相モータ１を駆動源とする電気機器の不用意な運転による弊害発生を一掃可能とした。
【００７８】
次に、前記回動検出回路１７の第２実施例を図５に示す。図５に示す第２実施例の回動検出回路２０と、前記第１実施例で説明した回動検出回路１７との相違点は、第２実施例の場合、バンドパスフィルタ回路２０ａとピークホールド回路２０ｂとの間に、オペアンプＯ1に代えて電界効果トランジスタ（以下ＦＥＴと称する）Ｑ6を接続し、又、ピークホールド回路２０ｂと論理反転回路２０ｃとの間には、比較器Ｈ1に代えて抵抗Ｒ20，ツエナーダイオードＤ11を接続して構成したもので、バンドパスフィルタ回路２０ａと、ピークホールド回路２０ｂ，論理反転回路２０ｃの各構成の詳細については、前記第１実施例で説明した各回路１７ａ〜１７ｃ構成と同じであるので説明は省略する。
【００７９】
前記回動検出回路２０においても、例えば、ロータプリセット回路１５の通常の発振周波数を１００Ｈｚとし、回転子２が例えば９０°回動した時点での前記ロータプリセット回路１５の発振周波数が１６６Ｈｚとなる場合に、バンドパスフィルタ回路２０ａの一方を構成する抵抗Ｒ9とコンデンサＣ3からなるローパスフィルタのカットオフ周波数を１６Ｈｚに設定し、この場合、回転子２の回動によりロータプリセット回路１５の周波数が１００Ｈｚより高くなると図４に示すように、出力が減るように設定する。前記出力はコンデンサＣ4と抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタにより前記１６Ｈｚ以下の直流分が除去され、かつ、ＦＥＴＱ6にて出力インピーダンスを低下させた状態で、ピークホールド回路２０ｂによりロータプリセット回路１５の周波数に相当する情報を電圧値としてピークホールドする。
【００８０】
前記ピークホールドした電圧値は、ツエナーダイオードＤ11にて事前に設定される基準電圧（周波数が１２０Ｈｚ相当の電圧）以上の場合、前記ツエナーダイオードＤ11が通電され、論理反転回路２０ｃに電流が流れてトランジスタＱ5 がオンし、このオン信号をスイッチＳＷに送出し、前記スイッチＳＷを待機状態の位置に保持させるものである。そして、この第２実施例においては、第１実施例で示す比較器Ｈ1の基準電圧を設定するための抵抗Ｒ12，可変抵抗ＶＲ1，コンデンサＣ6が不要となる結果、第２実施例に示す回動検出回路２０は、簡素な回路構成で安価に製作できる利点がある。
【００８１】
つづいて、図６に本発明の第３実施例としての回動検出回路３０を示す。この回動検出回路３０は、図６で示すように、大別するとハイパスフィルタ回路３０ａと、ノコギリ波整形回路３０ｂと、第１実施例で示すピークホールド回路１７ｂと同様のピークホールド回路３０ｃと、更に、同じく論理反転回路３０ｄとによって構成されている。この第３実施例においては、第１，第２実施例で説明した周波数の変化により外乱を検出する手段と、更にオンパルス幅が変化することにより外乱を検出する手段とを組合せて構成したものである。
【００８２】
最初に、コンデンサＣ4，抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタ回路３０ａの一方は単相モータ１に接続され、他方となる出力端（コンデンサＣ4と抵抗Ｒ10の接続点）はノコギリ波整形回路３０ｂの抵抗Ｒ15に接続される。そして、前記ノコギリ波整形回路３０ｂは、前記抵抗Ｒ15をベースに接続したトランジスタＱ7 と、このトランジスタＱ7のコレクタに接続した抵抗Ｒ17，コンデンサＣ8と、トランジスタＱ7のエミッタに接続した抵抗Ｒ16とによって構成されている。前記ノコギリ波整形回路３０ｂの出力端（抵抗Ｒ17とコンデンサＣ8の接続点）は、ダイオードＤ9のカソードを介してオペアンプＯ2の非反転入力端に接続される。一方、オペアンプＯ2の反転入力端は、第１実施例で説明したピークホールド回路１７ｂと同様のピークホールド回路３０ｃと接続されている。
【００８３】
前記ノコギリ波整形回路３０ｂを構成する抵抗Ｒ16，Ｒ17，トランジスタＱ7 のエミッタと、ハイパスフィルタ回路３０ａの抵抗Ｒ10の他方端と、更にダイオードＤ9のアノードは、それぞれ直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。前記ピークホールド回路３０ｃの出力端は比較器Ｈ2の非反転入力端に接続されており、この比較器Ｈ2の反転入力端は抵抗Ｒ12，可変抵抗ＶＲ1，コンデンサＣ6に接続されている。又、前記オペアンプＯ2，比較器Ｈ2の＋電源側と、抵抗Ｒ12の一方は単相モータ１の中間端子ｇに接続され、オペアンプＯ2，比較器Ｈ2の−電源側と可変抵抗ＶＲ1，コンデンサＣ6の他方端はそれぞれ直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。更に、オペアンプＯ2，比較器Ｈ2の両電源（＋，−）間にはノイズ対策用のコンデンサＣ7が接続されている。なお、比較器Ｈ2の出力端と接続する論理反転回路３０ｄは、第１，第２実施例で説明した構成と同一であるため説明は省略する。
【００８４】
この第３実施例に示す回動検出回路３０は、周波数の変化とオンパルス幅が変化することに着目して構成したもので、例えば、ロータプリセット回路１５の通常の発振周波数を１００Ｈｚとし、回転子２が例えば９０°回動した時点での前記ロータプリセット回路１５の発振周波数が１６６Ｈｚとなる場合に、コンデンサＣ4と抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタ３０ａのカットオフ周波数を１６Ｈｚに設定する。次に前記１６Ｈｚより低い周波数となる直流分を前記ハイパスフィルタ回路３０ａによって除去したのち、ノコギリ波整形回路３０ｂを構成するトランジスタＱ7によってハイパスフィルタ回路３０ａからの出力を統一した矩形波に整形し、この矩形波を更にコンデンサＣ8と抵抗Ｒ17からなるＣＲ積分回路によりノコギリ波に変換し、このノコギリ波のピーク値がパルス幅に比例して変化するようにする。ノコギリ波整形回路３０ｂからの出力信号は、オペアンプＯ2の非反転入力端に入力され、その出力端から出力されるインピーダンスを低下させて、ピークホールド回路３０ｃに周波数の情報が電圧値として入力され保持される。このピークホールドされた電圧値は、抵抗Ｒ12，ＶＲ1とコンデンサＣ6によって生成された基準電圧（周波数が１２０Ｈｚ相当になる電圧）と、比較器Ｈ2により比較されて、外乱現象が生じておれば比較器Ｈ2の出力端からの出力信号が論理反転回路３０ｄに出力され、この論理反転回路３０ｄを作動させて、スイッチＳＷにこのスイッチＳＷを待機状態に維持する信号を出力する。
【００８５】
図７は本発明の回動検出回路４０の第４実施例を示すもので、第３実施例で説明した回動検出回路３０と異なる点は、ハイパスフィルタ４０ａとピークホールド回路４０ｂとの間にオペアンプＯ2（図６参照）に代えて、トランジスタＱ8 とＦＥＴＱ9を具備し、ピークホールド回路４０ｂと論理反転回路４０ｃとの間には、比較器Ｈ2（図６参照）に代えてツエナーダイオードＤ12を具備して構成した点にあり、周波数の変化とオンパルス幅が変化することにより外乱を検出するようにした点は、第３実施例と同様である。
【００８６】
次に、第４実施例における回路構成について説明すると、コンデンサＣ4，抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタ回路４０ａの一方を単相モータ１に接続し、他方端となるハイパスフィルタ回路４０ａの出力端は抵抗Ｒ18，Ｒ19の接続点を介してトランジスタＱ8のベースに接続されている。前記トランジスタＱ8のコレクタは抵抗Ｒ17とコンデンサＣ8からなるＣＲ積分回路と、ダイオードＤ9のカソードを経てＦＥＴＱ9のゲート入力端に接続されている。
【００８７】
前記抵抗Ｒ19，Ｒ17の一端とトランジスタＱ8のエミッタとダイオードＤ9 のアノードは、直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。ＦＥＴＱ9のソースはダイオードＤ10のアノードと抵抗Ｒ11に接続されている。又、前記ダイオードＤ10のカソードは、コンデンサＣ5と抵抗Ｒ20の一方とツエナーダイオードＤ12のカソードに接続されている。コンデンサＣ5と抵抗Ｒ11，Ｒ20の他方端は直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。ＦＥＴＱ9のドレインは、コンデンサＣ8の他端とともに単相モータ１の中間端子ｇ側に接続されている。
【００８８】
前記ツエナーダイオードＤ12のアノードは抵抗Ｒ13に接続され、抵抗Ｒ13のもう一端はトランジスタＱ5のベースと抵抗Ｒ14に接続されている。抵抗Ｒ14の他端とトランジスタＱ5のエミッタは、直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。更に、トランジスタＱ5のコレクタはスイッチＳＷの「待機」端子と接続されている。
【００８９】
この第４実施例に示す回動検出回路４０は、周波数の変化とオンパルス幅が変化することに着目して構成したもので、例えば、ロータプリセット回路１５の通常の発振周波数を１００Ｈｚとし、回転子２が例えば９０°回動した時点での前記ロータプリセット回路１５の発振周波数が１６６Ｈｚとなる場合に、コンデンサＣ4と抵抗Ｒ10からなるハイパスフィルタ回路４０ａのカットオフ周波数を１６Ｈｚに設定する。次に前記ハイパスフィルタ回路４０ａにより１６Ｈｚより低い周波数の直流分の除去したのち、トランジスタＱ8によってハイパスフィルタ４０ａの出力を統一した矩形波に整形し、この矩形波を更にコンデンサＣ8と抵抗Ｒ17からなるＣＲ積分回路によりノコギリ波に変換し、このノコギリ波のピーク値がパルス幅に比例して変化するようにする。
【００９０】
前記ＣＲ積分回路から出力される信号は、ＦＥＴＱ9のゲートに入力され、そのソースフォロアで出力インピーダンスを低下させてから次のダイオードＤ10とコンデンサＣ5と抵抗Ｒ11で構成されるピークホールド回路４０ｂにより周波数情報が電圧値としてピークホールドされる。この電圧値は、ツエナーダイオードＤ12によって生成された基準電圧（周波数が１２０Ｈｚ相当になる電圧）以上である場合、論理反転回路４０ｃに電流が流れ、前記論理反転回路４０ｃが作動してスイッチＳＷを待機状態に維持するものである。
【００９１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路においては、単相ブラシレスモータの電機子巻線に流れる電機子電流の急増領域が検出され、その電機子電流の急増領域の現出を転流タイミングとして単相ブラシレスモータの転流を行うように構成したので、回転子の回転位置の決定が、速度起電力に頼ることなく、電機子電流に基づいて転流タイミングを決定することができるという効果がある。
【００９２】
しかも、前記転流タイミングの決定に際し、電機子電流を平均化する回路、前記平均化された電機子電流を所定倍に増幅する回路が不要となる結果、この種単相ブラシレスモータの回路コストを著しく低減することが可能となる。
【００９３】
又、本発明は、通常の状態においては単相ブラシレスモータを事前に設定した回転方向に回すことは容易である反面、自然風等外的要因により、単相ブラシレスモータの起動前（待機時）に回転子が回動してその回転位置（スタート位置）が変化している場合、この状態で通電を開始すると回転子が逆方向に回転したり、起動ができなくなるという問題が生じていたが、本発明はセンサレス駆動回路に外的要因によって回転子の位置がずれた場合、回転子の位置がずれていることを事前に検出して回転子の起動を阻止する回動検出回路が具備させてあるので、外的要因により電動機がその起動に失敗するという問題を確実に解消することができる。しかも、外的要因の発生時は電動機の起動を自動停止させ、外的要因が解消すれば直ちに起動させることができるので、電動機を駆動源とする機器が電動機の起動失敗によって生じる弊害を確実に回避することができる。
【００９４】
更に、前記外的要因により回転子が回動したことを検出する回動検出回路は、既存の技術を組合せることにより、簡易に構成することができるため、単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路は特別に大型化することなく、小型・軽量に、かつ、安価に製造することが可能となり利便である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のセンサレス駆動回路装置によって駆動するスケルトン形の単相ブラシレスモータの概略的構成図である。
【図２】本発明の第１実施例として示す単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置の回路図である。
【図３】本発明のセンサレス駆動回路装置により始動する回転子の回転位置決め状況を順次説明するための説明図である。
【図４】本発明のセンサレス駆動回路装置に具備した回動検出回路の１例として用いるバンドパスフィルタの特性要因図である。
【図５】本発明の第２実施例として示す単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置の回路図である。
【図６】本発明の第３実施例として示す単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置の回路図である。
【図７】本発明の第４実施例として示す単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置の回路図である。
【図８】従来の単相ブラシレスモータを示す概略的な構成図である。
【図９】従来の単相ブラシレスモータの動作状況を順次説明するための説明図である。【符号の説明】
１ 単相ブラシレスモータ
２ 回転子
３ 回転子挿入孔
５ 電機子巻線
６ 固定子鉄心
１１ センサレス駆動回路装置
１２ インバータ回路
１３ 電流検出回路
１４ 帰還回路
１５ ロータプリセット回路
１６ 始動補償回路
１７，２０，３０，４０ 回動検出回路
１７ａ，２０ａ バンドパスフィルタ回路
３０ａ，４０ａ ハイパスフィルタ回路
１７ｂ，２０ｂ，３０ｃ，４０ｂ ピークホールド回路
３０ｂ ノコギリ波整形回路
１７ｃ，２０ｃ，３０ｄ，４０ｃ 論理反転回路
Claims (6)
- 単相ブラシレスモータは、上部側に一対の切込部を形成した回転子挿入孔を有し、下部側には分離可能な鉄心部材を介してセンタタップを有する電機子巻線を巻装した固定子鉄心と、前記回転子挿入孔に回転自在に設けた永久磁石からなる回転子とによって構成し、前記単相ブラシレスモータを駆動制御するセンサレス駆動回路装置は、電機子巻線に交番電圧を通電するインバータ回路と、電機子巻線に流れる電流を検出しこの電流を電圧に変換する電流検出回路と、前記電流検出回路にて検出され電圧に変換された電機子電流をインバータ回路にフィードバックして該インバータ回路の転流周期を前記電機子電流に応じて可変する帰還回路と、単相ブラシレスモータの運転待機時回転子が所定の始動位置から外的要因により非自発的に回動した場合電機子巻線に断続通電を行って回転子を所定の始動位置まで回動して保持させるロータプリセット回路と、前記回転子が所定の始動位置から非自発的に回動した場合前記ロータプリセット回路からの発信周波数の変化をバンドパスフィルタ回路により前記発信周波数の基準値に対してその利得が変化することを検出する手段を備えて回転子が所定の始動位置から非自発的に回動したことを検出する回動検出回路と、単相ブラシレスモータの始動時所定の始動トルクを発生させる電機子電流を電機子巻線に一定時間通電させて単相ブラシレスモータを始動させる始動補償回路とを具備して構成したことを特徴とする単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置。
- 前記回動検出回路は、前記ロータプリセット回路の発振周波数の変化を、オンパルス幅変化として基準となるオンパルス幅と比較し、かつ、前記比較したオンパルス幅の周波数に対応してその利得が変化することを検出する手段を具備して構成したことを特徴とする請求項１記載の単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置。
- 前記回動検出回路は、バンドパスフィルタ回路と、前記バンドパスフィルタ回路の出力インピーダンスを低下させるためのオペアンプと、前記オペアンプの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値と基準電圧とを比較する比較器と、更に、前記比較器からの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする請求項１記載の単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置。
- 前記回動検出回路は、バンドパスフィルタ回路と、前記バンドパスフィルタ回路の出力インピーダンスを低下させる電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値とツエナーダイオードの基準電圧とを比較し、ピークホールドした電圧値が基準電圧を上回ったとき、ツエナーダイオードからの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする請求項１記載の単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置。
- 前記回動検出回路は、バンドパスフィルタ回路と、バンドパスフィルタ回路の出力をノコギリ波に変換し、かつ、そのピーク値をパルス幅に比例して変化させるノコギリ波整形回路と、前記バンドパスフィルタ回路の出力インピーダンスを低下させるオペアンプと、前記オペアンプの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値と基準電圧とを比較する比較器と、更に、前記比較器からの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする請求項１記載の単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置。
- 前記回動検出回路は、バンドパスフィルタ回路と、バンドパスフィルタ回路の出力をノコギリ波に変換し、かつ、そのピーク値をパルス幅に比例して変化させるノコギリ波整形回路と、出力インピーダンスを低下させる電界効果トランジスタと、前記電界効果トランジスタの出力を周波数情報の電圧値として保持するピークホールド回路と、前記ピークホールドした電圧値とツエナーダイオードの基準電圧とを比較し、ピーク ホールドした電圧値が基準電圧を上回ったとき、ツエナーダイオードからの出力を反転してスイッチに待機指令信号を出力する論理反転回路とによって構成したことを特徴とする請求項１記載の単相ブラシレスモータのセンサレス駆動回路装置。
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1998
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