JP2004104951A - Dcブラシレスモータの制御回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】本発明は、DCブラシレスモータの制御回路で単相全波駆動用のもので、還流用コンデンサを用いずにスイッングノイズを消去できる回路の実現を目的とする。
【解決手段】本発明に成るDCブラシレスモータの制御回路は、前記全波通電制御回路の上側アームPチャネルMOSFET2個が無通電時間(還流区間)の間に下側アームNチャネルMOSFET2個を通電して固定子巻線の回生電流を還流する如く構成される。
又、上記の構成において磁気検出器を回転子の回転方向に所定角度移動させて設け、電流波形を改善して効率を高めるように構成される。
【選択図】 図1
【解決手段】本発明に成るDCブラシレスモータの制御回路は、前記全波通電制御回路の上側アームPチャネルMOSFET2個が無通電時間(還流区間)の間に下側アームNチャネルMOSFET2個を通電して固定子巻線の回生電流を還流する如く構成される。
又、上記の構成において磁気検出器を回転子の回転方向に所定角度移動させて設け、電流波形を改善して効率を高めるように構成される。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明が属する技術分野】
本発明は、DCブラシレスモータの制御回路、特に回生電流平滑用コンデンサを使用せずにスイッチングサージを吸収することのできる制御回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
【特許文献1】電気モータ駆動装置:特公平6−36675号公報
現在市販されている単相全波用の駆動ICは、出力段がIC内に組み込まれているため、高出力用としては適さない。
【0003】
図7は従来から実施されているDCブラシレスモータ用単相全波駆動回路の一例で、Hは磁気検出器のホール素子、21は単相全波用駆動IC、22は単相固定子巻線、23は回生電流平滑用コンデンサである。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
上述従来技術に成る単相全波用駆動回路では、その出力段が21のC1の内部に組み込まれており出力電流が制限されているので、高出力用として適さない。また電流回生ルートとして出力用制御素子のアーム間にコンデンサ23を接続し回生電流を平滑している。この平滑コンデンサはアルミ電解コンデンサが一般的に使用されるが、静電容量が大きく(約47μ〜100μF)、耐圧も充分余裕のある電解コンデンサを使用する必要があるため、比較的体積が大きく、製品の小型化に難がある。また、アルミ電解コンデンサの寿命により回路の寿命が決まってしまうという問題を抱えている。
【0005】
【課題を解決するための手段】
本発明に成るDCブラシレスモータの制御回路は、単相固定子巻線を備えた固定子と、該固定子と空隙を介して対向しNS極の磁極を有する永久磁石を備え回転自在に軸支された回転子と、該回転子の磁極位置を検出する磁気検出器と、該磁気検出器の出力を受け前記単相固定子巻線に交互方向に通電させる単相全波通電制御回路とを備えたDCブラシレスモータの制御回路で、前記磁気検出器の出力を2相半波用駆動ICに入力し、該2相半波用駆動ICの出力を2信号―4信号変換回路を介して単相全波通電制御回路の上側アームPチャネルMOSFET2個と下側アームNチャネルMOSFET2個に入力するものにおいて、前記磁気検出器の出力により転流するときに、前記全波通電制御回路の上側アームPチヤネルMOSFET2個の無通電時間(還流区間)を利用して下側アームNチャネルMOSFET2個を通電して固定子巻線の回生電流を還流するように構成される。
【0006】
その結果回生電流吸収用コンデンサを使用しないで通電制御回路において無通電時間(還流区間)を設けることで、この還流区間でサージを吸収し、これにより基板面積を縮小して製品の小型化と長寿命化を図れる効果がある。
【0007】
又、第2の手段として、磁気検出器の取り付け位置を、回転子の回転方向に所定角度移動させることにより通電開始時期を早くして無効電流を減少せしめ効率を向上させる効果がある。
【0008】
【実施例】
以下図面によって本発明の実施例を説明する。
図1は本発明になるDCブラシレスモータの制御回路の概要を示す接続図で、Hは磁気検出器のホール素子、1、2はしきい値電圧設定用抵抗、3、4はCt波形生成用抵抗とコンデンサ、5はプリドライバ用の2相半波用駆動IC、6は2信号―4信号変換回路、7、9は上側PチャネルMOSFET(TR1)、(TR3)、8、10は下側NチャネルMOSFET(TR2)、(TR4)、11はサージ吸収用ツェナーダイオード、12は固定子巻線である。
【0009】
図1に示されたプリドライバ用の2相半波駆動用IC5には、Vinに電源の+がダイオードと抵抗を介して接続され、IN−、IN+にホール素子Hの出力が接続され、しきい値設定用抵抗1と2の接続点がRt1に接続され、抵抗3とコンデンサ4の接続点がCtに接続され、CRとグランドの間にロック検出用コンデンサが接続され、OUT1とOUT2が2信号―4信号変換回路6に接続されており、ホール素子Hの出力が切り替わるタイミングに同期してCt回路3、4が充放電を繰り返し、その波形のしきい値が抵抗1と2の値で調整されるよになっている。
【0010】
2信号―4信号変換回路6は、2相半波駆動用IC5の出力信号OUT1とOUT2の2信号を入力し、OUT1の信号と該OUT1信号の理論反転出力の2信号と、又OUT2の出力と、該OUT2の出力の理論反転出力の2信号を出力し、該変換回路6のOUT1の出力を、出力回路の制御素子の(TR1)7のゲート端子に、OUT1の理論反転出力を(TR2)ゲート端子に、OUT2の出力を(TR3)のゲート端子に、OUT2の理論反転出力を(TR4)のゲート端子に夫々接続してある。
【0011】
図2(a)は出力回路の上側アームMOSFET、(TR1)、(TR3)、と下側アーム(TR2)、(TR4)と固定子巻線12と、ツエナーダイオード11の接続を示す図である。
図2(b)は図1に示した本発明の回路において、ホール素子Hの出力電圧H1と、Ct回路の波形Ctとしきい値電圧と、出力回路の上側アームのPチャネルMOSFET7(TR1)と9(TR3)のゲート信号電圧と、下側アームのNチャネルMOSFET8(TR2)と10(TR4)のゲート信号電圧の関係を示す説明図で、ホール素子Hの出力電圧H1の周期と同期して変化するようになっている。
【0012】
そして、図2(b)に示すように図1の抵抗1と2の調整によりしきい値電圧をCt波形の最小値より高くしていくと上側アームのPチャネルMOSFET(TR1)のゲート信号はON時間が短く、OFF時間が長くなり、(TR3)のゲート信号はOFF時間が長くなり、ON時間が短くなる。上側アームの信号の理論反転信号による下側アームではNチャネルMOSFET(TR2)のゲート信号出力信号のON時間が長くOFF時間が短くなり、(TR4)のゲート信号はON時間が長く、OFF時間が短くなる。
【0013】
図2(b)に示すようにホール素子Hの出力電圧の周期とct波形は同期して発生し、Ct波形電圧がしきい値電圧を超えた時間が通電0N時間となり、上側アームの通電素子においては、ホール素子Hの出力電圧の+半サイクル(OUT1信号)を受ける(TR1)のゲート信号は、Ct波形がしきい値電圧を超えると0NとなりCt波形電圧が立ち下がるとOFFとなり、次の+側半サイクルで同様な区間がONとなるように繰り返し、ホール素子Hの出力電圧のー側半サイクル(OUT2信号)を受ける(TR3)のゲート信号は、Ct波形がしきい値電圧を超えると0NとなりCt波形電圧が立ち下がるとOFFとなり、次の+半サイクルで同様な区間がONとなるように繰り返す。
【0014】
一方下側通電素子においては、ホール素子Hの出力電圧の+半サイクル(OUT1信号)の反転出力を受ける(TR2)のゲート信号は、前記(TR1)のゲート信号のOFF区間がONとなり、ホール素子Hの出力電圧の−側半サイクル(OUT2信号)の反転出力を受ける(TR4)のゲート信号は、(TR2)がOFF区間がONとなる。
【0015】
ここで、上側アームの(TR1)がOFFからONとなる時刻と(TR3)がONからOFFとなる時刻との間に(TR1)と(TR3)が同時にOFFとなる時間が発生し、この時間を還流時間(還流区間)と呼び、この時間では下側アームの(TR2)がONからOFFとなる時刻と、(TR4)がOFFからONとなる時刻との間に(TR2)と(TR4)が同時にONとなる時間が発生し、図4に示すように通電時間で(TR1)から(TR4)に電流が流れている場合、還流電流が(TR4)から(TR2)の内部ダイオードを介して固定子巻線12から(TR4)へと流れて固定子巻線12で消費することによりスイッチ回路に発生するサージ電圧の発生を防止できる。
又、逆に通電時間で(TR3)から(TR2)へ電流が流れている時は還流電流は(TR2)から(TR4)の内部ダイオードを経由して固定子巻線を経由して(TR2)へ戻るように流れて固定子巻線12で消費することによりスイッチ回路に発生するサージ電圧の発生を防止できる。
【0016】
図3(a)には、この状態の(TR1)、(TR3)、(TR2)、(TR4)の各通電素子の通電制御信号と電流波形とを示し、(TR1)、(TR3)、(TR2)、(TR4)の各通電素子と固定子巻線12との電流経路を図3bに示してある。
【0017】
図3(a)において、(TR1)と(TR3)が同時にOFFである時間(還流区間)に(TR2)と(TR4)が同時にONとなり(還流時間)に還流電流が流れる制御状態が表わされ、図3(b)に示した(TR1)から固定子巻線12と(TR4)へと流れる電流Iaとの波形が示されT1の区間が還流時間に相当し、T1の区間の電流は逆方向に流れ、電源から流れる電流Iは図示のように還流時間には電流が流れない。
【0018】
図3(a)に示す場合においては、(TR1)と(TR3)がOFFとなるタイミングが(TR2)と(TR4)がONとなるタイミングより早い必要があるが、2信号―4信号変換回路6から送られる(TR2)と(TR4)の駆動用信号は(TR1)と(TR3)の駆動信号の反転信号であるからわずかに遅れるので上記の条件が保たれる。
【0019】
固定子巻線12の実効電流は(TR1)と(TR4)を直列に、(TR3)と(TR2)を直列に流れるから、通電時間の短い上側通電素子の実効電流および還流区間内での還流電流となる。
【0020】
還流時間(還流区間)の設定は、図1に示したしきい値電圧を調節する抵抗1と2の値を調節してCt波形との交点を上下して通電ONの時間を調節する。
【0021】
しかし、起動時や外部負荷により過負荷となり無通電時間内で還流しきれない場合は(TR3)9と(TR4)10の間に接続された上記通電素子の耐圧以下のツエナーダイオード11により吸収して上記通電素子の破壊を防止するようになっている。
【0022】
本発明の第2の手段は、還流区間を設ける場合に回転子の磁極位置を検出する磁気検出器Hの取付け位置を回転子の回転方向に所定角度移動して設けることにより無効電流を減少させて効率を高くする手段で、図5は従来から実施されている磁気検出器H(ホール素子)を配置した場合の誘起電圧(イ)とホール素子の出力電圧(ロ)と、無通電区間(還流区間)と電流波形(ハ)との関係を示す説明図で、(イ)の誘起電圧と(ロ)のホール素子Hの出力電圧の切り替わりは同一タイミングで発生し、制御回路によりホール素子の電圧切り替え時からT時間(還流時間)遅れて電流が流れ始め、誘起電圧が0となった時にも通電しているので通電終期の電流値が跳ね上がり無効電流が増加して効率が悪くなる。
【0023】
そこで本発明においては、図6に示すようにホール素子Hを図5に示した位置より回転子の回転方向にαなる角度移動させて設ける。
これによりホール素子Hの発生電圧が誘起電圧よりα角度進んだ位相となり、制御回路によりホール素子Hの出力電圧が発生してからT時間(還流時間)後に通電が開始され、誘起電圧が0にならない低圧域でホール素子Hの出力が0となるから通電終期における電流波形が跳ね上がらないので無効電流を減少させ効率が高くなる。
【0024】
上記のホール素子Hを移動させる角度αは、図6に示す電流波形の通電区間Bと還流区間Tとの合計が通電波形の1周期に相当し、この還流区間Tの1/2の時間に回転子が移動する角度が最適である。
【0025】
ところが、本発明のDCブラシレスモータにおいては、図1に示した制御回路において、プリドライバ回路5に設けたct波形のしきい値を制御する抵抗1と2を調節して通電ON、OFF時間を制御して回転速度と還流区間を設定するように構成されているので、先ずホール素子Hを予想した前進角度位置に設定し、この位置でしきい値電圧を調整し、回転速度と還流区間を調整し、更にホール素子の位置を調整してしきい値電圧を調整して最適のホール素子の上記のような位置と回転速度と還流区間を得るようにする。
【0026】
【発明の効果】
本発明に成るDCブラシレスモータの制御回路は、上記のような構成であるから、出力制御回路の制御素子の上下アーム間に還流電流を吸収するコンデンサを設けなくとも還流電流を下側アームの制御素子と固定子巻線を介して還流させることが出来ると共に、回転子の磁極位置を検出する磁気検出器(ホール素子)の取付け位置を回転子の回転方向にある角度進めて、無効電流を減少させ効率を向上させることが出来る効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に成るDCブララシレスモータの制御回路の一実施例を示す回路図である。
【図2】本発明に成るDCブララシレスモータの制御回路の一実施例の出力回路の接続図(a)と、ホール素子の出力、Ct波形、しきい値電圧、上側アームと下側アームの制御素子のゲート信号との関係を示す図(b)である。
【図3】図1に示す回路で制御素子の上側アームと下側アームと固定子巻線の接続と電流通路を示す図(a)と制御素子の上側アームと下側アームの通電信号と電流波形を示す図(b)である。
【図4】還流時の電流通路を示す図である。
【図5】従来のホール素子の位置における誘起電圧とホール素子の出力電圧と電流波形を示す図である。
【図6】本発明の第2実施例によるホール素子の位置を移動させた場合の誘起電圧とホール素子の出力電圧と電流波形を示す図である。
【図7】従来から実施されているDCブラシレスモータの制御回路の回路図である。
【符号の説明】
1 抵抗
2 抵抗
3 抵抗
4 コンデンサ
5 2相半波用駆動IC
6 2信号―4信号変換回路
7,9 PチャネルMOSFET
8,10 NチャネルMOSFET
11 ツェナーダイオード
12 単相固定子巻線
21 単相全波駆動用IC
22 単相固定子巻線
23 還流コンデンサ
H ホール素子
【発明が属する技術分野】
本発明は、DCブラシレスモータの制御回路、特に回生電流平滑用コンデンサを使用せずにスイッチングサージを吸収することのできる制御回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
【特許文献1】電気モータ駆動装置:特公平6−36675号公報
現在市販されている単相全波用の駆動ICは、出力段がIC内に組み込まれているため、高出力用としては適さない。
【0003】
図7は従来から実施されているDCブラシレスモータ用単相全波駆動回路の一例で、Hは磁気検出器のホール素子、21は単相全波用駆動IC、22は単相固定子巻線、23は回生電流平滑用コンデンサである。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】
上述従来技術に成る単相全波用駆動回路では、その出力段が21のC1の内部に組み込まれており出力電流が制限されているので、高出力用として適さない。また電流回生ルートとして出力用制御素子のアーム間にコンデンサ23を接続し回生電流を平滑している。この平滑コンデンサはアルミ電解コンデンサが一般的に使用されるが、静電容量が大きく(約47μ〜100μF)、耐圧も充分余裕のある電解コンデンサを使用する必要があるため、比較的体積が大きく、製品の小型化に難がある。また、アルミ電解コンデンサの寿命により回路の寿命が決まってしまうという問題を抱えている。
【0005】
【課題を解決するための手段】
本発明に成るDCブラシレスモータの制御回路は、単相固定子巻線を備えた固定子と、該固定子と空隙を介して対向しNS極の磁極を有する永久磁石を備え回転自在に軸支された回転子と、該回転子の磁極位置を検出する磁気検出器と、該磁気検出器の出力を受け前記単相固定子巻線に交互方向に通電させる単相全波通電制御回路とを備えたDCブラシレスモータの制御回路で、前記磁気検出器の出力を2相半波用駆動ICに入力し、該2相半波用駆動ICの出力を2信号―4信号変換回路を介して単相全波通電制御回路の上側アームPチャネルMOSFET2個と下側アームNチャネルMOSFET2個に入力するものにおいて、前記磁気検出器の出力により転流するときに、前記全波通電制御回路の上側アームPチヤネルMOSFET2個の無通電時間(還流区間)を利用して下側アームNチャネルMOSFET2個を通電して固定子巻線の回生電流を還流するように構成される。
【0006】
その結果回生電流吸収用コンデンサを使用しないで通電制御回路において無通電時間(還流区間)を設けることで、この還流区間でサージを吸収し、これにより基板面積を縮小して製品の小型化と長寿命化を図れる効果がある。
【0007】
又、第2の手段として、磁気検出器の取り付け位置を、回転子の回転方向に所定角度移動させることにより通電開始時期を早くして無効電流を減少せしめ効率を向上させる効果がある。
【0008】
【実施例】
以下図面によって本発明の実施例を説明する。
図1は本発明になるDCブラシレスモータの制御回路の概要を示す接続図で、Hは磁気検出器のホール素子、1、2はしきい値電圧設定用抵抗、3、4はCt波形生成用抵抗とコンデンサ、5はプリドライバ用の2相半波用駆動IC、6は2信号―4信号変換回路、7、9は上側PチャネルMOSFET(TR1)、(TR3)、8、10は下側NチャネルMOSFET(TR2)、(TR4)、11はサージ吸収用ツェナーダイオード、12は固定子巻線である。
【0009】
図1に示されたプリドライバ用の2相半波駆動用IC5には、Vinに電源の+がダイオードと抵抗を介して接続され、IN−、IN+にホール素子Hの出力が接続され、しきい値設定用抵抗1と2の接続点がRt1に接続され、抵抗3とコンデンサ4の接続点がCtに接続され、CRとグランドの間にロック検出用コンデンサが接続され、OUT1とOUT2が2信号―4信号変換回路6に接続されており、ホール素子Hの出力が切り替わるタイミングに同期してCt回路3、4が充放電を繰り返し、その波形のしきい値が抵抗1と2の値で調整されるよになっている。
【0010】
2信号―4信号変換回路6は、2相半波駆動用IC5の出力信号OUT1とOUT2の2信号を入力し、OUT1の信号と該OUT1信号の理論反転出力の2信号と、又OUT2の出力と、該OUT2の出力の理論反転出力の2信号を出力し、該変換回路6のOUT1の出力を、出力回路の制御素子の(TR1)7のゲート端子に、OUT1の理論反転出力を(TR2)ゲート端子に、OUT2の出力を(TR3)のゲート端子に、OUT2の理論反転出力を(TR4)のゲート端子に夫々接続してある。
【0011】
図2(a)は出力回路の上側アームMOSFET、(TR1)、(TR3)、と下側アーム(TR2)、(TR4)と固定子巻線12と、ツエナーダイオード11の接続を示す図である。
図2(b)は図1に示した本発明の回路において、ホール素子Hの出力電圧H1と、Ct回路の波形Ctとしきい値電圧と、出力回路の上側アームのPチャネルMOSFET7(TR1)と9(TR3)のゲート信号電圧と、下側アームのNチャネルMOSFET8(TR2)と10(TR4)のゲート信号電圧の関係を示す説明図で、ホール素子Hの出力電圧H1の周期と同期して変化するようになっている。
【0012】
そして、図2(b)に示すように図1の抵抗1と2の調整によりしきい値電圧をCt波形の最小値より高くしていくと上側アームのPチャネルMOSFET(TR1)のゲート信号はON時間が短く、OFF時間が長くなり、(TR3)のゲート信号はOFF時間が長くなり、ON時間が短くなる。上側アームの信号の理論反転信号による下側アームではNチャネルMOSFET(TR2)のゲート信号出力信号のON時間が長くOFF時間が短くなり、(TR4)のゲート信号はON時間が長く、OFF時間が短くなる。
【0013】
図2(b)に示すようにホール素子Hの出力電圧の周期とct波形は同期して発生し、Ct波形電圧がしきい値電圧を超えた時間が通電0N時間となり、上側アームの通電素子においては、ホール素子Hの出力電圧の+半サイクル(OUT1信号)を受ける(TR1)のゲート信号は、Ct波形がしきい値電圧を超えると0NとなりCt波形電圧が立ち下がるとOFFとなり、次の+側半サイクルで同様な区間がONとなるように繰り返し、ホール素子Hの出力電圧のー側半サイクル(OUT2信号)を受ける(TR3)のゲート信号は、Ct波形がしきい値電圧を超えると0NとなりCt波形電圧が立ち下がるとOFFとなり、次の+半サイクルで同様な区間がONとなるように繰り返す。
【0014】
一方下側通電素子においては、ホール素子Hの出力電圧の+半サイクル(OUT1信号)の反転出力を受ける(TR2)のゲート信号は、前記(TR1)のゲート信号のOFF区間がONとなり、ホール素子Hの出力電圧の−側半サイクル(OUT2信号)の反転出力を受ける(TR4)のゲート信号は、(TR2)がOFF区間がONとなる。
【0015】
ここで、上側アームの(TR1)がOFFからONとなる時刻と(TR3)がONからOFFとなる時刻との間に(TR1)と(TR3)が同時にOFFとなる時間が発生し、この時間を還流時間(還流区間)と呼び、この時間では下側アームの(TR2)がONからOFFとなる時刻と、(TR4)がOFFからONとなる時刻との間に(TR2)と(TR4)が同時にONとなる時間が発生し、図4に示すように通電時間で(TR1)から(TR4)に電流が流れている場合、還流電流が(TR4)から(TR2)の内部ダイオードを介して固定子巻線12から(TR4)へと流れて固定子巻線12で消費することによりスイッチ回路に発生するサージ電圧の発生を防止できる。
又、逆に通電時間で(TR3)から(TR2)へ電流が流れている時は還流電流は(TR2)から(TR4)の内部ダイオードを経由して固定子巻線を経由して(TR2)へ戻るように流れて固定子巻線12で消費することによりスイッチ回路に発生するサージ電圧の発生を防止できる。
【0016】
図3(a)には、この状態の(TR1)、(TR3)、(TR2)、(TR4)の各通電素子の通電制御信号と電流波形とを示し、(TR1)、(TR3)、(TR2)、(TR4)の各通電素子と固定子巻線12との電流経路を図3bに示してある。
【0017】
図3(a)において、(TR1)と(TR3)が同時にOFFである時間(還流区間)に(TR2)と(TR4)が同時にONとなり(還流時間)に還流電流が流れる制御状態が表わされ、図3(b)に示した(TR1)から固定子巻線12と(TR4)へと流れる電流Iaとの波形が示されT1の区間が還流時間に相当し、T1の区間の電流は逆方向に流れ、電源から流れる電流Iは図示のように還流時間には電流が流れない。
【0018】
図3(a)に示す場合においては、(TR1)と(TR3)がOFFとなるタイミングが(TR2)と(TR4)がONとなるタイミングより早い必要があるが、2信号―4信号変換回路6から送られる(TR2)と(TR4)の駆動用信号は(TR1)と(TR3)の駆動信号の反転信号であるからわずかに遅れるので上記の条件が保たれる。
【0019】
固定子巻線12の実効電流は(TR1)と(TR4)を直列に、(TR3)と(TR2)を直列に流れるから、通電時間の短い上側通電素子の実効電流および還流区間内での還流電流となる。
【0020】
還流時間(還流区間)の設定は、図1に示したしきい値電圧を調節する抵抗1と2の値を調節してCt波形との交点を上下して通電ONの時間を調節する。
【0021】
しかし、起動時や外部負荷により過負荷となり無通電時間内で還流しきれない場合は(TR3)9と(TR4)10の間に接続された上記通電素子の耐圧以下のツエナーダイオード11により吸収して上記通電素子の破壊を防止するようになっている。
【0022】
本発明の第2の手段は、還流区間を設ける場合に回転子の磁極位置を検出する磁気検出器Hの取付け位置を回転子の回転方向に所定角度移動して設けることにより無効電流を減少させて効率を高くする手段で、図5は従来から実施されている磁気検出器H(ホール素子)を配置した場合の誘起電圧(イ)とホール素子の出力電圧(ロ)と、無通電区間(還流区間)と電流波形(ハ)との関係を示す説明図で、(イ)の誘起電圧と(ロ)のホール素子Hの出力電圧の切り替わりは同一タイミングで発生し、制御回路によりホール素子の電圧切り替え時からT時間(還流時間)遅れて電流が流れ始め、誘起電圧が0となった時にも通電しているので通電終期の電流値が跳ね上がり無効電流が増加して効率が悪くなる。
【0023】
そこで本発明においては、図6に示すようにホール素子Hを図5に示した位置より回転子の回転方向にαなる角度移動させて設ける。
これによりホール素子Hの発生電圧が誘起電圧よりα角度進んだ位相となり、制御回路によりホール素子Hの出力電圧が発生してからT時間(還流時間)後に通電が開始され、誘起電圧が0にならない低圧域でホール素子Hの出力が0となるから通電終期における電流波形が跳ね上がらないので無効電流を減少させ効率が高くなる。
【0024】
上記のホール素子Hを移動させる角度αは、図6に示す電流波形の通電区間Bと還流区間Tとの合計が通電波形の1周期に相当し、この還流区間Tの1/2の時間に回転子が移動する角度が最適である。
【0025】
ところが、本発明のDCブラシレスモータにおいては、図1に示した制御回路において、プリドライバ回路5に設けたct波形のしきい値を制御する抵抗1と2を調節して通電ON、OFF時間を制御して回転速度と還流区間を設定するように構成されているので、先ずホール素子Hを予想した前進角度位置に設定し、この位置でしきい値電圧を調整し、回転速度と還流区間を調整し、更にホール素子の位置を調整してしきい値電圧を調整して最適のホール素子の上記のような位置と回転速度と還流区間を得るようにする。
【0026】
【発明の効果】
本発明に成るDCブラシレスモータの制御回路は、上記のような構成であるから、出力制御回路の制御素子の上下アーム間に還流電流を吸収するコンデンサを設けなくとも還流電流を下側アームの制御素子と固定子巻線を介して還流させることが出来ると共に、回転子の磁極位置を検出する磁気検出器(ホール素子)の取付け位置を回転子の回転方向にある角度進めて、無効電流を減少させ効率を向上させることが出来る効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に成るDCブララシレスモータの制御回路の一実施例を示す回路図である。
【図2】本発明に成るDCブララシレスモータの制御回路の一実施例の出力回路の接続図(a)と、ホール素子の出力、Ct波形、しきい値電圧、上側アームと下側アームの制御素子のゲート信号との関係を示す図(b)である。
【図3】図1に示す回路で制御素子の上側アームと下側アームと固定子巻線の接続と電流通路を示す図(a)と制御素子の上側アームと下側アームの通電信号と電流波形を示す図(b)である。
【図4】還流時の電流通路を示す図である。
【図5】従来のホール素子の位置における誘起電圧とホール素子の出力電圧と電流波形を示す図である。
【図6】本発明の第2実施例によるホール素子の位置を移動させた場合の誘起電圧とホール素子の出力電圧と電流波形を示す図である。
【図7】従来から実施されているDCブラシレスモータの制御回路の回路図である。
【符号の説明】
1 抵抗
2 抵抗
3 抵抗
4 コンデンサ
5 2相半波用駆動IC
6 2信号―4信号変換回路
7,9 PチャネルMOSFET
8,10 NチャネルMOSFET
11 ツェナーダイオード
12 単相固定子巻線
21 単相全波駆動用IC
22 単相固定子巻線
23 還流コンデンサ
H ホール素子
Claims (4)
- 単相固定子巻線を備える固定子と、該固定子と空隙を介して対向し回転自在に軸支され、周方向にNS磁極を有する永久磁石を備えた回転子と、該回転子の磁極位置を検出する磁気検出器と、該磁気検出器の出力を受け前記単相固定子巻線に交互方向に通電させる単相全波通電制御回路とを備えるDCブラシレスモータの制御回路であって、前記磁気検出器の出力を2相半波用駆動ICに入力し、該2相半波用駆動ICの出力を2信号―4信号変換回路を介して前記単相全波通電制御回路の上側アームPチヤネルMOSFET2個と下側アームNチャネルMOSFET2個に入力するように構成されているものにおいて、前記磁気検出器の出力により転流するとき、前記全波通電制御回路の上側アームPチヤネルMOSFET2個が無通電時間(還流区間)の間に、下側アームNチャネルMOSFET2個を通電して固定子巻線の回生電流を還流するように構成されていること、を特徴とするDCブラシレスモータの制御回路。
- 前記単相全波通電制御回路は、上側アームにPチャネルMOSFET(TR1)と、PチャネルMOSFET(TR3)と、下側アームにNチャネルMOSFET(TR4)と、NチャネルMOSFET(TR2)を設け、上側アームPチャネルMOSFET(TR1)と、下側アームNチャネルMOSFET(TR2)とを直列に、また上側アームPチャネルMOSFET(TR3)と、下側アームNチャネルMOSFET(TR4)とを直列に接続し、前記(TR1)と(TR2)との接続点と、(TR3)と(TR4)との接続点の間に、単相固定子巻線を接続するように構成されているものにおいて、
前記磁気検出器の出力により転流するとき、上側アーム(TR1とTR3)が0FFの間に、下側アーム(TR2とTR4)が0Nとなるように構成されていること、を特徴とする請求項1に記載のDCブラシレスモータの制御回路。 - 前記2相半波用駆動用ICのしきい値電圧を上昇させ、上側アームの(TR1)と(TR3)の通電時間が、下側アームの(TR2)と(TR4)より短くなるように無通電時間(還流区間)が設定されていること、を特徴とする請求項1または2に記載のDCブラシレスモータの制御回路。
- 前記磁気検出器が、回転子の回転方向に所定角度ずれた位置に設けられ、通電終期の位置が誘起電圧の低圧域に移動するように構成されていること、を特徴とする請求項1から3のいずれかに記載のDCブラシレスモータの制御回路。
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