JP2008148379A

JP2008148379A - モータ駆動装置及びモータ駆動方法

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Publication number: JP2008148379A
Application number: JP2006329430A
Authority: JP
Inventors: Nobutada Ueda; 展正植田; Hideji Azuma; 秀治我妻; Sadahiro Akama; 貞洋赤間; Masahiro Kuroda; 昌寛黒田; Kiyoshi Osada; 長田　　喜芳; Akiya Otake; 晶也大竹
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2006-12-06
Filing date: 2006-12-06
Publication date: 2008-06-26

Abstract

【課題】より簡単な構成でブラシレスＤＣモータを短時間で起動することができるモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】モータ駆動装置１がブラシレスＤＣモータ２を強制転流によって起動させる場合に、ゲート駆動回路５は、モータ２の巻線２Ｕ〜２Ｗに流れる電流を、モータ２が定常回転状態となった場合に流れるレベルよりも高く設定した上限レベルで制限する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータのロータ位置を推定することで、当該モータの転流タイミングを得て駆動を行うモータ駆動装置及びモータ駆動方法に関する。

従来、ブラシレスＤＣモータの巻線に発生する誘起電圧を検出してロータ位置を推定することで、当該モータの転流タイミングを得て駆動を行う位置センサレス方式を採用する駆動装置では、モータを起動する段階では位置推定ができないため、強制転流により起動することが行われている。その場合、モータが一時的に逆方向に回転するバックモーションが生じたり、モータに発生するトルクが大き過ぎることで過回転が生じて脱調するなどして、起動時間が長くなってしまうという問題があった。

上記の問題に対処するため、特許文献１〜３では、励磁周波数を変化させながら起動を行う方式が開示されている。
特開平４−３１７５８７号公報特開平５−２８４７８１号公報特開平７−３２７３９０号公報

しかしながら、特許文献１〜３に開示されている方式では、励磁周波数を変更するための回路が複雑となり回路規模が大きくならざるを得ず（例えば、デジタル的に処理する場合には、周波数に応じた周期をカウントするカウンタのビット数が増大するなど）、コストアップを招来するという問題があった。
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、より簡単な構成でブラシレスＤＣモータを短時間で起動することができるモータ駆動装置及びモータ駆動方法を提供することにある。

請求項１記載のモータ駆動装置によれば、ブラシレスＤＣモータを強制転流によって起動させる場合に、トルク制限手段は、モータの巻線に流れる電流を、当該モータが定常回転状態となった場合に流れるレベルよりも高く設定した上限レベルで制限する。即ち、モータを起動させるために要するトルクは、定常的に回転している状態のトルクに比較してかなり大きいため、それに応じてモータの巻線に流れる電流も非常に大きなレベルになる。その結果、上述したようにモータに過回転が生じるなどして起動時間が長くなっている。そこで、モータの起動電流を、定常回転状態で流れるレベルよりも高いレベルで制限すれば、モータの定常回転を妨げることなく、過回転を抑制して起動時間を短くすることができる。

請求項２記載のモータ駆動装置によれば、強制転流手段は、ロータの位置決めを行った後強制転流を開始し、トルク制限手段は、モータの巻線に対する通電位相角が所定量だけ進み角となるように制御することを特徴とする。即ち、一般にモータを進み角通電によって駆動するとモータのトルクは低下するので、モータを強制転流で起動する場合に進み角通電を適用すれば、やはり起動トルクが低下する。従って、過回転が抑制されて起動がスムーズになり、起動時間を一層短くすることができる。

以下、本発明の一実施例について図面を参照して説明する。図１は、例えばミニディスク（ＭＤ）やハードディスクドライブ（ＨＤＤ）の駆動用モータを駆動する装置の概略構成を示すものである。モータ駆動装置１は、図示しない車両の駆動電源用バッテリより駆動用電源ＶＢが供給されており、ブラシレスＤＣモータ２は、インバータ部３を介して駆動される。インバータ部３は、例えば６個のＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ３ａ〜３ｆを三相ブリッジ接続して構成されており、インバータ部３の各相出力端子は、夫々モータ２の各相ステータコイル（巻線）２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに接続されている。尚、図中の下向き矢印はグランドを示す。

インバータ部３は、マイクロコンピュータ又は論理回路で構成される通電制御回路（強制転流手段，トルク制限手段）４により制御され、各ＦＥＴ３ａ〜３ｆのゲートにはゲート駆動回路（トルク制限手段）５ａ〜５ｆを介して駆動信号が出力される。コンパレータ６Ｕ，６Ｖ，６Ｗは、インバータ部３の各相出力電圧と仮想中性点電位，若しくは駆動電源電圧の１／２とを比較して、比較信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷを通電制御回路４に出力する。コンパレータ６Ｕ，６Ｖ，６Ｗの（＋）端子は、インバータ部３の各相出力端子ＯＵＴ＿Ｕ，Ｖ，Ｗに夫々接続されており、（−）端子には、仮想中性点電位（またはＶＢ／２）に相当する基準電圧源８が共通に接続されている。

通電制御回路４は、上記比較信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷに基づいてインバータ部３における転流パターン信号を生成し、ゲート駆動回路５を介して各ＦＥＴ３のゲートに出力する。
図２は、モータ２が回転している場合におけるインバータ部３の出力電圧波形を示すものである。三相モータを駆動する場合、その電圧波形は、ハイサイドとロウサイドとの間で通電が行われている二相がハイレベル，ロウレベルとなり、通電されていない残り一相はハイインピーダンス状態にあり、その期間には巻線２Ｕ〜２Ｖに発生した誘起電圧が現れ、ハイレベル，ロウレベル間の過渡的な電圧変化を示す。

そして、各相の非通電期間において誘起電圧のゼロクロス点が発生する（異なる相間の）間隔は、電気角６０度に相当する期間Ｔ60となる。尚、図２（ａ）〜（ｃ）に示すように、転流パターンの切替わりには、ＦＥＴ３ａ〜３ｆのフライホイールダイオードを経由して電流が還流する期間が一瞬生じて「ゼロクロス」点が発生するため、コンパレータ６Ｕ〜６Ｗによって出力される比較信号ＰＵ〜ＰＷには上記の期間が反映されている。しかし、上記期間は、通電制御回路４の内部における波形処理により無視されて、図２（ｄ）〜（ｆ）に示すように位置信号ＰＵ’，ＰＶ’，ＰＷ’が生成される。

通電制御回路４は、位置信号ＰＵ’，ＰＶ’，ＰＷ’のエッジが検出される間隔を内部のカウンタで計測し、カウント値Ｔ60を得るようになっている（図２（ｇ）参照）。尚、誘起電圧のゼロクロスタイミングは、適切な通電タイミングより電気角３０度の位相遅れがあるので、通電制御回路４はその位相遅れを調整して転流パターン信号を生成する。電気角３０度に相当する期間は、Ｔ60／２で得られる。

図３は、ゲート駆動回路５ａの内部を示す図である。インバータ部３を構成するＦＥＴ３ａのドレイン，ゲートには、電流センス用のＮチャネルパワーＭＯＳＦＥＴ７のドレイン，ゲートが夫々接続されており、両者は共通のゲート信号によって同時にオン，オフされるようになっている。そして、ＦＥＴ３ａ，７がオンした場合、夫々に流れる電流比は、例えば、１００：１〜５０００：１程度となるように設定されている。

電源線（ＶＢ）とグランド線との間には、抵抗１１及び１２並びにＮチャネルＭＯＳＦＥＴ１３の直列回路が接続されている。抵抗１１及び１２の共通接続点には、ＰＮＰトランジスタ１４のベースが接続されており、そのトランジスタ１４のエミッタは、電源線に接続されている。また、トランジスタ１４のコレクタは、昇圧回路部１５及びダイオード１６を介してＦＥＴ７及び３ａのゲートに接続されている。

そして、ダイオード１６のアノードとＦＥＴ７のソースとの間には、２つのツェナーダイオード１７及び１８が互いに逆方向となるよう直列に接続されている。昇圧回路部１５は、ハイサイドのＮＭＯＳＦＥＴ３ａ及び７を駆動するのに必要なゲート電圧を得るため昇圧動作を行なうもので、ダイオード及びコンデンサの組み合わせよりなる周知のチャージポンプ回路で構成されている。

ＦＥＴ７のソースは、ダイオード１９及びＮＰＮトランジスタ２０のコレクタ−エミッタ、並びに抵抗２１を介してグランド線に接続されていると共に、オペアンプ２２の（＋）端子に接続されている。そのオペアンプ２２の（−）端子はＦＥＴ３ａのソースに接続されており、出力端子は、トランジスタ２０のベースに接続されている。また、トランジスタ２０のエミッタはコンパレータ２３の（−）端子に接続されており、コンパレータ２３の（＋）端子は、比較用の基準電圧を与える電圧源２４に接続されている。そして、コンパレータ２３の出力信号は、フィルタ２５を介してＡＮＤゲート２６の一方の入力端子に与えられている。

ＡＮＤゲート２６は、コンパレータ２３の出力信号がハイレベルの場合に通電制御回路４により出力されるゲート信号Ｕ＿ＨをＦＥＴ３ａ及び７に出力し、上記出力信号がロウレベルに変化すると、ゲート信号Ｕ＿Ｈの出力を阻止するものである。そして、ＦＥＴ１３にハイレベルのゲート駆動信号が与えられると、ＦＥＴ１３がオンすることでトランジスタ１４もオンする。すると、ＦＥＴ３ａ及び７のゲートには、ＦＥＴ７のソースを基準とするゲート駆動電圧が印加され、ＦＥＴ３ａ及び７はオンする。

これらのＦＥＴ３ａ及び７はカレントミラーを構成しており、オペアンプ２２の作用（イマジナリーショート）により双方のソース電圧は等しくなるので、電流センス用のＦＥＴ７側に抵抗２１が接続されていても、両者の電流比は設定通りに維持されるようになっている。そして、ＦＥＴ３ａ及び７がオンした場合、ＦＥＴ７を介して流れる電流は、ダイオード１９及びトランジスタ２０を介して抵抗２１に流れ、抵抗２１の端子電圧レベルがコンパレータ２３により電圧源２４の基準電圧と比較される。
尚、フィルタ２５の時定数は、後述する図４に示すように、ＡＮＤゲート２６によって駆動電流が断続される場合のオフ時間Ｔoffよりも高い周波数のノイズをカットするように設定されている。また、他のハイサイドＦＥＴ３ｃ，３ｅに対応するゲート駆動回路５ｃ，５ｅの構成も同様となっている。

次に、本実施例の作用について図４乃至図７も参照して説明する。図７は、通電制御回路４がモータ２を起動する場合の処理（一部にハードウエアによる処理を含む）の流れを示すフローチャートである。通電制御回路４は、モータ２の巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに直流励磁を行ってロータの位置決めを行うと（ステップＳ１）、巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに所定の転流パターンで通電を行うことでモータ２を強制転流によって起動させる（ステップＳ２）。

ここで、強制転流を行う場合、通電制御回路４は進み角通電を行うようになっている。即ち、ステップＳ１で行った位置決めしたロータ位置を基準として、通常の適正な転流タイミングよりも例えば３０度だけ進み角となるタイミングで転流を行うようにする。このように、起動時に進み角通電を行うとモータ２のトルクが低下するので、過回転の発生を抑制する効果がある。

モータ２が起動されて回転数がある程度上昇すると、巻線２Ｕ，２Ｖ，２Ｗに発生する誘起電圧が観測可能となる。そこで、通電制御回路４は、モータ２の駆動方式をセンサレスモードに切り替える（ステップＳ３）。すると、上述したように、比較信号ＰＵ，ＰＶ，ＰＷに基づいてインバータ部３における転流パターン信号を生成し、各ＦＥＴ３ａ〜３ｆのゲートにゲート信号ＵＨ〜ＷＬを出力する。尚、センサレスモードにおける通電位相角は、上述のように誘起電圧のゼロクロス点を基準として３０度進み位相となる。

また、ステップＳ２で強制転流を行う場合、ゲート駆動回路５ａにおいて、コンパレータ２３の出力信号は、ＦＥＴ７によって検出されるモータ２の通電電流に応じて変化する。そして、電圧源２４の基準電圧は、モータ２の起動時に流れる過大な電流を制限するレベルに、本実施例では、例えば電流２Ａに相当する電圧に設定されている。

図５は、実際にモータ２を起動させる場合に流れる電流を２Ａで制限した場合の各相電圧（ａ）〜（ｃ）と、モータ電流（ｄ）とを示すものである。図５（ｄ）に示すように、モータ２が定常状態で回転している場合に流れる電流は１Ａ未満であり、制限レベル２Ａは、起動時にのみ流れる過大なレベルについて設定される上限となっている。
そして、モータ電流が制限レベルを超えると、コンパレータ２３の出力信号がロウレベルに変化し、ＡＮＤゲート２６がゲート信号Ｕ＿Ｈの出力を阻止する。それにより、インバータ部３のハイサイドＦＥＴ３ａ，３ｃ，３ｄがオフし、モータ２に対する通電が停止すると、検出電流値が低下してコンパレータ２３の出力信号がハイレベルに復帰する。それに伴い、ＡＮＤゲート２６がゲート信号Ｕ＿Ｈの出力を再開してモータ２に対する通電が行われる。

モータ２の巻線２Ｕ〜２Ｗが有するインダクタンスにより、検出電流の変化には所定の傾きが付与され、起動時の検出電流は、図４に示すように制限レベルの近傍において鋸歯状波的に変化し、電流制限が行われる。

また、図６は、モータ２の起動時に電流を制限しない場合と、制限レベルを１Ａ，２Ａ，４Ａに制限した場合とについて、始動時間（ｍｓ）の変化を示すものである。尚、ここでの「始動時間」は、モータ２の回転が定常回転数（例えば、１００００ｒｐｍ）の９０％に達するまでの時間で定義している。尚、横軸は、ロータの初期位置（ｄｅｇ）を示しており、その初期位置が異なると始動時間も変化する場合がある。
制限レベルを１Ａに設定した場合は、制限レベルが低過ぎて必要な起動トルクを得ることができず、始動時間は初期位置の全域に亘って１００ｍｓとなっており、例えば製品として要求される基準の７０ｍｓを大きく超えている。これに対して、「制限なし」と２Ａ，４Ａで制限した場合とは、何れも初期位置の全域に亘って上記要求基準を大きく下回っている。

要求基準を下回る３者について評価すると、制限レベル２Ａの場合は、始動時間が初期位置の全域に亘って２５ｍｓとなっている。一方、「制限なし」と制限レベル４Ａの場合は、始動時間が制限レベル２Ａの場合よりも下回るところもあるが、何れもワースト値（３０ｍｓ）が制限レベル２Ａの場合を超えている。従って、製品として最も好ましいのは、制限レベル２Ａの場合と言える。
尚、図６はあくまでも１つの測定例を示したものであり、電流変動が大きい「制限なし」や制限レベル４Ａの場合に、制限レベル２Ａの場合よりも始動時間がより遅くなる測定例も確認されている。

以上のように本実施例によれば、モータ駆動装置１がブラシレスＤＣモータ２を強制転流によって起動させる場合に、ゲート駆動回路５は、モータ２の巻線２Ｕ〜２Ｗに流れる電流を、モータ２が定常回転状態となった場合に流れるレベルよりも高く設定した上限レベルで制限するので、モータの定常回転を妨げることなく、過回転を抑制して起動時間を短くすることができる。
また、通電制御回路４は、ロータの位置決めを行った後強制転流を行う場合に、巻線２Ｕ〜２Ｗに対する通電位相角が所定量だけ進み角となるように制御するので、起動時間を一層短くすることができる。

本発明は上記し又は図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形が可能である。
起動電流の制限レベルや定常回転数等の具体数値は一例であり、使用するモータの定格などに応じて適宜変更して設定すれば良い。
強制転流における進み角通電制御は、必要に応じて行えば良い。
ミニディスク（ＭＤ）やハードディスクドライブ（ＨＤＤ）のモータを駆動するものに限らず、ブラシレスＤＣモータをセンサレス方式で駆動する場合に、脱調によりモータの回転を停止させることが困難であるアプリケーションであれば、広く適用することができる。

本発明の一実施例であり、モータ駆動装置の構成を示す図モータの定常回転時における各相電圧並びにロータの位置信号を示す図ゲート駆動回路の内部を示す図ゲート駆動回路が起動電流を制限する場合の波形を示す図実際にモータを起動させる場合に流れる電流を２Ａで制限した場合の各相電圧（ａ）〜（ｃ）と、モータ電流（ｄ）とを示す図起動時に電流を制限しない場合と、制限レベルを１Ａ，２Ａ，４Ａに制限した場合とについて、始動時間（ｍｓ）の変化を示す図通電制御回路がモータを起動する場合の処理を示すフローチャート

符号の説明

図面中、１はモータ駆動装置、２はブラシレスＤＣモータ、４は通電制御回路（強制転流手段，トルク制限手段）、５はゲート駆動回路（トルク制限手段）を示す。

Claims

ブラシレスＤＣモータの巻線に発生する誘起電圧を検出し、その誘起電圧に基づき前記モータのロータ位置を推定することで、当該モータに対する通電タイミングを得て駆動を行うモータ駆動装置において、
前記モータを起動させるため、強制転流を行なう強制転流手段と、
この強制転流手段が強制転流を行う場合に、前記モータの巻線に流れる電流を、当該モータが定常回転状態となった場合に流れるレベルよりも高く設定した上限レベルで制限するトルク制限手段とを備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
前記強制転流手段は、ロータの位置決めを行った後前記強制転流を開始し、
前記トルク制限手段は、前記モータの巻線に対する通電位相角が所定量だけ進み角となるように制御することを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装置。
ブラシレスＤＣモータの巻線に発生する誘起電圧を検出し、その誘起電圧に基づき前記モータのロータ位置を推定することで、当該モータに対する通電タイミングを得て駆動を行うモータ駆動方法において、
前記モータを起動させるため、強制転流を行なう場合に、前記モータの巻線に流れる電流を、当該モータが定常回転状態となった場合に流れるレベルよりも高く設定した上限レベルで制限することを特徴とするモータ駆動方法。
ロータの位置決めを行った後に前記強制転流を開始する場合に、前記モータの巻線に対する通電位相角が所定量だけ進み角となるように併せて制御することを特徴とする請求項３記載のモータ駆動方法。