JPH1146492A - 永久磁石モータのセンサレス駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電機子電流に基づいて転流タイミングを決定
することができる安価な永久磁石モータのセンサレス駆
動回路を提供すること。 【解決手段】 スイッチＳＷが待機端子にある状態で、
直流電源５０が投入されると、ロータプリセット回路５
が作動し、単相モータ５１の回転子が所定の位置に保持
される。この状態からスイッチＳＷを運転端子に切り替
えると、ロータプリセット回路５が停止する一方、始動
補償回路６が作動する。これにより、電流検出回路３、
帰還回路４及びインバータ回路２によって、始動トルク
を発生させるために充分な電機子電流が各コイルＬ１，
Ｌ２に通電され、単相モータ５１が徐々に回転を始め
る。そして、コンデンサＣ２の端子間電圧が０．６ボル
トに達すると、トランジスタＱ４がオンして、帰還回路
４の抵抗値が減少し、電流検出回路３の帰還量が多くな
る。これにより、転流周期が短くなり、単相モータ５１
が徐々に高速回転を始め、やがて略定速回転に至る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】 本発明は、ホール素子など
の位置検知素子を用いることなく、永久磁石モータを回
転することができる永久磁石モータのセンサレス駆動回
路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】 従来、この種の永久磁石モータ、例え
ば、ブラシレスモータをホール素子などの位置検知素子
を用いることなく駆動するセンサレス駆動回路では、回
転駆動中のモータの電機子巻線に生じる速度起電力と界
磁の位置との相関に着目して、該速度起電力によりモー
タの転流タイミングを決定していた。特公平７−６３２
３２号公報には、この速度起電力に基づいて、特に、単
相のブラシレスモータをセンサレスで駆動するモータ駆
動回路が記載されている。

【０００３】しかしながら、転流タイミングを決定する
ための速度起電力は、モータの電機子巻線電圧を利用し
て検出せざるを得ないので、特に、単相モータでは１８
０度通電を行うことができなかった。このため単相モー
タでは、始動時に回転子に対して大きなトルクを与える
ことができず、始動後短時間のうちに該モータを高速回
転させることができなかった。また、単相モータに限ら
ず、高負荷トルク時には、通電切替に伴う電機子電流の
還流作用による転流スパイク電圧が増大するので、検出
される速度起電力情報に大きな誤差が生じてしまい、そ
の結果、界磁磁極位置の推定に大きなズレが生じて、転
流タイミングを適切に決定することができなかった。

【０００４】そこで、本願出願人は、特開平９−３７５
８６号に記載するブラシレスモータのセンサレス駆動回
路を発明した。かかるモータ駆動回路は、モータ各相の
電機子電流波形に着目して、各相の通電領域にあらわれ
る２つの顕著な電流増加領域のうち第２の電流増加領域
を検出して、これを転流タイミングと決定し、転流制御
を行うものである。よって、このモータ駆動回路では、
速度起電力によらず、電機子電流に基づいて転流タイミ
ングを決定しているので、単相モータであっても１８０
度通電を行うことができ、また、高負荷トルク時でも適
切に転流タイミングを決定することができるという優れ
た点を備えている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】 しかしながら、かか
るモータ駆動回路では、上記第２の電流増加領域を、モ
ータの電機子電流の瞬時値が電機子電流の平均値の所定
倍（例えば１．２倍）になったことを目安として検出し
ている。よって、第２の電流増加領域の検出のために
は、電機子電流を平均化する回路と、その平均化された
電機子電流を所定倍に増幅する回路とが必要になり、回
路コストが上昇してしまうという問題点があった。

【０００６】本発明は上述した問題点を解決するために
なされたものであり、電機子電流に基づいて転流タイミ
ングを決定することができる安価な永久磁石モータのセ
ンサレス駆動回路を提供することを目的としている。

【０００７】

【課題を解決するための手段】 この目的を達成するた
めに請求項１記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回
路は、永久磁石モータの電機子に交番電圧を通電するイ
ンバータ回路と、そのインバータ回路により転流を行わ
せて、前記永久磁石モータを回転させる制御回路とを備
えており、前記制御回路は、前記永久磁石モータの電機
子に流れる電機子電流の急増領域を検出して、前記イン
バータ回路に転流を行わせるものである。即ち、この請
求項１記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路で
は、電機子電流の急増領域の現出を転流タイミングとし
て、永久磁石モータの転流が行われる。

【０００８】請求項２記載の永久磁石モータのセンサレ
ス駆動回路は、請求項１記載の駆動回路において、前記
制御回路は、前記永久磁石モータの電機子に流れる電機
子電流を電圧に変換して検出する電流検出回路と、その
電流検出回路により検出された前記電機子電流の電圧を
前記インバータ回路に帰還する帰還回路とを備えてい
る。

【０００９】請求項３記載の永久磁石モータのセンサレ
ス駆動回路は、請求項１又は２に記載の駆動回路におい
て、前記インバータ回路は、前記永久磁石モータの電機
子を利用して無安定マルチバイブレータ動作を行うもの
である。

【００１０】請求項４記載の永久磁石モータのセンサレ
ス駆動回路は、請求項１から３のいずれかに記載の駆動
回路において、前記永久磁石モータは単相モータで構成
されるとともに、その単相モータの運転待機時に回転子
を所定の位置に保持するロータプリセット回路を備えて
いる。この請求項４記載の永久磁石モータのセンサレス
駆動回路によれば、請求項１から３のいずれかに記載の
駆動回路と同様に作用する上、永久磁石モータの運転待
機時には、ロータプリセット回路によって、回転子が所
定の位置に保持されている。よって、永久磁石モータが
単相モータで構成されていても、所定の方向へ確実に始
動することができる。

【００１１】請求項５記載の永久磁石モータのセンサレ
ス駆動回路は、請求項４記載の駆動回路において、前記
ロータプリセット回路は、前記インバータ回路の通電デ
ューティ比を不均等にして前記単相モータに直流電流成
分を流すことにより、回転子を所定の位置に保持するも
のである。

【００１２】請求項６記載の永久磁石モータのセンサレ
ス駆動回路は、請求項５記載の駆動回路において、前記
ロータプリセット回路は、前記帰還回路の帰還条件を変
化させて、前記インバータ回路の通電デューティ比を不
均等にするものである。

【００１３】請求項７記載の永久磁石モータのセンサレ
ス駆動回路は、請求項１から６のいずれかに記載の駆動
回路において、前記制御回路による転流周期を、前記永
久磁石モータの始動時には、その永久磁石モータが始動
トルクを発生させるために充分に長くする一方、その永
久磁石モータの始動後所定条件下では、前記転流周期を
短くする始動補償回路を備えている。この請求項７記載
の永久磁石モータのセンサレス駆動回路によれば、請求
項１から６のいずれかに記載の駆動回路と同様に作用す
る上、永久磁石モータの始動時には、始動補償回路によ
って転流周期が充分に長くされ、始動トルクを発生させ
るために充分な電機子電流が流されるので、該モータが
的確に始動される。一方、始動後は、始動補償回路によ
って、かかる転流周期が所定条件下で短くされるので、
該モータが安定して高速回転される。

【００１４】請求項８記載の永久磁石モータのセンサレ
ス駆動回路は、請求項７記載の駆動回路において、前記
始動補償回路は、前記永久磁石モータの始動時には前記
帰還回路の帰還量を小さくする一方、前記永久磁石モー
タの始動後には前記帰還回路の帰還量を大きくして、前
記永久磁石モータの始動時と始動後とで前記制御回路に
よる転流周期を長短させるものである。

【００１５】請求項９記載の永久磁石モータのセンサレ
ス駆動回路は、請求項７又は８に記載の駆動回路におい
て、前記始動補償回路は、前記永久磁石モータの始動
後、その永久磁石モータの電機子に流れる電機子電流を
蓄積する電流蓄積回路と、その電流蓄積回路の蓄積量が
所定値以上となった場合に、前記制御回路の転流周期を
長い周期から短い周期に切り替える切替回路とを備えて
いる。

【００１６】請求項１０記載の永久磁石モータのセンサ
レス駆動回路は、請求項９記載の駆動回路において、前
記始動補償回路は、前記永久磁石モータの停止にともな
って前記電流蓄積回路に蓄積された電機子電流を急速に
放電する放電回路を備えている。この請求項１０記載の
永久磁石モータのセンサレス駆動回路によれば、請求項
９記載の駆動回路と同様に作用する上、放電回路によ
り、電流蓄積回路は永久磁石モータの停止にともなって
急速に初期状態に戻される。よって、該モータの停止
後、これを直ちに始動しても、始動補償回路が確実に作
動され、該モータが的確に始動される。

【００１７】

【発明の実施の形態】 以下、本発明の好ましい実施例
について、添付図面を参照して説明する。図１は、本発
明の一実施例である永久磁石モータのセンサレス駆動回
路１の回路図である。

【００１８】本実施例のモータ駆動回路１により駆動さ
れる永久磁石モータ５１は、永久磁石５１ａの界磁を回
転子とし、電機子巻線５１ｂを固定子とした、表面磁石
形、特に、スケルトン形の単相ブラシレスモータであ
る。図２は、かかる単相モータ５１の概略的な構成図で
ある。図２に示すように、モータ５１の固定子には、ノ
ッチ５１ｃが２箇所に設けられており、このノッチ５１
ｃにより、無通電状態においては、界磁回転子５１ａの
磁束軸Ｘが電機子巻線５１ｂの磁束軸Ｙと一致するロッ
ク位置から、偏角θを保つ２箇所の位置（図２の位置、
および、図２の界磁回転子５１ａのＮ極とＳ極とが逆に
なった位置）に停止されるように構成されている。

【００１９】電機子巻線５１ｂは、固定子のみに巻装さ
れた一組の中間子付巻線（センタタップ巻線）より構成
され、２つの端子ａ，ｂと中間端子ｃとの計３つの端子
を備えている。また、その巻線仕上げは、２本の導線を
束ねて同時に巻く、いわゆる「バイファイラ巻き」によ
り行われている。なお、界磁を固定子に電機子巻線を回
転子にしたスリップリング付きモータや、埋め込み磁石
形のモータに、この駆動回路１を用いても良い。また、
単相モータの場合には、中間タップがあれば良く、必ず
しもバイファイラ巻きである必要は無い。

【００２０】図１に示すように、モータ駆動回路１は、
主に、インバータ回路２と、電流検出回路３と、帰還回
路４と、ロータプリセット回路５と、始動補償回路６と
を備えている。このモータ駆動回路１には、１０〜３０
ボルトの直流電圧を出力可能な直流電源５０が接続さ
れ、そのプラス側入力端Ｐは、ダイオードＤ７のアノー
ドに接続されている。ダイオードＤ７は、モータ５１の
転流動作時に発生する逆起電力による還流電流が直流電
源５０へ流れ込むのを防止するためのものである。ダイ
オードＤ７のカソードは、かかる還流電流の充電用のコ
ンデンサＣ１（５０Ｖ、１００μＦ）のプラス側端子に
接続され、そのコンデンサＣ１のマイナス側端子は、直
流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。還
流電流をコンデンサＣ１に充電することにより、モータ
駆動回路１から外部へ発振される電磁ノイズ（ElectroM
agnetic Interference）の量の減少を図るとともに、直
流電源５０と端子ＰＮ間の配線抵抗での電力損失の低減
及び還流電流の再利用による電力利用率の向上（効率改
善）を図っている。

【００２１】ダイオードＤ７のカソードは、また、単相
ブラシレスモータ５１の中間端子ｃに接続され、その単
相モータ５１の端子ａ，ｂは、インバータ回路２に接続
されている。インバータ回路２は、無安定マルチバイブ
レータ動作（自励発振動作）を行って、単相モータ５１
の各コイルＬ１（ｃ−ａ巻線），Ｌ２（ｃ−ｂ巻線）
に、交互に直流電圧を印加するための回路である。この
インバータ回路２は、高耐圧のＮＰＮ形パワートランジ
スタＱ１，Ｑ２と、電流還流用のダンパダイオードＤ
１，Ｄ２と、１０ｋΩの抵抗Ｒ１，Ｒ２とを備えてい
る。

【００２２】インバータ回路２の両トランジスタＱ１，
Ｑ２のコレクタ端子は、単相モータ５１の両端子ａ，ｂ
にそれぞれ接続されるとともに、抵抗Ｒ１，Ｒ２を介し
て、それぞれ他方のトランジスタＱ２，Ｑ１のベース端
子に交叉接続されている。この接続により、一方のトラ
ンジスタのオンにより他方のトランジスタがオフされ、
かつ、そのオンオフが繰り返されるという、無安定マル
チバイブレータ動作（いわゆる自励発振動作）が行われ
る。また、両トランジスタＱ１，Ｑ２のコレクタ・エミ
ッタ端子間には、ダイオードＤ１，Ｄ２がアノード端子
をエミッタ端子側にしてそれぞれ接続されており、これ
らダイオードＤ１，Ｄ２により、単相モータ５１の転流
動作時に発生する逆起電力エネルギーが還流電流として
還流される。

【００２３】ここで、図３を参照して、インバータ回路
２の無安定マルチバイブレータ動作について説明する。
図３は、負荷時における各電流電圧波形を示した図であ
り、その電圧基準はトランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ
端子の点Ａとしている。

【００２４】直流電源５０の投入により、例えば、トラ
ンジスタＱ１がオンし、トランジスタＱ２がオフとなっ
たとする。すると、コイルＬ１を介して電流が流れ（３
１）、トランジスタＱ１のコレクタ電流が増加する（３
２）。やがてコレクタ電流がトランジスタＱ１のベース
電流と電流増幅率とで定まる飽和電流値に達すると（３
３）、トランジスタＱ１のコレクタ電流の増加率が低下
し、トランジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧が上
昇し始める（３４）。トランジスタＱ１のコレクタ電圧
がエミッタ端子を基準にして０．６ボルト付近に達する
と、抵抗Ｒ１を介して、トランジスタＱ２にベース電流
が流れ始め、トランジスタＱ２がオンを開始する（３
５）。このトランジスタＱ２のオンの開始に伴って、ト
ランジスタＱ２のコレクタ電圧が低下し（３６）、抵抗
Ｒ２を介してトランジスタＱ１に供給されるベース電流
が減少する。このベース電流の減少とともに、トランジ
スタＱ１の飽和電流値も減少するので、トランジスタＱ
１のコレクタ電流が更に減少する（３７）。これによ
り、トランジスタＱ１のコレクタ電圧が更に上昇し（３
８）、トランジスタＱ２のベース電流を増加させて、ト
ランジスタＱ２のオンを加速する（３９）。一方、トラ
ンジスタＱ２のオンにより、トランジスタＱ２のコレク
タ電圧が低下し（３９）、トランジスタＱ１のベース電
流が更に減少して、トランジスタＱ１のオフが加速され
る。このように、急速に、トランジスタＱ１がオフ、ト
ランジスタＱ２がオンの状態に変化する。

【００２５】トランジスタＱ２がオン、トランジスタＱ
１がオフとなった後は、トランジスタＱ２のコレクタ電
流が飽和電流値に達するまで、かかる状態を維持する。
そして、トランジスタＱ２のコレクタ電流が飽和電流値
に達すると、上記とは逆に、トランジスタＱ１のオン、
トランジスタＱ２のオフが急速に行われ、その状態が変
化する。このように、トランジスタＱ１，Ｑ２のオンオ
フ動作が繰り返され、その結果、インバータ回路２は
「無安定マルチバイブレータ動作」（自励発振動作）を
行うのである。なお、図４は、無負荷時における各電流
電圧波形を示した図であるが、インバータ回路２は無負
荷時においても同様に、「無安定マルチバイブレータ動
作」（自励発振動作）を行うのである。図４の電圧基準
も、図３と同様に、トランジスタＱ１，Ｑ２のエミッタ
端子の点Ａとしている。

【００２６】インバータ回路２の両トランジスタＱ１，
Ｑ２のエミッタ端子と、直流電源５０のマイナス側入力
端Ｎとの間には、電流検出回路３が設けられている。電
流検出回路３は、２Ω（４Ｗ）のシャント抵抗Ｒｓによ
り構成され、インバータ回路２を介して、単相モータ５
１の電機子巻線Ｌ１，Ｌ２に流れる電流（以下「電機子
電流」という）を、シャント抵抗Ｒｓに流れるシャント
電流として検出し、電圧に変換するための回路である。
この電圧変換されたシャント電流は、帰還回路４によっ
てインバータ回路２へフィードバック（帰還）され、前
記した無安定マルチバイブレータ動作の発振周期を決定
する。

【００２７】帰還回路４は、電流検出回路３によって検
出され電圧に変換されたシャント電流（電機子電流）
を、インバータ回路２へフィードバックする回路であ
り、２つのダイオードＤ３，Ｄ４と、２．２ｋΩの抵抗
Ｒ３と、１０ｋΩの抵抗Ｒ４とを備えている。抵抗Ｒ
３，Ｒ４は直列に接続され、抵抗Ｒ４側の一端は電流検
出回路３の出力端であるシャント抵抗Ｒｓの一端に接続
され、抵抗Ｒ３側の他端は両ダイオードＤ３，Ｄ４のカ
ソードに接続されている。また、ダイオードＤ３，Ｄ４
のアノードは、インバータ回路２の両トランジスタＱ
１，Ｑ２のベース端子にそれぞれ接続されている。

【００２８】この帰還回路４は、電流検出回路３、及
び、ベース抵抗Ｒ１，Ｒ２とトランジスタＱ１，Ｑ２と
の電流増幅率の相互作用を利用して、電機子電流の急増
領域を検出し、その急増領域でインバータ回路２による
転流が行われるようにしている。電機子電流は、回転子
５１ａが固定子に最も吸着される位置、即ち回転子５１
ａの磁場ベクトルと、電機子巻線５１ｂへの通電により
生じる磁場ベクトルとが整列する位置（モータの発生ト
ルクがゼロとなる位置）で急増する。これは、回転子５
１ａが該位置に達することにより、発電電圧がほぼ
「０」となるからである。よって、かかる急増領域の現
出を転流タイミングとして決定することにより、単相モ
ータ５１を的確に同期駆動（回転）することができるの
である。

【００２９】具体的には、シャント抵抗Ｒｓの電圧降下
を、インバータ回路２の各トランジスタＱ１，Ｑ２のベ
ース端子へフィードバック（帰還）するのである。する
と、電機子電流の急増領域では、シャント抵抗Ｒｓの電
圧降下が大きくなるので、その分、ベース電流が帰還回
路４側へ流れて少なくなり、コレクタ電流の飽和電流値
が小さくなる。よって、その際、流れているコレクタ電
流が飽和電流値と一致すると、両トランジスタＱ１，Ｑ
２のオンオフ状態が切り替えられ、転流動作が行われる
のである。

【００３０】なお、かかる転流周期（タイミング）、即
ち、上記したインバータ回路２の発振周期は、この帰還
回路４の抵抗値により変化させることができる。具体的
には、帰還回路４の抵抗値を小さくするとインバータ回
路２の発振周期が短くなり（発振周波数が大きくな
り）、抵抗値を大きくすると発振周期が長くなる（発振
周波数が小さくなる）のである。帰還回路４の抵抗値を
小さくすることにより、トランジスタＱ１，Ｑ２のベー
ス端子への帰還量が多くなるので、電機子電流の急増を
僅かに検出した場合にも、転流動作が行われるからであ
る。

【００３１】ロータプリセット回路５は、単相モータ５
１の停止時（待機時）に、微小量の直流電流成分を流し
て、回転子５１ａを所定の位置（例えば、図２に示す位
置）に保持しておくための回路である。具体的には、単
相モータ５１の一方のコイルＬ１に通電する時間と、他
方のコイルＬ２に通電する時間との比率（デューティ
比）をアンバランスとして、単相モータ５１に直流電流
成分を流している。かかる直流電流成分は、帰還回路４
とロータプリセット回路５との合成抵抗値（並列抵抗
値）をトランジスタＱ１，Ｑ２の各オン時に大小させ、
インバータ回路２の発振周期を長短させることにより生
成している。

【００３２】このように、ロータプリセット回路５によ
って回転子５１ａが所定の位置に保持されるので、始動
時にインバータ回路２のいずれのトランジスタＱ１，Ｑ
２からオンされても、単相モータ５１を必ず所定の方向
へ回転させることができるのである。例えば、ロータプ
リセット回路５によって、始動前の回転子５１ａが図２
に示す位置に保持されていると、単相モータ５１は必ず
左方向へ回転する。

【００３３】このロータプリセット回路５は、インバー
タ回路２のトランジスタＱ２のコレクタ端子に接続され
た抵抗Ｒ５（３２ｋΩ）を備え、その抵抗Ｒ５の一端
は、１０ｋΩの抵抗Ｒ６の一端とトランジスタＱ３のベ
ース端子とに接続されている。トランジスタＱ３のコレ
クタ端子は１ｋΩの可変抵抗ＶＲ１の摺動子に接続さ
れ、可変抵抗ＶＲ１の一端は帰還回路４のダイオードＤ
３，Ｄ４のカソードに接続されている。また、可変抵抗
ＶＲ１の他端は、抵抗Ｒ６の他端と、トランジスタＱ３
のエミッタ端子と、スイッチＳＷの「待機」端子とに接
続され、スイッチＳＷのコモン端子は、帰還回路４と同
様に、電流検出回路３の出力端および直流電源５０のマ
イナス側入力端Ｎに接続されている。

【００３４】ロータプリセット回路５は、直流電源５０
が投入された状態で、スイッチＳＷを「運転」端子から
「待機」端子へ切り替えることにより作動する。即ち、
スイッチＳＷを「待機」端子に切り替えると、帰還回路
４の抵抗Ｒ３，Ｒ４に可変抵抗ＶＲ１及びトランジスタ
Ｑ３のエミッタ端子が並列接続されて合成抵抗値が減少
するとともに、かかる合成抵抗値は、インバータ回路２
のトランジスタＱ１のオン時とＱ２のオン時とで大小す
るので、トランジスタＱ１のオン時とＱ２のオン時とで
インバータ回路２の発振周期が長短し、その結果、単相
モータ５１へ直流電流成分が流れるのである。

【００３５】具体的には、トランジスタＱ１がオフ、Ｑ
２がオンの場合、トランジスタＱ３はオフするので、帰
還回路４の合成抵抗値は０．９２ｋΩ（＝ＶＲ１（Ｒ３
＋Ｒ４）／（ＶＲ１＋Ｒ３＋Ｒ４））となる。一方、ト
ランジスタＱ１がオン、Ｑ２がオフの場合、トランジス
タＱ３はオンするので、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値が減少
する。例えば、可変抵抗ＶＲ１の摺動子が半分の位置に
ある場合には、可変抵抗ＶＲ１の抵抗値は０．５ｋΩと
なるので、帰還回路４とロータプリセット回路５との合
成抵抗値は０．４８ｋΩとなる。前記した通り、インバ
ータ回路２の発振周期は、帰還回路４とロータプリセッ
ト回路５との合成抵抗値が大きいほど長く、小さいほど
短いので、トランジスタＱ１のオン時間はＱ２のオン時
間に比べて短くなる。よって、その差分の微小量の直流
電流成分が単相モータ５１に流され、その直流電流成分
によって、単相モータ５１の回転子５１ａが所定の位置
に保持されるのである。

【００３６】なお、アンバランスとするデューティ比
は、直流電流成分が２０％（６０％対４０％）〜５０％
（７５％対２５％）の範囲となるように設定することが
好ましい。また、回転子５１ａを保持する所定の位置と
しては、回転子５１ａの磁束軸が固定子に設けられた２
つのノッチ５１ｃを結ぶ線と直交する位置よりやや水平
側に傾いた位置が好適である。即ち、直流電源５０をオ
フからオンにした場合に、回転子５１ａの磁束軸がやや
水平側に回転するような挙動を示すように設定するのが
良い。回転子５１ａは直流電源５０のオフ後、かかる位
置に保持され易く構成されているからである。

【００３７】始動補償回路６は、単相モータ５１の始動
時に、充分な始動トルクを発生させるために必要な電機
子電流を流して、単相モータ５１の始動動作を確実なら
しめるための回路である。このため始動補償回路６は、
単相モータ５１の始動時と始動後とで帰還回路４の抵抗
値を大小させ、始動時には転流周期を長くして、単相モ
ータ５１へ充分な電機子電流を流し、一方、始動後には
転流周期を短くして、単相モータ５１を高速回転させる
ようにしている。

【００３８】始動補償回路６は、トランジスタＱ１，Ｑ
２のエミッタ端子およびシャント抵抗Ｒｓの入力端にア
ノードが接続されたダイオードＤ５を備え、そのダイオ
ードＤ５のカソードは２７ｋΩの抵抗Ｒ７の一端に接続
されている。抵抗Ｒ７の他端は、トランジスタＱ４のベ
ース端子と、ダイオードＤ６のアノードと、コンデンサ
Ｃ２（２２０μＦ，１０Ｖ）のプラス側端子と、４７ｋ
Ωのブリーダ抵抗Ｒ８の一端とに接続されている。トラ
ンジスタＱ４のコレクタ端子は帰還回路４の２つの抵抗
Ｒ３，Ｒ４間に接続され、またエミッタ端子は、コンデ
ンサＣ２のマイナス側端子および抵抗Ｒ８の他端ととも
に、シャント抵抗Ｒｓの出力端と直流電源５０のマイナ
ス側入力端Ｎとに接続されている。更に、ダイオードＤ
６のカソードは、スイッチＳＷの「待機」端子に接続さ
れている。

【００３９】この始動補償回路６は、コンデンサＣ２に
所定量の電荷が蓄積されて、その端子間電圧が略０．６
ボルトに達するまで、トランジスタＱ４のオフを維持
し、帰還回路４の抵抗値を１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ３，Ｒ
４）という大きな値に保ち、単相モータ５１の始動時の
転流周期を長くしている。これにより、単相モータ５１
の始動後、コンデンサＣ２の端子間電圧が略０．６ボル
トに達するまでの間、単相モータ５１の各コイルＬ１，
Ｌ２へ、始動トルクを発生させるために充分な電機子電
流を流すことができる。

【００４０】図５は、かかる始動補償回路６の動作説明
図である。図５に示すように、ロータプリセット回路５
のスイッチＳＷが「待機」端子にある場合には（６
１）、コンデンサＣ２の端子間電圧は０．６ボルト未満
となって（６２）、トランジスタＱ４はオフしている
（６３）。スイッチＳＷが「待機」端子から「運転」端
子に切り替えられると（６４）、可変抵抗ＶＲ１が帰還
回路４から切り離され、帰還回路４の抵抗値が１ｋΩ弱
（前述）から１２．２ｋΩに大きくなる。これにより、
インバータ回路２の発振周期が長くなり、単相モータ５
１の転流周期が長くなって、各コイルＬ１，Ｌ２に始動
トルクを発生させるために充分な電機子電流が流され
る。各コイルＬ１，Ｌ２に流れる電機子電流は、そのま
まシャント抵抗Ｒｓを流れるシャント電流となる（６
５）。このシャント電流により、シャント抵抗Ｒｓの両
端電圧が、マイナス側入力端Ｎを基準として、略０．６
ボルト以上になると（ダイオードＤ５の電圧降下分以上
になると）、コンデンサＣ２への充電が開始され、その
端子間電圧が徐々に上昇する（６６）。コンデンサＣ２
の端子間電圧が略０．６ボルトに達すると（６７）、ト
ランジスタＱ４がオンし（６８）、帰還回路４の抵抗値
が、１２．２ｋΩ（抵抗Ｒ３，Ｒ４）から２．２ｋΩ
（抵抗Ｒ４）に減少する。帰還回路４の抵抗値が減少す
ると、インバータ回路２の発振周期が短くなり、単相モ
ータ５１の転流周期が短くされ（６９）、単相モータ５
１が徐々に高速回転を始める。

【００４１】このように、始動補償回路６は、コンデン
サＣ２の端子間電圧が略０．６ボルトに達するまでの
間、単相モータ５１の転流周期を長くして、各コイルＬ
１，Ｌ２へ始動トルクを発生させるために充分な電機子
電流を流し、単相モータ５１を確実に始動するようにし
ている。しかも、コンデンサＣ２への充電は、シャント
電流（電機子電流）に基づいて行われるので、その端子
間電圧が略０．６ボルトに達するまでの時間は、固定さ
れた時間とはならず、モータの種類や直流電源５０の電
圧に応じて変化する時間となる。よって、モータの始動
に適切な時間だけ、転流周期を長くした始動モードを維
持することができる。

【００４２】なお、スイッチＳＷが「運転」端子から
「待機」端子に切り替えられると、ダイオードＤ６を介
して、コンデンサＣ２のプラス側端子が直流電源５０の
マイナス側入力端Ｎに接続されるので、コンデンサＣ２
に蓄積された電荷が急速に放電される。よって、コンデ
ンサＣ２は瞬時のうちに初期状態に戻されるので、再
度、スイッチＳＷを「運転」端子に切り替えても、始動
補償回路６を確実に作動することができる。また、トラ
ンジスタＱ４は、そのコレクタ端子からベース端子へ漏
れ電流を生じるが、かかる漏れ電流はブリーダ抵抗Ｒ８
によりバイパスされるので、始動補償回路６を正常に作
動することができる。

【００４３】次に、上記のように構成されたモータ駆動
回路１の動作を説明する。スイッチＳＷを「待機」端子
にした状態で直流電源５０が投入（接続）されると、待
機モードとなって、ロータプリセット回路５が作動す
る。具体的には、可変抵抗ＶＲ１の摺動子位置により定
まる帰還回路４とロータプリセット回路５との合成抵抗
値に基づいて、インバータ回路２の各トランジスタＱ
１，Ｑ２が不均等（アンバランス）なデューティ比でオ
ンオフされる。このアンバランスなオンオフにより、単
相モータ５１に直流電流成分が流され、回転子５１ａが
所定の位置（例えば、図２の位置）に保持される。

【００４４】なお、待機モードでは、帰還回路４とロー
タプリセット回路５との合成抵抗値は１ｋΩ弱と小さい
ので、転流周期は非常に短く、電機子電流は微小量とな
っている。よって、待機モードでの通電により、単相モ
ータ５１が回転や振動を起こしたり、騒音を発生するこ
とはない。

【００４５】待機モードからスイッチＳＷを「運転」端
子に切り替えると、始動モードとなる。即ち、スイッチ
ＳＷを「運転」端子に切り替えることにより、ロータプ
リセット回路５が帰還回路４から切り離され、その動作
を停止する。一方、始動補償回路６は、スイッチＳＷが
「待機」端子にある場合には、コンデンサＣ２の充電が
ダイオードＤ６によって阻止される停止状態にあるが、
かかる状態からスイッチＳＷを「運転」端子に切り替え
ることにより、始動モードとなって、始動補償回路６が
作動し、コンデンサＣ２の充電が開始される。

【００４６】始動モードでは、帰還回路４の抵抗値が１
２．２ｋΩ（抵抗Ｒ３，Ｒ４）と大きくされ、その分、
転流周期が長くなって、単相モータ５１の各コイルＬ
１，Ｌ２に始動トルクを発生させるために充分な電機子
電流が流される。よって、単相モータ５１は徐々に始動
を開始する。

【００４７】なお、単相モータ５１の回転子５１ａは、
待機モードにおいて所定の位置に保持されているので、
トランジスタＱ１，Ｑ２のいずれからオンが始まって
も、必ず一定の方向に回転する。具体的には、待機モー
ドにおいて、回転子５１ａが図２の位置に保持されてい
る場合には必ず左方向へ回転する。単相モータ５１は、
通電第１波または第２波のうち、回転子５１ａの磁場ベ
クトルと反発する方向の磁場が与えられる通電（図２に
おいて、磁場ベクトルが左から右方向へ向かう通電）に
より、回転を開始するからである。

【００４８】始動モードの継続に伴って、コンデンサＣ
２が徐々に充電される。かかる充電により、コンデンサ
Ｃ２の端子間電圧が略０．６ボルトに達すると、トラン
ジスタＱ４がオンして、始動モードから定常モードへと
移行する。定常モードでは、トランジスタＱ４のオンに
より帰還回路４の抵抗値が２．２ｋΩ（抵抗Ｒ３）と小
さくなるので、インバータ回路２の発振周期が短くなっ
て、転流周期が短くなる。よって、単相モータ５１は徐
々に高速回転を始め、やがて略定速回転となる。この状
態で直流電源５０の投入が続けられることにより、単相
モータ５１は略定速回転を継続する。なお、略定速時の
回転速度は、コイルＬ１，Ｌ２に印加される直流電源５
０の電圧に比例する。即ち、直流電源５０の電圧が高い
ほど高速で回転し、低いほど低速で回転する。よって、
直流電源５０の電圧値により、略定速時の回転速度を制
御することができる。

【００４９】定常モード（または始動モード）での運転
中に、スイッチＳＷが「運転」端子から「待機」端子に
切り替えられると、待機モードへ移行する。即ち、始動
補償回路６のコンデンサＣ２がダイオードＤ６により急
速に放電され、トランジスタＱ４がオフされるととも
に、ロータプリセット回路５が作動し、単相モータ５１
へ直流電流成分が流されて、回転子５１ａを所定の位置
へ保持するホールディングトルクが加えられる。よっ
て、単相モータ５１は徐々に回転を緩め、回転子５１ａ
を所定の位置にして停止する。

【００５０】この状態で直流電源５０がオフされても、
回転子５１ａは所定の位置又はその近傍にある。よっ
て、次に直流電源５０がオン（接続）された場合に、短
時間のうちに回転子５１ａを所定の位置へ保持すること
ができる。回転子５１ａが所定の位置へ保持された後
は、単相モータ５１をいつでも始動することができるの
で、単相モータ５１を待機モードにしてから直流電源５
０をオフすることにより、次の単相モータ５１の始動ま
での時間を短縮することができる。

【００５１】上記のように、本実施例のモータ駆動回路
１によれば、電流検出回路３と帰還回路４とにより、電
機子電流の急増領域を検出して、その検出を転流タイミ
ングとして転流動作を行わせている。よって、速度起電
力によらず、電機子電流に基づいて転流タイミングを決
定することができるので、単相モータ５１であっても１
８０度通電を行うことができ、その始動性を向上するこ
とができる。即ち、始動から短時間のうちに高速回転す
ることができるのである。また、電機子電流に基づいて
転流タイミングを決定することにより、重負荷時でも、
転流に伴う過大なスパイク電圧の影響を受けることな
く、的確にモータを駆動（回転）することができるので
ある。

【００５２】更に、転流タイミングの決定に電機子電流
の急増領域を用いているので、電機子電流を平均化する
回路や、その平均化された電機子電流を所定倍に増幅す
る回路が不要となり、回路コストを低減することができ
る。しかも、インバータ回路２は無安定マルチバイブレ
ータ動作を行うシンプルな回路で構成されるとともに、
ロータプリセット回路５や始動補償回路６は、インバー
タ回路２、電流検出回路３、帰還回路４の各回路と有効
に結合して共同動作するように構成されているので、各
回路が単独で動作するように構成されている場合に比べ
て、モータ駆動回路１のコストを大幅に低減することが
できる。

【００５３】次に、図６及び図７を参照して、第２およ
び第３実施例について説明する。第２および第３実施例
のモータ駆動回路２０，３０は、前記した第１実施例の
モータ駆動回路１のロータプリセット回路５を変形した
ものである。以下、第１実施例と同一の部分には同一の
符号を付し、その説明は省略する。

【００５４】図６に示すように、第２実施例のロータプ
リセット回路２５は、トランジスタＱ２のコレクタ端子
に接続された抵抗Ｒ５（３２ｋΩ）を備え、その抵抗Ｒ
５の一端は、１０ｋΩの抵抗Ｒ６の一端とトランジスタ
Ｑ３のベース端子とに接続されている。トランジスタＱ
３のコレクタ端子は５ｋΩの可変抵抗ＶＲ２の一端に接
続され、その可変抵抗ＶＲ２の他端は、１ｋΩの抵抗Ｒ
２０の一端と帰還回路４のダイオードＤ３，Ｄ４のカソ
ードとに接続されている。抵抗Ｒ２０の他端は、抵抗Ｒ
６の他端と、トランジスタＱ３のエミッタ端子と、スイ
ッチＳＷの「待機」端子とに接続され、スイッチＳＷの
コモン端子は、帰還回路４と同様に、電流検出回路３の
出力端および直流電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続
されている。

【００５５】このロータプリセット回路２５によれば、
帰還回路４の抵抗値（帰還回路４とロータプリセット回
路２５との合成抵抗値を含む）は、トランジスタＱ１が
オン、Ｑ２がオフの場合、トランジスタＱ３はオンする
ので、１２．２ｋΩの抵抗（抵抗Ｒ３，Ｒ４の合成）
と、１ｋΩの抵抗Ｒ２０と、可変抵抗ＶＲ２で設定され
る抵抗とを並列接続した合成抵抗値となる。一方、トラ
ンジスタＱ１がオフ、Ｑ２がオンの場合、トランジスタ
Ｑ３はオフするので、その場合の帰還回路４の抵抗値
は、１２．２ｋΩの抵抗（抵抗Ｒ３，Ｒ４の合成）と、
１ｋΩの抵抗Ｒ２０とを並列接続した合成抵抗値とな
る。よって、トランジスタＱ１のオン時と、Ｑ２のオン
時とで、帰還回路４の抵抗値を大小することができる。
従って、スイッチＳＷを「待機」端子にした待機モード
において、単相モータ５１に微小量の直流電流成分を流
し、単相モータ５１の回転子５１ａを所定の位置に保持
することができるのである。

【００５６】図７に示すように、第３実施例のロータプ
リセット回路３５ａ，３５ｂの一方３５ａは、トランジ
スタＱ１のコレクタ端子に接続された１０ｋΩの抵抗Ｒ
３１を備え、その抵抗Ｒ３１の一端は、１０ｋΩの抵抗
Ｒ３２の一端とトランジスタＱ３１のベース端子とに接
続されている。トランジスタＱ３１のコレクタ端子は１
ｋΩの抵抗Ｒ３３の一端に接続され、その抵抗Ｒ３３の
他端は、トランジスタＱ１のベース端子にアノードが接
続されたダイオードＤ３１のカソードに接続されてい
る。また、トランジスタＱ３１のエミッタ端子は、抵抗
Ｒ３２の他端に接続されている。

【００５７】他方のロータプリセット回路３５ｂは、ト
ランジスタＱ２のコレクタ端子に接続された１０ｋΩの
抵抗Ｒ３４を備え、その抵抗Ｒ３４の一端は、１０ｋΩ
の抵抗Ｒ３５の一端とトランジスタＱ３２のベース端子
とに接続されている。トランジスタＱ３２のコレクタ端
子は１ｋΩの可変抵抗ＶＲ３の一端に接続され、その可
変抵抗ＶＲ３の他端は、トランジスタＱ２のベース端子
にアノードが接続されたダイオードＤ３２のカソードに
接続されている。また、トランジスタＱ３２のエミッタ
端子は、抵抗Ｒ３５の他端に接続されるとともに、前記
した一方のロータプリセット回路３５ａのトランジスタ
Ｑ３１のエミッタ端子と、スイッチＳＷの「待機」端子
とに接続されている。スイッチＳＷのコモン端子は、帰
還回路４と同様に、電流検出回路３の出力端および直流
電源５０のマイナス側入力端Ｎに接続されている。

【００５８】このロータプリセット回路３５ａ，３５ｂ
では、可変抵抗ＶＲ３の値を調整することにより、待機
モードにおける各コイルＬ１，Ｌ２へのアンバランスな
通電デューティ比が決定される。即ち、トランジスタＱ
１がオン、Ｑ２がオフの場合、トランジスタＱ３１はオ
フ、Ｑ３２はオンするので、その場合の帰還回路４の抵
抗値（帰還回路４とロータプリセット回路３５ａ，３５
ｂとの合成抵抗値を含む）は、１２．２ｋΩの抵抗（抵
抗Ｒ３，Ｒ４の合成）と、可変抵抗ＶＲ３で設定される
抵抗とを並列接続した合成抵抗値となる。一方、トラン
ジスタＱ１がオフ、Ｑ２がオンの場合、トランジスタＱ
３１はオン、Ｑ３２はオフするので、その場合の帰還回
路４の抵抗値は、１２．２ｋΩの抵抗（抵抗Ｒ３，Ｒ４
の合成）と、１ｋΩの抵抗Ｒ３３とを並列接続した合成
抵抗値となる。よって、トランジスタＱ１のオン時と、
Ｑ２のオン時とで、可変抵抗ＶＲ３の値に応じて、帰還
回路４の抵抗値を大小することができる。従って、待機
モードにおいて、単相モータ５１に微小量の直流電流成
分を流し、単相モータ５１の回転子５１ａを所定の位置
に保持することができるのである。

【００５９】以上、実施例に基づき本発明を説明した
が、本発明は上記実施例に何ら限定されるものではな
く、本発明の趣旨を逸脱しない範囲内で種々の改良変形
が可能であることは容易に推察できるものである。

【００６０】例えば、本実施例では、永久磁石モータと
して、単相モータ５１を用いて説明した。しかし、モー
タ駆動回路１，２０，３０に変更を加えることにより、
本発明を多相モータに用いることもできる。即ち、電機
子電流の急増領域に基づいて転流動作を行わせるモータ
駆動回路は、必ずしも単相モータに限られないのであ
る。なお、本発明を多相モータに用いる場合には、ロー
タプリセット回路５，２５，３５ａ，３５ｂは不要とな
るので、これを削除し、その分、多相化に伴う回路コス
トの増加の抑制を図ることができる。

【００６１】

【発明の効果】 請求項１から３のいずれかに記載の永
久磁石モータのセンサレス駆動回路によれば、永久磁石
モータの電機子に流れる電機子電流の急増領域が検出さ
れ、その電機子電流の急増領域の現出を転流タイミング
として、永久磁石モータの転流が行われる。よって、速
度起電力によらず、電機子電流に基づいて転流タイミン
グを決定することができるという効果がある。また、転
流タイミングの決定に際し、電機子電流を平均化する回
路や、その平均化された電機子電流を所定倍に増幅する
回路が不要となるので、回路コストを低減することがで
きるという効果もある。

【００６２】請求項４から６のいずれかに記載の永久磁
石モータのセンサレス駆動回路によれば、請求項１から
３のいずれかに記載の駆動回路の奏する効果に加え、モ
ータの運転待機時には、回転子が所定の位置に保持され
ているので、単相モータであっても、所定の方向へ確実
に始動することができるという効果がある。

【００６３】請求項７から１０のいずれかに記載の永久
磁石モータのセンサレス駆動回路によれば、請求項１か
ら６のいずれかに記載の駆動回路の奏する効果に加え、
永久磁石モータの始動時には、転流周期が充分に長くさ
れ、始動トルクを発生させるために充分な電機子電流が
流されるので、該モータを的確に始動することができる
という効果がある。一方、始動後は、かかる転流周期が
所定条件下で短くされるので、該モータを安定して高速
回転することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１実施例における永久磁石モータ
のセンサレス駆動回路の回路図である。

【図２】 本実施例のスケルトン形の単相ブラシレスモ
ータの概略的な構成図である。

【図３】 負荷時における各部の電流電圧波形を示した
図である。

【図４】 無負荷時における各部の電流電圧波形を示し
た図である。

【図５】 始動補償回路の動作説明図である。

【図６】 第２実施例における永久磁石モータのセンサ
レス駆動回路の回路図である。

【図７】 第３実施例における永久磁石モータのセンサ
レス駆動回路の回路図である。

【符号の説明】

１，２０，３０ モータ駆動回路（永久磁石モータ
のセンサレス駆動回路） ２ インバータ回路 ３ 電流検出回路（制御回路の一部） ４ 帰還回路（制御回路の一部） ５，２５，３５ａ，３５ｂ ロータプリセット回路 ６ 始動補償回路 ５１ 単相ブラシレスモータ（永久磁石
モータ） ５１ａ 界磁回転子（回転子） ５１ｂ 電機子巻線（電機子） Ｃ２ コンデンサ（電流蓄積回路） Ｄ６ ダイオード（放電回路） Ｌ１，Ｌ２ コイル（電機子） Ｑ４ トランジスタ（切替回路）

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 永久磁石モータの電機子に交番電圧を通
   電するインバータ回路と、そのインバータ回路により転
   流を行わせて、前記永久磁石モータを回転させる制御回
   路とを備えた永久磁石モータのセンサレス駆動回路にお
   いて、 前記制御回路は、前記永久磁石モータの電機子に流れる
   電機子電流の急増領域を検出して、前記インバータ回路
   に転流を行わせることを特徴とする永久磁石モータのセ
   ンサレス駆動回路。
2. 【請求項２】 前記制御回路は、前記永久磁石モータの
   電機子に流れる電機子電流を電圧に変換して検出する電
   流検出回路と、 その電流検出回路により検出された前記電機子電流の電
   圧を前記インバータ回路に帰還する帰還回路とを備えて
   いることを特徴とする請求項１記載の永久磁石モータの
   センサレス駆動回路。
3. 【請求項３】 前記インバータ回路は、前記永久磁石モ
   ータの電機子を利用して無安定マルチバイブレータ動作
   を行うことを特徴とする請求項１又は２に記載の永久磁
   石モータのセンサレス駆動回路。
4. 【請求項４】 前記永久磁石モータは単相モータで構成
   されるとともに、 その単相モータの運転待機時に回転子を所定の位置に保
   持するロータプリセット回路を備えていることを特徴と
   する請求項１から３のいずれかに記載の永久磁石モータ
   のセンサレス駆動回路。
5. 【請求項５】 前記ロータプリセット回路は、前記イン
   バータ回路の通電デューティ比を不均等にして前記単相
   モータに直流電流成分を流すことにより、回転子を所定
   の位置に保持することを特徴とする請求項４記載の永久
   磁石モータのセンサレス駆動回路。
6. 【請求項６】 前記ロータプリセット回路は、前記帰還
   回路の帰還条件を変化させて、前記インバータ回路の通
   電デューティ比を不均等にすることを特徴とする請求項
   ５記載の永久磁石モータのセンサレス駆動回路。
7. 【請求項７】 前記制御回路による転流周期を、前記永
   久磁石モータの始動時には、その永久磁石モータが始動
   トルクを発生させるために充分に長くする一方、その永
   久磁石モータの始動後所定条件下では、前記転流周期を
   短くする始動補償回路を備えていることを特徴とする請
   求項１から６のいずれかに記載の永久磁石モータのセン
   サレス駆動回路。
8. 【請求項８】 前記始動補償回路は、前記永久磁石モー
   タの始動時には前記帰還回路の帰還量を小さくする一
   方、前記永久磁石モータの始動後には前記帰還回路の帰
   還量を大きくして、前記永久磁石モータの始動時と始動
   後とで前記制御回路による転流周期を長短させることを
   特徴とする請求項７記載の永久磁石モータのセンサレス
   駆動回路。
9. 【請求項９】 前記始動補償回路は、前記永久磁石モー
   タの始動後、その永久磁石モータの電機子に流れる電機
   子電流を蓄積する電流蓄積回路と、 その電流蓄積回路の蓄積量が所定値以上となった場合
   に、前記制御回路の転流周期を長い周期から短い周期に
   切り替える切替回路とを備えていることを特徴とする請
   求項７又は８に記載の永久磁石モータのセンサレス駆動
   回路。
10. 【請求項１０】 前記始動補償回路は、前記永久磁石モ
    ータの停止にともなって前記電流蓄積回路に蓄積された
    電機子電流を急速に放電する放電回路を備えていること
    を特徴とする請求項９記載の永久磁石モータのセンサレ
    ス駆動回路。