JP3419157B2 - モータ駆動方法及びそれを用いた電気機器 - Google Patents
モータ駆動方法及びそれを用いた電気機器Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
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- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
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- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/34—Modelling or simulation for control purposes
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はモータの駆動方法に係わ
り、特にＯＡ機器等電気機器に使用される小型で高精度
なブラシレスモータの高効率で高信頼性な駆動を低コス
トで可能とする駆動方法に関する。
り、特にＯＡ機器等電気機器に使用される小型で高精度
なブラシレスモータの高効率で高信頼性な駆動を低コス
トで可能とする駆動方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】重電機器から自動車、家電品、ＯＡ機器
など、我々の日常の多くの用途に多種多様のモータが使
用されている。その駆動方法も、モータの種類と使用目
的により様々である。なかでも、パーソナルコンピュー
タの外部記憶装置であるハードディスクドライブ（以
下、ＨＤＤと称す）のディスク回転用には、駆動回路が
比較的簡単で、長時間駆動時の信頼性が高い直流ブラシ
レスモータ（特にスピンドルモータと呼んでいる）が広
く用いられている。また最近では、ＨＤＤの小型、薄型
化の要求から、モータの回転子（ロータ）の位置検出用
センサを削除し、モータで発生する誘起電圧を検出する
ことで回転位置を判断するセンサレス型の使用が多くな
っている。そのモータ駆動方法の一例として、特開平5-
161387号公報に記載の方法があげられる。該公報に記載
の方法では、各駆動巻線に印加される電圧レベルは、電
気角０〜１２０度に正、１２０〜１８０度に０、１８０
〜３００度に負、３００〜３６０度に０に設定されてお
り、電圧レベルが０の期間に逆起電圧を検出している。
など、我々の日常の多くの用途に多種多様のモータが使
用されている。その駆動方法も、モータの種類と使用目
的により様々である。なかでも、パーソナルコンピュー
タの外部記憶装置であるハードディスクドライブ（以
下、ＨＤＤと称す）のディスク回転用には、駆動回路が
比較的簡単で、長時間駆動時の信頼性が高い直流ブラシ
レスモータ（特にスピンドルモータと呼んでいる）が広
く用いられている。また最近では、ＨＤＤの小型、薄型
化の要求から、モータの回転子（ロータ）の位置検出用
センサを削除し、モータで発生する誘起電圧を検出する
ことで回転位置を判断するセンサレス型の使用が多くな
っている。そのモータ駆動方法の一例として、特開平5-
161387号公報に記載の方法があげられる。該公報に記載
の方法では、各駆動巻線に印加される電圧レベルは、電
気角０〜１２０度に正、１２０〜１８０度に０、１８０
〜３００度に負、３００〜３６０度に０に設定されてお
り、電圧レベルが０の期間に逆起電圧を検出している。
【０００３】また、特開平5-137384号公報には、トルク
への寄与率が大きいところ、すなわち、３相モータの相
切り替わり時に相電流が一時的に少なくなることを防ぐ
ために、各相のトランジスタを１２０度よりも長く通電
している発明が開示されている。
への寄与率が大きいところ、すなわち、３相モータの相
切り替わり時に相電流が一時的に少なくなることを防ぐ
ために、各相のトランジスタを１２０度よりも長く通電
している発明が開示されている。
【０００４】一方、エヌイーシー・リサーチ・アンド・
デベロープメント、ボリューム３２、ナンバー３、１９
９１年７月号、３６８頁から３７８頁（NEC Res.&Devel
op.,Vol.32, No.3, pp.368-378, July 1991）には、３
相矩形波のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号によりＨＤＤ用
スピンドルモータを駆動するドライバ集積回路について
の記載があり、６個のｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴに
よる３相ブリッジ回路、その駆動切り替えを制御するフ
ェイズ・ジェネレータ、３相切り替えのタイミングを設
定するセレクタ、モータコイルで発生した誘起電圧を検
出する検出回路、位相制御用エラー電圧と出力センス電
圧との比較によりＰＷＭ電圧のｄｕｔｙを設定するＰＷ
Ｍ回路などが開示されている。また、本集積回路には、
各出力端子に抵抗と容量によるスナバ回路が外付けされ
ており、モータ駆動時に出力で発生する電気的ノイズを
吸収するようにしている。この集積回路の動作は、誘起
電圧検出回路において、各相の出力電圧と３相コイルの
中点電位との差を取りモータで発生する誘起電圧を検出
し、その検出電圧からブリッジ回路駆動のためのタイミ
ングをセレクタにおいて作成するというものである。そ
の際、ブリッジ回路に接続した電流検出抵抗からのセン
ス電圧と、目標回転数に対応したエラー電圧との差を取
り１００ｋＨｚ程度の三角波電圧との比較によりＰＷＭ
信号のｄｕｔｙが決定される。さらにセレクタからの情
報によりフェーズジェネレータにおいて駆動電圧が作成
され、３相ブリッジ回路の上アーム用トランジスタに矩
形波を、下アーム用トランジスタにＰＷＭ信号が供給さ
れる。例えば、３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）のうちＵ相上アー
ム用トランジスタがオン状態でＶ相下アーム用トランジ
スタがＰＷＭ動作しているとすると、下アームがオンの
場合、出力電流は電源からＵ相上アームとコイルを通っ
てＶ相下アームへと流れ、下アームがオフの場合は、コ
イルのインダクタンスの特性により、Ｖ相上アームのソ
ース、ドレイン間ダイオードへと流れ電源に戻る（還流
状態）。この繰返しにより、出力電流は１２０度通電の
矩形波状に流れる。本従来例では、ＰＷＭ制御を行なっ
ているため通常の矩形波リニア駆動に比べて電源の消費
電力の低減が可能となっている。
デベロープメント、ボリューム３２、ナンバー３、１９
９１年７月号、３６８頁から３７８頁（NEC Res.&Devel
op.,Vol.32, No.3, pp.368-378, July 1991）には、３
相矩形波のパルス幅変調（ＰＷＭ）信号によりＨＤＤ用
スピンドルモータを駆動するドライバ集積回路について
の記載があり、６個のｎチャネルパワーＭＯＳＦＥＴに
よる３相ブリッジ回路、その駆動切り替えを制御するフ
ェイズ・ジェネレータ、３相切り替えのタイミングを設
定するセレクタ、モータコイルで発生した誘起電圧を検
出する検出回路、位相制御用エラー電圧と出力センス電
圧との比較によりＰＷＭ電圧のｄｕｔｙを設定するＰＷ
Ｍ回路などが開示されている。また、本集積回路には、
各出力端子に抵抗と容量によるスナバ回路が外付けされ
ており、モータ駆動時に出力で発生する電気的ノイズを
吸収するようにしている。この集積回路の動作は、誘起
電圧検出回路において、各相の出力電圧と３相コイルの
中点電位との差を取りモータで発生する誘起電圧を検出
し、その検出電圧からブリッジ回路駆動のためのタイミ
ングをセレクタにおいて作成するというものである。そ
の際、ブリッジ回路に接続した電流検出抵抗からのセン
ス電圧と、目標回転数に対応したエラー電圧との差を取
り１００ｋＨｚ程度の三角波電圧との比較によりＰＷＭ
信号のｄｕｔｙが決定される。さらにセレクタからの情
報によりフェーズジェネレータにおいて駆動電圧が作成
され、３相ブリッジ回路の上アーム用トランジスタに矩
形波を、下アーム用トランジスタにＰＷＭ信号が供給さ
れる。例えば、３相（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）のうちＵ相上アー
ム用トランジスタがオン状態でＶ相下アーム用トランジ
スタがＰＷＭ動作しているとすると、下アームがオンの
場合、出力電流は電源からＵ相上アームとコイルを通っ
てＶ相下アームへと流れ、下アームがオフの場合は、コ
イルのインダクタンスの特性により、Ｖ相上アームのソ
ース、ドレイン間ダイオードへと流れ電源に戻る（還流
状態）。この繰返しにより、出力電流は１２０度通電の
矩形波状に流れる。本従来例では、ＰＷＭ制御を行なっ
ているため通常の矩形波リニア駆動に比べて電源の消費
電力の低減が可能となっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記特開平5-161387号
公報では、電気角１２０度において電圧レベルが正の定
電圧から０へと急激に変化するため、電流の変化による
ノイズ、即ち、Ｌ・ｄｉ／ｄｔ（Ｌ；モータコイルのイ
ンダクタンス、ｄｉ／ｄｔ；出力電流の時間変化率）に
起因する電気的ノイズ、音響ノイズが発生し、これが制
御系に影響を及ぼしたり、騒音となるといった問題があ
る。
公報では、電気角１２０度において電圧レベルが正の定
電圧から０へと急激に変化するため、電流の変化による
ノイズ、即ち、Ｌ・ｄｉ／ｄｔ（Ｌ；モータコイルのイ
ンダクタンス、ｄｉ／ｄｔ；出力電流の時間変化率）に
起因する電気的ノイズ、音響ノイズが発生し、これが制
御系に影響を及ぼしたり、騒音となるといった問題があ
る。
【０００６】また、上記文献の技術では、矩形波の出力
電流をＰＷＭ化して低電力化を図っているものの、やは
り、ブリッジ回路を駆動する期間からモータの誘起電圧
を検出する期間に移行する際に、急激な電流変化が生じ
て、電気的ノイズ、音響ノイズが発生するという問題が
あり、このようなノイズを低減するため、出力端子に外
付けされたスナバ回路により対策を図っている。しかし
ながら、スナバ回路を外付けするという組立て作業量の
増加、部品数増加によるコスト増、実装容積の増大とい
った問題がある。
電流をＰＷＭ化して低電力化を図っているものの、やは
り、ブリッジ回路を駆動する期間からモータの誘起電圧
を検出する期間に移行する際に、急激な電流変化が生じ
て、電気的ノイズ、音響ノイズが発生するという問題が
あり、このようなノイズを低減するため、出力端子に外
付けされたスナバ回路により対策を図っている。しかし
ながら、スナバ回路を外付けするという組立て作業量の
増加、部品数増加によるコスト増、実装容積の増大とい
った問題がある。
【０００７】上記従来技術は、工業調査会発行の加藤一
著「小型モータ制御用ＩＣ」第５７頁記載の３相全波方
式に基づくものであり、電気角１２０度毎に他のブリッ
ジ回路へと相切り換えを行うためにノイズ発生が避けら
れなかったと考えられる。
著「小型モータ制御用ＩＣ」第５７頁記載の３相全波方
式に基づくものであり、電気角１２０度毎に他のブリッ
ジ回路へと相切り換えを行うためにノイズ発生が避けら
れなかったと考えられる。
【０００８】一方、特開平5-137384号公報には、電気角
を１２０度よりも大きくしているけれどもやはり、電圧
レベルをハイレベルからローレベルにいきなり変化させ
ているため、上記特開平5-161387号公報と同様の問題が
ある。また、ホールセンサによる検出回路をモータに設
けなくてはならないという問題もある。なお、本公報に
記載の技術では、ホールセンサによる検出回路を設けて
いるので、電気角１２０度から１８０度の間に逆起電圧
を計測する必要がなく、その結果、通電期間を電気角１
２０度よりも大きくしているものと考えられる。
を１２０度よりも大きくしているけれどもやはり、電圧
レベルをハイレベルからローレベルにいきなり変化させ
ているため、上記特開平5-161387号公報と同様の問題が
ある。また、ホールセンサによる検出回路をモータに設
けなくてはならないという問題もある。なお、本公報に
記載の技術では、ホールセンサによる検出回路を設けて
いるので、電気角１２０度から１８０度の間に逆起電圧
を計測する必要がなく、その結果、通電期間を電気角１
２０度よりも大きくしているものと考えられる。
【０００９】そこで本発明は、モータの低ノイズ化を実
現するモータ駆動方法を提供することを目的とする。
現するモータ駆動方法を提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的は、３つのハー
フブリッジ回路（８〜１３）のうち第２のハーフブリッ
ジ回路（１０，１１）の第１及び第２のトランジスタ
（２５，２６）の制御端子にそれらの電流経路を非形成
状態にさせる制御信号の供給している間に、第２のハー
フブリッジ回路に対応する上記モータの駆動コイルの逆
起電圧を検出し、第２のハーフブリッジ回路（１０，１
１）の第１のトランジスタ（２５）の制御端子へのその
電流経路を形成させる制御信号を供給開始後にも第３の
ハーフブリッジ回路（２７，２８）の第２のトランジス
タ（２８）の制御端子にその電流経路の形成をさせる制
御信号を供給するとともに、第１のハーフブリッジ回路
（２３，２４）の第１のトランジスタ（２３）の制御端
子にその電流経路の遮断、形成及び再遮断をさせる制御
信号を供給することで達成される。
フブリッジ回路（８〜１３）のうち第２のハーフブリッ
ジ回路（１０，１１）の第１及び第２のトランジスタ
（２５，２６）の制御端子にそれらの電流経路を非形成
状態にさせる制御信号の供給している間に、第２のハー
フブリッジ回路に対応する上記モータの駆動コイルの逆
起電圧を検出し、第２のハーフブリッジ回路（１０，１
１）の第１のトランジスタ（２５）の制御端子へのその
電流経路を形成させる制御信号を供給開始後にも第３の
ハーフブリッジ回路（２７，２８）の第２のトランジス
タ（２８）の制御端子にその電流経路の形成をさせる制
御信号を供給するとともに、第１のハーフブリッジ回路
（２３，２４）の第１のトランジスタ（２３）の制御端
子にその電流経路の遮断、形成及び再遮断をさせる制御
信号を供給することで達成される。
【００１１】
【作用】第２のハーフブリッジ回路（１０，１１）の第
１のトランジスタ（２５）の制御端子へのその電流経路
を形成させる制御信号の供給開始後に、第３のハーフブ
リッジ回路（２７，２８）の第２のトランジスタ（２
８）の制御端子にその電流経路の形成をさせる制御信号
を供給していれば、モータの駆動コイルの第２相に電流
が流れ始めるが、この際に、第１のハーフブリッジ回路
（２３，２４）の第１及び第２ののトランジスタ（２
３，２４）の電流経路が遮断されると駆動コイルの第１
相に流れていた電流を瞬時に遮断することになり大きな
ノイズが発生する。そこで、第２のハーフブリッジ回路
（１０，１１）の第１のトランジスタ（２５）の制御端
子へのその電流経路を形成させる制御信号の供給開始後
にも、第１のハーフブリッジ回路（２３，２４）の第１
のトランジスタ（２３）の制御端子にその電流経路の遮
断、形成及び再遮断をさせる制御信号を供給すること
で、第１相駆動コイルの電流をゆるやかに減少し、ノイ
ズが低減される。
１のトランジスタ（２５）の制御端子へのその電流経路
を形成させる制御信号の供給開始後に、第３のハーフブ
リッジ回路（２７，２８）の第２のトランジスタ（２
８）の制御端子にその電流経路の形成をさせる制御信号
を供給していれば、モータの駆動コイルの第２相に電流
が流れ始めるが、この際に、第１のハーフブリッジ回路
（２３，２４）の第１及び第２ののトランジスタ（２
３，２４）の電流経路が遮断されると駆動コイルの第１
相に流れていた電流を瞬時に遮断することになり大きな
ノイズが発生する。そこで、第２のハーフブリッジ回路
（１０，１１）の第１のトランジスタ（２５）の制御端
子へのその電流経路を形成させる制御信号の供給開始後
にも、第１のハーフブリッジ回路（２３，２４）の第１
のトランジスタ（２３）の制御端子にその電流経路の遮
断、形成及び再遮断をさせる制御信号を供給すること
で、第１相駆動コイルの電流をゆるやかに減少し、ノイ
ズが低減される。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の第一の実施例を図１から図７
により説明する。本発明の代表的実施例である３相モー
タ駆動システムのスイッチ素子の相切り替わり時におけ
る駆動タイミングを、図１に示す。１が３相ブリッジ回
路のうちの１つであり通電相から非通電相になるＵ相の
上アームスイッチ素子の駆動波形、２は１とは反対に非
通電相から通電相となるＶ相の上アームスイッチ素子の
駆動波形、３は必要な出力電流を得るために任意の通電
期間で通電状態と非通電状態を繰り返す、いわゆるＰＷ
Ｍ制御を行うためのＷ相下アームスイッチ素子の駆動波
形、４がこの結果から得られたＵ相出力電流、５がＶ相
出力電流、６がＷ相出力電流である。これ以外のスイッ
チ素子は、遮断状態となっている。本駆動の特徴は、１
における通電期間と２における通電期間を一定期間だけ
重複させ、加えてこの重複期間において１による通電を
任意の期間だけ遮断させ、再び通電させることを繰り返
すことにより（この動作を以下、「通電期間制御」と称
す）、切り替わる出力電流の立下がり、立ち上がりを緩
やかにしてソフトスイッチングを行うということであ
る。
により説明する。本発明の代表的実施例である３相モー
タ駆動システムのスイッチ素子の相切り替わり時におけ
る駆動タイミングを、図１に示す。１が３相ブリッジ回
路のうちの１つであり通電相から非通電相になるＵ相の
上アームスイッチ素子の駆動波形、２は１とは反対に非
通電相から通電相となるＶ相の上アームスイッチ素子の
駆動波形、３は必要な出力電流を得るために任意の通電
期間で通電状態と非通電状態を繰り返す、いわゆるＰＷ
Ｍ制御を行うためのＷ相下アームスイッチ素子の駆動波
形、４がこの結果から得られたＵ相出力電流、５がＶ相
出力電流、６がＷ相出力電流である。これ以外のスイッ
チ素子は、遮断状態となっている。本駆動の特徴は、１
における通電期間と２における通電期間を一定期間だけ
重複させ、加えてこの重複期間において１による通電を
任意の期間だけ遮断させ、再び通電させることを繰り返
すことにより（この動作を以下、「通電期間制御」と称
す）、切り替わる出力電流の立下がり、立ち上がりを緩
やかにしてソフトスイッチングを行うということであ
る。
【００１３】ここで、図１において、本実施例のソフト
スイッチングの原理を説明する。図１における通電期間
制御時の各スイッチ素子の動作は、ＰＷＭ制御の一周期
間において次の４通りである。
スイッチングの原理を説明する。図１における通電期間
制御時の各スイッチ素子の動作は、ＰＷＭ制御の一周期
間において次の４通りである。
【００１４】１）Ｕ相上アームが遮断、Ｗ相下アームが
通電、 ２）Ｕ相上アームが通電、Ｗ相下アームが通電、 ３）Ｕ相上アームが通電、Ｗ相下アームが遮断、 ４）Ｕ相上アームが遮断、Ｗ相下アームが遮断、 ここで、Ｖ相上アームは常にオンであるので、電流制御
によってＷ相出力電流を一定に保つことにより、Ｖ相出
力電流は次のように決まる。
通電、 ２）Ｕ相上アームが通電、Ｗ相下アームが通電、 ３）Ｕ相上アームが通電、Ｗ相下アームが遮断、 ４）Ｕ相上アームが遮断、Ｗ相下アームが遮断、 ここで、Ｖ相上アームは常にオンであるので、電流制御
によってＷ相出力電流を一定に保つことにより、Ｖ相出
力電流は次のように決まる。
【００１５】
（Ｖ相出力電流）＝（Ｗ相出力電流）−（Ｕ相出力電流） （式１）
（式１）から、Ｗ相出力電流が一定であれば、Ｕ相出力
電流の立下りを緩やかにすることにより、Ｖ相の立上り
も緩やかにすることが可能となることがわかる。従っ
て、ここではＵ相出力電流の立下りについて注目する。
前記の４通りのうち、２）の電流は、電源からアースに
向かって流れ、モータコイルと抵抗の時定数に従って増
加する充電電流である。それ以外の電流は、コイルに蓄
積されたエネルギーの放出によって減少しながら流れる
放電電流である。ここでＵ相の通電期間を任意の値に設
定して、放電期間が多くなるように充放電電流を交互に
流すことにより、増減を繰返させてＵ相の電流を徐々に
減少させることができる。これにより、Ｕ相電流の立下
り、Ｖ相電流の立上りを緩やかにすることが可能とな
る。
電流の立下りを緩やかにすることにより、Ｖ相の立上り
も緩やかにすることが可能となることがわかる。従っ
て、ここではＵ相出力電流の立下りについて注目する。
前記の４通りのうち、２）の電流は、電源からアースに
向かって流れ、モータコイルと抵抗の時定数に従って増
加する充電電流である。それ以外の電流は、コイルに蓄
積されたエネルギーの放出によって減少しながら流れる
放電電流である。ここでＵ相の通電期間を任意の値に設
定して、放電期間が多くなるように充放電電流を交互に
流すことにより、増減を繰返させてＵ相の電流を徐々に
減少させることができる。これにより、Ｕ相電流の立下
り、Ｖ相電流の立上りを緩やかにすることが可能とな
る。
【００１６】図１の駆動タイミングの実現手段を備えた
３．５インチハードディスク用スピンドルモータドライ
バ集積回路のシステム構成を、図２に示す。図２におい
て、１００がドライバ集積回路全体であり、７がスピン
ドルモータ、８から１３が各相の上、下アーム用スイッ
チ素子、１４がスイッチ素子のためのプリドライバ、１
５がパルス幅変調信号と相切り替えタイミングの形成回
路、１６が図１の駆動を行うための条件の設定回路、１
７がモータの回転により発生した逆起電圧を検出するた
めの検出回路、１８が１７の検出結果によりモータの回
転数に比例したパルス信号を作成するための回転信号検
出回路、１９がそのパルス信号と回転数の目標値に対応
した信号とパルス数の比較を行い回転数の増減命令を作
成する回転速度検出回路、２０が出力電流の検出を行う
検出回路、２１が１９からの回転数増減命令を受けてそ
のための出力電流制御信号を１５の回路に与える電流制
御回路、２２がモータの停止状態から起動させるための
起動回路である。なお、８から１３の各相の上、下アー
ム用スイッチ素子は比較的に大きな電流が流れるため、
１４等の回路素子よりも大きくなるので、１００のドラ
イバ集積回路（チップ）に収まらない場合がある。その
場合には１０１で示す線から左の回路、すなわち、８か
ら１３の各相の上、下アーム用スイッチ素子を切り離し
た回路で集積回路を構成する。
３．５インチハードディスク用スピンドルモータドライ
バ集積回路のシステム構成を、図２に示す。図２におい
て、１００がドライバ集積回路全体であり、７がスピン
ドルモータ、８から１３が各相の上、下アーム用スイッ
チ素子、１４がスイッチ素子のためのプリドライバ、１
５がパルス幅変調信号と相切り替えタイミングの形成回
路、１６が図１の駆動を行うための条件の設定回路、１
７がモータの回転により発生した逆起電圧を検出するた
めの検出回路、１８が１７の検出結果によりモータの回
転数に比例したパルス信号を作成するための回転信号検
出回路、１９がそのパルス信号と回転数の目標値に対応
した信号とパルス数の比較を行い回転数の増減命令を作
成する回転速度検出回路、２０が出力電流の検出を行う
検出回路、２１が１９からの回転数増減命令を受けてそ
のための出力電流制御信号を１５の回路に与える電流制
御回路、２２がモータの停止状態から起動させるための
起動回路である。なお、８から１３の各相の上、下アー
ム用スイッチ素子は比較的に大きな電流が流れるため、
１４等の回路素子よりも大きくなるので、１００のドラ
イバ集積回路（チップ）に収まらない場合がある。その
場合には１０１で示す線から左の回路、すなわち、８か
ら１３の各相の上、下アーム用スイッチ素子を切り離し
た回路で集積回路を構成する。
【００１７】本システムの出力部、電流制御部の詳細
を、図３に示す。図３は、各相出力のスイッチ素子とし
てパワーＭＯＳＦＥＴを用いており、主にＶ相とＷ相に
電流を流している。２３、２５、２７が各相上アームの
ＰチャネルパワーＭＯＳトランジスタ、２４、２６、２
８が各相下アームのＮチャネルパワーＭＯＳトランジス
タであり、２９が電流検出抵抗、３０が電流検出電圧、
３１が目標電圧、３２がコンパレータ、３３が比較後信
号、３４がフリップフロップ、３５がＰＷＭ周期のクロ
ック信号、３６がＰＷＭ制御信号、３７がＶ相出力電流
Ｉｖ、３８が充電電流Ｉｖ’、３９が還流電流（放電電
流）である。ここで、出力の上アームにＰチャネルのパ
ワーＭＯＳを用いているのは、駆動電圧を電源電圧以上
に上昇させるといった作業を必要としないため、回路の
簡略化が可能となるからである。図３における入出力信
号波形を図４に示し、動作を説明する。ＰＷＭ周期のク
ロック信号３５のタイミングでフリップフロップ３４が
切り替わり、ＰＷＭ制御信号３６がＨｉｇｈとなって下
アームのトランジスタ２８を通電させる。次に、出力電
流（充電電流）が流れ、電流検出抵抗２９に発生する検
出電圧３０が目標電圧Ｖｒｅｆ３１を越えた時、コンパ
レータ３２の出力３３が反転し、これによりフリップフ
ロップ３４が再び切り替わってＰＷＭ制御信号３６はＬ
ｏｗとなる。Ｌｏｗの期間は下アームのトランジスタ２
８は遮断され、出力には還流電流（放電電流）３９が流
れる。その後、クロック信号３５により再度、通電状態
となり、以後繰り返される。この制御により、目標電圧
に対応した出力電流が得られる。なお、この一定の出力
電流が得られるということは、モータのトルクが一定と
なることを示し、モータの回転むらなどのノイズが低減
されていることを示している。
を、図３に示す。図３は、各相出力のスイッチ素子とし
てパワーＭＯＳＦＥＴを用いており、主にＶ相とＷ相に
電流を流している。２３、２５、２７が各相上アームの
ＰチャネルパワーＭＯＳトランジスタ、２４、２６、２
８が各相下アームのＮチャネルパワーＭＯＳトランジス
タであり、２９が電流検出抵抗、３０が電流検出電圧、
３１が目標電圧、３２がコンパレータ、３３が比較後信
号、３４がフリップフロップ、３５がＰＷＭ周期のクロ
ック信号、３６がＰＷＭ制御信号、３７がＶ相出力電流
Ｉｖ、３８が充電電流Ｉｖ’、３９が還流電流（放電電
流）である。ここで、出力の上アームにＰチャネルのパ
ワーＭＯＳを用いているのは、駆動電圧を電源電圧以上
に上昇させるといった作業を必要としないため、回路の
簡略化が可能となるからである。図３における入出力信
号波形を図４に示し、動作を説明する。ＰＷＭ周期のク
ロック信号３５のタイミングでフリップフロップ３４が
切り替わり、ＰＷＭ制御信号３６がＨｉｇｈとなって下
アームのトランジスタ２８を通電させる。次に、出力電
流（充電電流）が流れ、電流検出抵抗２９に発生する検
出電圧３０が目標電圧Ｖｒｅｆ３１を越えた時、コンパ
レータ３２の出力３３が反転し、これによりフリップフ
ロップ３４が再び切り替わってＰＷＭ制御信号３６はＬ
ｏｗとなる。Ｌｏｗの期間は下アームのトランジスタ２
８は遮断され、出力には還流電流（放電電流）３９が流
れる。その後、クロック信号３５により再度、通電状態
となり、以後繰り返される。この制御により、目標電圧
に対応した出力電流が得られる。なお、この一定の出力
電流が得られるということは、モータのトルクが一定と
なることを示し、モータの回転むらなどのノイズが低減
されていることを示している。
【００１８】本発明では、Ｖ相上アームトランジスタが
ＯＮ状態に切り替わった時にＵ相上アームトランジスタ
を完全にＯＦＦ状態にすると、Ｕ相に対応するコイルに
は電流が流れ続けようとする一方、Ｖ相に対応するコイ
ルには電流が急激には流れないという問題があるので、
Ｖ相上アームトランジスタがＯＮ状態に切り替わった後
でもＵ相上アームトランジスタをＯＮ・ＯＦＦして、電
流変化をゆるやかにしている。このようなスイッチ素子
の全体の駆動タイミングは、図５のようにしている。４
０がＵ相で発生する逆起電圧波形、４１から４６が各相
上、下アームの駆動タイミング、４７が駆動タイミング
におけるＰＷＭ制御期間、４８が本発明の特徴であるソ
フトスイッチングのための通電期間制御、４９が常時通
電期間、５０がＵ相出力電流である。各相とも常時通
電、ＰＷＭ制御、通電期間制御を順次行うようにしてい
る。ここでは、ＰＷＭ制御用のトランジスタが遮断状態
の時、同相のもう一方のトランジスタ（すなわち、下ア
ームに対しては上アーム、上アームに対しては下アー
ム）のボディダイオードを通って還流電流を流すように
している。ダイオードにおける損失を避けるために、そ
のトランジスタを還流時のみ通電させて、チャネル部に
還流電流を流すようにする場合もある。
ＯＮ状態に切り替わった時にＵ相上アームトランジスタ
を完全にＯＦＦ状態にすると、Ｕ相に対応するコイルに
は電流が流れ続けようとする一方、Ｖ相に対応するコイ
ルには電流が急激には流れないという問題があるので、
Ｖ相上アームトランジスタがＯＮ状態に切り替わった後
でもＵ相上アームトランジスタをＯＮ・ＯＦＦして、電
流変化をゆるやかにしている。このようなスイッチ素子
の全体の駆動タイミングは、図５のようにしている。４
０がＵ相で発生する逆起電圧波形、４１から４６が各相
上、下アームの駆動タイミング、４７が駆動タイミング
におけるＰＷＭ制御期間、４８が本発明の特徴であるソ
フトスイッチングのための通電期間制御、４９が常時通
電期間、５０がＵ相出力電流である。各相とも常時通
電、ＰＷＭ制御、通電期間制御を順次行うようにしてい
る。ここでは、ＰＷＭ制御用のトランジスタが遮断状態
の時、同相のもう一方のトランジスタ（すなわち、下ア
ームに対しては上アーム、上アームに対しては下アー
ム）のボディダイオードを通って還流電流を流すように
している。ダイオードにおける損失を避けるために、そ
のトランジスタを還流時のみ通電させて、チャネル部に
還流電流を流すようにする場合もある。
【００１９】本実施例によりモータを駆動させた場合の
出力電圧、電流波形を、図６に示す。使用したモータ
は、３．５インチＨＤＤ用であり、定格回転数が毎分５
４００回転、電源電圧が１２Ｖ、駆動電流が約０．２
Ａ、極数が１２極、相間インダクタンスが０．８６ｍ
Ｈ、相間抵抗が５．５オームである。この場合の駆動電
流の周波数は５４０Ｈｚである。ＰＷＭ駆動の周波数は
１５６ｋＨｚ（周期は６．４μ秒）としている。この周
波数は、ＨＤＤで使用するマイクロプロセッサのクロッ
ク周波数である１０ＭＨｚの（２の６乗）分の１をとる
ことにより得られる。ソフトスイッチングのための通電
期間制御に関しては、電気角１２０度の期間が６１７μ
秒に対して重複期間を７６．８μ秒（電気角で約１５
度）とした。この重複期間はＰＷＭ周期×１２である。
また、ここでは、ＰＷＭ周期（６．４μ秒）に対する通
電期間の割合（以下、オンｄｕｔｙ）を７５％（４．８
μ秒）とした。 図６において、５１がＵ相出力電圧、
５２が出力電流波形であり、（ａ）は従来の矩形波ＰＷ
Ｍ駆動（スナバ回路なし）の場合、（ｂ）は本実施例の
場合である。（ａ）の場合、出力電流の立ち上がり、立
下がりは５３のように７Ａ／ｍ秒程度で急峻であるが、
（ｂ）では５４のように２Ａ／ｍ秒となり、（ａ）に比
べて緩やかな立ち上がり、立下がりとなっている。この
ソフトスイッチングの効果を、図７により示す。図７は
出力電流の周波数成分をスペクトルアナライザにより測
定し、高調波のレベルを調べた結果である。５５が高調
波の次数、５６が高調波電流レベルの電圧換算値、５７
が本実施例のソフトスイッチングの場合、５８が従来の
矩形波ＰＷＭ駆動の場合（スナバ回路を用いない場合）
の測定結果である。高調波は奇数次で大きくなるが、本
実施例では従来に比べて数ｋＨｚから数十ｋＨｚの可聴
周波数領域の高調波成分が小さくなっている。これは、
モータ回転時に発生する騒音の緩和を意味し、ソフトス
イッチングによるノイズ低減の効果が得られた。また、
当然のことながら、ＰＷＭ駆動はリニア駆動に比べて消
費電力低減の効果があり、本実施例では、リニア駆動の
６０％以下の消費電力となっている。ここで、本実施例
では、モータの回転速度に無関係に重複期間（７６．８
μ秒）を一定としているが、回転速度が大きくなると逆
起電圧を計測する時間（電気角６０度分の時間−７６．
８μ秒）が不十分となる可能性があるので、回転速度に
応じて重複期間を変えて電気角が予め定められた電気
角、例えば、１５度以内になるように制御することが考
えられる。この場合には、計測できる時間が電気角４５
度分となるので回転速度の許容範囲が広がることにな
る。また、本実施例では、回転速度が大きくなってもモ
ータの回転速度に無関係にオンｄｕｔｙ（７５％）を一
定としているが、出力電流への誘起電圧の影響や回転速
度を考慮して、オンｄｕｔｙを徐々に小さく変えるよう
にすることが考えられる。この場合には、さらにゆるや
かな電流変化となる。
出力電圧、電流波形を、図６に示す。使用したモータ
は、３．５インチＨＤＤ用であり、定格回転数が毎分５
４００回転、電源電圧が１２Ｖ、駆動電流が約０．２
Ａ、極数が１２極、相間インダクタンスが０．８６ｍ
Ｈ、相間抵抗が５．５オームである。この場合の駆動電
流の周波数は５４０Ｈｚである。ＰＷＭ駆動の周波数は
１５６ｋＨｚ（周期は６．４μ秒）としている。この周
波数は、ＨＤＤで使用するマイクロプロセッサのクロッ
ク周波数である１０ＭＨｚの（２の６乗）分の１をとる
ことにより得られる。ソフトスイッチングのための通電
期間制御に関しては、電気角１２０度の期間が６１７μ
秒に対して重複期間を７６．８μ秒（電気角で約１５
度）とした。この重複期間はＰＷＭ周期×１２である。
また、ここでは、ＰＷＭ周期（６．４μ秒）に対する通
電期間の割合（以下、オンｄｕｔｙ）を７５％（４．８
μ秒）とした。 図６において、５１がＵ相出力電圧、
５２が出力電流波形であり、（ａ）は従来の矩形波ＰＷ
Ｍ駆動（スナバ回路なし）の場合、（ｂ）は本実施例の
場合である。（ａ）の場合、出力電流の立ち上がり、立
下がりは５３のように７Ａ／ｍ秒程度で急峻であるが、
（ｂ）では５４のように２Ａ／ｍ秒となり、（ａ）に比
べて緩やかな立ち上がり、立下がりとなっている。この
ソフトスイッチングの効果を、図７により示す。図７は
出力電流の周波数成分をスペクトルアナライザにより測
定し、高調波のレベルを調べた結果である。５５が高調
波の次数、５６が高調波電流レベルの電圧換算値、５７
が本実施例のソフトスイッチングの場合、５８が従来の
矩形波ＰＷＭ駆動の場合（スナバ回路を用いない場合）
の測定結果である。高調波は奇数次で大きくなるが、本
実施例では従来に比べて数ｋＨｚから数十ｋＨｚの可聴
周波数領域の高調波成分が小さくなっている。これは、
モータ回転時に発生する騒音の緩和を意味し、ソフトス
イッチングによるノイズ低減の効果が得られた。また、
当然のことながら、ＰＷＭ駆動はリニア駆動に比べて消
費電力低減の効果があり、本実施例では、リニア駆動の
６０％以下の消費電力となっている。ここで、本実施例
では、モータの回転速度に無関係に重複期間（７６．８
μ秒）を一定としているが、回転速度が大きくなると逆
起電圧を計測する時間（電気角６０度分の時間−７６．
８μ秒）が不十分となる可能性があるので、回転速度に
応じて重複期間を変えて電気角が予め定められた電気
角、例えば、１５度以内になるように制御することが考
えられる。この場合には、計測できる時間が電気角４５
度分となるので回転速度の許容範囲が広がることにな
る。また、本実施例では、回転速度が大きくなってもモ
ータの回転速度に無関係にオンｄｕｔｙ（７５％）を一
定としているが、出力電流への誘起電圧の影響や回転速
度を考慮して、オンｄｕｔｙを徐々に小さく変えるよう
にすることが考えられる。この場合には、さらにゆるや
かな電流変化となる。
【００２０】本発明の第二の実施例を、図８により説明
する。図８は、従来技術で示したＰＷＭ駆動方法に本発
明を適用し、スナバ回路を除去した場合のドライバのシ
ステム構成である。２０１から２０３が各相上アームの
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、２０４、２０５
がミラー積分用抵抗と容量、２０６がエラーアンプ、２
０７が鋸波発生回路、２０８がそのための容量、２０９
がコンパレータ、２１０がＰＷＭ制御信号である。本シ
ステムの入出力信号波形を図９に示し、動作を説明す
る。本方法では、電流検出電圧を２０４、２０５の抵抗
と容量により積分し、目標電圧との比較によりエラー電
圧２１１を作成する。そしてＰＷＭ周期の鋸波電圧２１
２との電圧レベルの比較をコンパレータ２０９により行
い、ＰＷＭ制御信号２１０を作成して出力トランジスタ
の通電、遮断を行う。これにより、出力電流の制御が可
能となる。このシステムにおいても、第一の実施例と同
様に通電期間設定手段１６を備えており、スナバ回路を
使用せずに、出力電流のソフトスイッチングを実現でき
る。
する。図８は、従来技術で示したＰＷＭ駆動方法に本発
明を適用し、スナバ回路を除去した場合のドライバのシ
ステム構成である。２０１から２０３が各相上アームの
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴであり、２０４、２０５
がミラー積分用抵抗と容量、２０６がエラーアンプ、２
０７が鋸波発生回路、２０８がそのための容量、２０９
がコンパレータ、２１０がＰＷＭ制御信号である。本シ
ステムの入出力信号波形を図９に示し、動作を説明す
る。本方法では、電流検出電圧を２０４、２０５の抵抗
と容量により積分し、目標電圧との比較によりエラー電
圧２１１を作成する。そしてＰＷＭ周期の鋸波電圧２１
２との電圧レベルの比較をコンパレータ２０９により行
い、ＰＷＭ制御信号２１０を作成して出力トランジスタ
の通電、遮断を行う。これにより、出力電流の制御が可
能となる。このシステムにおいても、第一の実施例と同
様に通電期間設定手段１６を備えており、スナバ回路を
使用せずに、出力電流のソフトスイッチングを実現でき
る。
【００２１】本発明の第三の実施例を、図１０により示
す。図１０はプリンタの紙送り機構部に使用される二相
モータドライバのシステム構成である。本システムは三
相の場合と異なり、２つのＨ型ブリッジ回路によりそれ
ぞれの相が駆動される。４０１が二相モータ、４０２か
ら４０５がＸ相駆動用、４０６から４０９がＹ相駆動用
のＨブリッジを構成するスイッチ素子である。また、４
１０が電源電圧、４１１が２つのＨブリッジに共通な電
流検出用の抵抗、４１２が目標電流レベルを得るための
基準電圧、４１３が電流検出結果と基準電圧を比較する
バッファアンプ、４１４がＰＷＭ駆動用の鋸波発生回
路、４１５がバッファアンプの出力結果と鋸波信号との
差をとり、ＰＷＭ制御信号を作成するためのコンパレー
タ、４１６がＰＷＭ制御信号をもとに各ブリッジ回路を
駆動する駆動信号形成回路、４１７から４２４がその駆
動信号である。このシステムにおけるスイッチ素子の駆
動タイミングを、図１１に示す。４２５がＸ相出力電
流、４２６がＹ相出力電流である。本実施例の特徴は、
相切り替わり時のＰＷＭ制御が２つのスイッチ素子によ
り行われることである。電流検出を一箇所で行い、この
２つのスイッチ素子を同時に制御することで、第一の実
施例と同様の効果を得ている。
す。図１０はプリンタの紙送り機構部に使用される二相
モータドライバのシステム構成である。本システムは三
相の場合と異なり、２つのＨ型ブリッジ回路によりそれ
ぞれの相が駆動される。４０１が二相モータ、４０２か
ら４０５がＸ相駆動用、４０６から４０９がＹ相駆動用
のＨブリッジを構成するスイッチ素子である。また、４
１０が電源電圧、４１１が２つのＨブリッジに共通な電
流検出用の抵抗、４１２が目標電流レベルを得るための
基準電圧、４１３が電流検出結果と基準電圧を比較する
バッファアンプ、４１４がＰＷＭ駆動用の鋸波発生回
路、４１５がバッファアンプの出力結果と鋸波信号との
差をとり、ＰＷＭ制御信号を作成するためのコンパレー
タ、４１６がＰＷＭ制御信号をもとに各ブリッジ回路を
駆動する駆動信号形成回路、４１７から４２４がその駆
動信号である。このシステムにおけるスイッチ素子の駆
動タイミングを、図１１に示す。４２５がＸ相出力電
流、４２６がＹ相出力電流である。本実施例の特徴は、
相切り替わり時のＰＷＭ制御が２つのスイッチ素子によ
り行われることである。電流検出を一箇所で行い、この
２つのスイッチ素子を同時に制御することで、第一の実
施例と同様の効果を得ている。
【００２２】本実施例では、第一及び第二の実施例がＨ
ＤＤ、第三の実施例がプリンタのモータ駆動について述
べたが、同様のモータを使用しているフロッピーディス
クドライブ、光磁気ディスクドライブ、ＣＤ−ＲＯＭド
ライブ、ディジタルビデオディスクドライブ、普通紙複
写機、ファクシミリ、ビデオカメラ装置、及びエアコン
などの家電機器にも、本発明の適用が当然可能である。
ＤＤ、第三の実施例がプリンタのモータ駆動について述
べたが、同様のモータを使用しているフロッピーディス
クドライブ、光磁気ディスクドライブ、ＣＤ−ＲＯＭド
ライブ、ディジタルビデオディスクドライブ、普通紙複
写機、ファクシミリ、ビデオカメラ装置、及びエアコン
などの家電機器にも、本発明の適用が当然可能である。
【００２３】図１２は、本発明を適用する電気機器の例
であり、ハードディスクドライブの外観図である。
であり、ハードディスクドライブの外観図である。
【００２４】図１３は、ハードディスクドライブ装置の
システムブロック図であり、この図から、キャッシュメ
モリ、ハードディスクコントローラ、マイクロプロセッ
サ、データチャネルプロセッサ等の電源ノイズに弱い機
器が搭載されていることがわかる。従って、本発明を用
いればハードディスクのモータを駆動する際の電源変動
ノイズが低減されて、プロセッサ等の機器の誤動作を少
なくすることができる。 図１４は、ハードディスクド
ライブ装置ＨＤＤが組み込まれたパーソナルコンピュー
タの外観図である。図１２で示した組込型ハードディス
クドライブ装置であっても、パーソナルコンピュータの
心臓部であるプロセッサへのノイズの影響があるので、
本発明の効果は大きい。当然、ハードディスクドライブ
装置が一体化されたパーソナルコンピュータに対しても
本発明の効果は明白である。
システムブロック図であり、この図から、キャッシュメ
モリ、ハードディスクコントローラ、マイクロプロセッ
サ、データチャネルプロセッサ等の電源ノイズに弱い機
器が搭載されていることがわかる。従って、本発明を用
いればハードディスクのモータを駆動する際の電源変動
ノイズが低減されて、プロセッサ等の機器の誤動作を少
なくすることができる。 図１４は、ハードディスクド
ライブ装置ＨＤＤが組み込まれたパーソナルコンピュー
タの外観図である。図１２で示した組込型ハードディス
クドライブ装置であっても、パーソナルコンピュータの
心臓部であるプロセッサへのノイズの影響があるので、
本発明の効果は大きい。当然、ハードディスクドライブ
装置が一体化されたパーソナルコンピュータに対しても
本発明の効果は明白である。
【００２５】
【発明の効果】本実施例によれば、センサレスのブラシ
レスモータのノイズを従来に比べて低減することができ
る。
レスモータのノイズを従来に比べて低減することができ
る。
【００２６】
【図１】第一の実施例の駆動タイミング図である。
【図２】第一の実施例のモータドライバのシステム構成
図である。
図である。
【図３】第一の実施例のシステムの出力部、電流制御部
である。
である。
【図４】第一の実施例のシステムにおける入出力信号波
形である。
形である。
【図５】第一の実施例の出力トランジスタの駆動タイミ
ング図である。
ング図である。
【図６】第一の本実施例の出力電流特性である。
【図７】第一の実施例の出力電流の周波数成分分析結果
である。
である。
【図８】第二の実施例のモータドライバのシステム構成
図である。
図である。
【図９】第二の実施例のシステムにおける入出力信号波
形である。
形である。
【図１０】第三の実施例の２相モータドライバのシステ
ム構成図である。
ム構成図である。
【図１１】第三の実施例の出力トランジスタの駆動タイ
ミング図である。
ミング図である。
【図１２】本発明を適用する電気機器の例であり、ハー
ドディスクドライブの外観図である。
ドディスクドライブの外観図である。
【図１３】ハードディスクドライブ装置のシステムブロ
ック図である。
ック図である。
【図１４】ハードディスクドライブ装置ＨＤＤが組み込
まれたパーソナルコンピュータの外観図である。
まれたパーソナルコンピュータの外観図である。
１…通電相から非通電相になるＵ相の上アームスイッチ
素子の駆動波形、２…非通電相から通電相となるＶ相の
上アームスイッチ素子の駆動波形、３…ＰＷＭ制御を行
うためのＷ相下アームスイッチ素子の駆動波形、４…Ｕ
相出力電流、５…Ｖ相出力電流、６…Ｗ相出力電流、７
…スピンドルモータ、８…Ｕ相上アーム用スイッチ素
子、９…Ｕ相下アーム用スイッチ素子、１０…Ｖ相上ア
ーム用スイッチ素子、１１…Ｖ相下アーム用スイッチ素
子、１２…Ｗ相上アーム用スイッチ素子、１３…Ｗ相下
アーム用スイッチ素子、１４…プリドライバ、１５…相
切り替えタイミング形成回路、１６…条件設定回路、１
７…逆起電圧検出回路、１８…回転信号検出回路、１９
…回転速度検出回路、２０…出力電流検出回路、２１…
電流制御回路、２２…起動回路、２３…Ｕ相上アーム用
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２４…Ｕ相下アーム用
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２５…Ｖ相上アーム用
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２６…Ｖ相下アーム用
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２７…Ｗ相上アーム用
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２８…Ｗ相下アーム用
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２９…電流検出抵抗、
３０…電流検出電圧、３１…目標電圧、３２…コンパレ
ータ、３３…比較後信号、３４…フリップフロップ、３
５…ＰＷＭ周期のクロック信号、３６…ＰＷＭ制御信
号、３７…Ｕ相出力電流、３８…充電電流、３９…還流
電流（放電電流）、４０…Ｕ相逆起電圧波形、４１…Ｕ
相上アーム駆動タイミング、４２…Ｕ相下アーム駆動タ
イミング、４３…Ｖ相上アーム駆動タイミング、４４…
Ｖ相下アーム駆動タイミング、４５…Ｗ相上アーム駆動
タイミング、４６…Ｗ相下アーム駆動タイミング、４７
…ＰＷＭ制御期間、４８…通電期間制御、４９…常時通
電期間、５０…Ｕ相出力電流、５１…Ｕ相出力電圧、５
２…出力電流波形、５３…（ａ）の場合の出力電流の立
ち上がり、立下がり、５４…（ｂ）の場合の出力電流の
立ち上がり、立下がり、５５…高調波の次数、５６…高
調波電流レベルの電圧換算値、５７…本実施例のソフト
スイッチングの場合、５８…従来の矩形波ＰＷＭ駆動の
場合、２０１…Ｕ相上アーム用ＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ、２０２…Ｖ相上アーム用ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ、２０３…Ｗ相上アーム用ＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ、２０４…積分用抵抗、２０５…積分用容
量、２０６…エラーアンプ、２０７…鋸波発生回路、２
０８…容量、２０９…コンパレータ、２１０…ＰＷＭ制
御信号、２１１…エラー電圧、２１２…鋸波電圧、１０
０…集積回路、４０１…二相モータ、４０２〜４０５…
Ｘ相駆動用スイッチ素子、４０６〜４０９…Ｙ相駆動用
スイッチ素子、４１０…電源電圧、４１１…電流検出用
抵抗、４１２…基準電圧、４１３…バッファアンプ、４
１４…鋸波発生回路、４１５…コンパレータ、４１６…
駆動信号形成回路、４１７〜４２４…駆動信号、４２５
…Ｘ相出力電流、４２６…Ｙ相出力電流。
素子の駆動波形、２…非通電相から通電相となるＶ相の
上アームスイッチ素子の駆動波形、３…ＰＷＭ制御を行
うためのＷ相下アームスイッチ素子の駆動波形、４…Ｕ
相出力電流、５…Ｖ相出力電流、６…Ｗ相出力電流、７
…スピンドルモータ、８…Ｕ相上アーム用スイッチ素
子、９…Ｕ相下アーム用スイッチ素子、１０…Ｖ相上ア
ーム用スイッチ素子、１１…Ｖ相下アーム用スイッチ素
子、１２…Ｗ相上アーム用スイッチ素子、１３…Ｗ相下
アーム用スイッチ素子、１４…プリドライバ、１５…相
切り替えタイミング形成回路、１６…条件設定回路、１
７…逆起電圧検出回路、１８…回転信号検出回路、１９
…回転速度検出回路、２０…出力電流検出回路、２１…
電流制御回路、２２…起動回路、２３…Ｕ相上アーム用
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２４…Ｕ相下アーム用
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２５…Ｖ相上アーム用
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２６…Ｖ相下アーム用
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２７…Ｗ相上アーム用
ＰチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２８…Ｗ相下アーム用
ＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ、２９…電流検出抵抗、
３０…電流検出電圧、３１…目標電圧、３２…コンパレ
ータ、３３…比較後信号、３４…フリップフロップ、３
５…ＰＷＭ周期のクロック信号、３６…ＰＷＭ制御信
号、３７…Ｕ相出力電流、３８…充電電流、３９…還流
電流（放電電流）、４０…Ｕ相逆起電圧波形、４１…Ｕ
相上アーム駆動タイミング、４２…Ｕ相下アーム駆動タ
イミング、４３…Ｖ相上アーム駆動タイミング、４４…
Ｖ相下アーム駆動タイミング、４５…Ｗ相上アーム駆動
タイミング、４６…Ｗ相下アーム駆動タイミング、４７
…ＰＷＭ制御期間、４８…通電期間制御、４９…常時通
電期間、５０…Ｕ相出力電流、５１…Ｕ相出力電圧、５
２…出力電流波形、５３…（ａ）の場合の出力電流の立
ち上がり、立下がり、５４…（ｂ）の場合の出力電流の
立ち上がり、立下がり、５５…高調波の次数、５６…高
調波電流レベルの電圧換算値、５７…本実施例のソフト
スイッチングの場合、５８…従来の矩形波ＰＷＭ駆動の
場合、２０１…Ｕ相上アーム用ＮチャネルパワーＭＯＳ
ＦＥＴ、２０２…Ｖ相上アーム用ＮチャネルパワーＭＯ
ＳＦＥＴ、２０３…Ｗ相上アーム用ＮチャネルパワーＭ
ＯＳＦＥＴ、２０４…積分用抵抗、２０５…積分用容
量、２０６…エラーアンプ、２０７…鋸波発生回路、２
０８…容量、２０９…コンパレータ、２１０…ＰＷＭ制
御信号、２１１…エラー電圧、２１２…鋸波電圧、１０
０…集積回路、４０１…二相モータ、４０２〜４０５…
Ｘ相駆動用スイッチ素子、４０６〜４０９…Ｙ相駆動用
スイッチ素子、４１０…電源電圧、４１１…電流検出用
抵抗、４１２…基準電圧、４１３…バッファアンプ、４
１４…鋸波発生回路、４１５…コンパレータ、４１６…
駆動信号形成回路、４１７〜４２４…駆動信号、４２５
…Ｘ相出力電流、４２６…Ｙ相出力電流。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 平５−316784（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−368491（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 6/06
Claims (4)
- 【請求項１】各々が第１の動作電位とその出力端子との
間に電流経路を形成する第１のトランジスタ及び第２の
動作電位とその出力端子との間に電流経路を形成する第
２のトランジスタを有し、各出力端子がそれぞれモータ
の対応する駆動コイルに接続され、各々の上記第１及び
第２のトランジスタの制御端子に制御信号が供給される
第１、第２及び第３のハーフブリッジ回路を有するモー
タ駆動装置のモータ駆動方法において、 上記第１のハーフブリッジ回路の上記第１のトランジス
タ及び上記第３のハーフブリッジ回路の上記第２のトラ
ンジスタの制御端子にそれらの電流経路を形成状態にさ
せる制御信号を供給するとともに上記第２のハーフブリ
ッジ回路の上記第１及び第２のトランジスタの制御端子
にそれらの電流経路を非形成状態にさせる制御信号を供
給している間に、上記第２のハーフブリッジ回路に対応
する上記モータの駆動コイルの逆起電圧を検出し、 その後、上記第２のハーフブリッジ回路の上記第１のト
ランジスタの制御端子へのその電流経路を形成させる制
御信号の供給開始後にも上記第３のハーフブリッジ回路
の上記第２のトランジスタの制御端子にその電流経路を
形成させる制御信号を供給するとともに、上記第１のハ
ーフブリッジ回路の上記第１のトランジスタの制御端子
にその電流経路の遮断、形成及び再遮断をさせる制御信
号を供給し、 上記第２のハーフブリッジ回路の上記第１のトランジス
タの制御端子へのその電流経路を形成させる制御信号の
供給開始後に上記第１のハーフブリッジ回路の上記第１
のトランジスタの制御端子にその電流経路の遮断、形成
及び再遮断をさせる制御信号は、その電流経路の形成時
間と遮断時間との比において、上記遮断、形成及び再遮
断の繰返し回数に応じて上記形成時間の比が小さくさ
れ、 上記第２のハーフブリッジ回路の上記第１のトランジス
タの制御端子へのその電流経路を形成させる制御信号の
供給開始後には、上記第３のハーフブリッジ回路の上記
第２のトランジスタの制御端子にその電流経路の遮断、
形成及び再遮断をさせる制御信号が供給される ことを特
徴とするモータ駆動方法。 - 【請求項２】請求項１に記載のモータ駆動方法におい
て、上記第２のハーフブリッジ回路の上記第１のトラン
ジスタの制御端子へのその電流経路を形成させる制御信
号の供給開始後に上記第１のハーフブリッジ回路の上記
第１のトランジスタの制御端子にその電流経路の形成を
させる制御信号が供給される期間は、予め定められた電
気角により定められることを特徴とするモータ駆動方
法。 - 【請求項３】請求項１または２の何れかに記載のモータ
駆動方法を用いる電気機器。 - 【請求項４】請求項３に記載の電気機器において、上記
電気機器はハードディスクドライブ、フロッピーディス
クドライブ、光磁気ディスクドライブ、ＣＤ−ＲＯＭド
ライブ、ディジタルビデオディスクドライブ、普通紙複
写機、プリンタ、ファクシミリ、ビデオカメラ装置又は
エアコンの何れかであることを特徴とする電気機器。
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