JP2011199968A - ブラシレスモータ制御装置及びブラシレスモータ制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な制御で回転駆動の一層の安定化を図ることができるブラシレスモータ制御装置を提供する。
【解決手段】駆動タイミング生成部１６は、ロータ１０ａの回転位置（ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号）に基づく正規通電タイミングと、１２０°進角通電タイミングとを生成し、制御部１７は、モータ１０の負荷状態（印加電圧）及びロータ１０ａの回転速度に応じた進角量（１２０°進角通電タイミングに対する遅延量）を算出している。そして、制御部１７により、ロータ１０ａの回転速度が所定回転速度未満の時には、正規通電タイミングによる回転制御が実施され、ロータ１０ａの回転速度が所定回転速度以上になると、遅延量反映後の進角通電タイミングによる回転制御に切り替えられる。
【選択図】図１

Description

本発明は、回転駆動の安定化、特に起動直後の低速回転時の回転駆動を安定化させるのに好適なブラシレスモータ制御装置及びブラシレスモータ制御方法に関するものである。

ブラシレスモータでは、回転センサにてロータの回転位置が検出され、検出した回転位置に基づいてステータコイルへの通電タイミングが設定されて、モータの回転が制御されている（例えば特許文献１，２参照）。

ところで、モータの回転駆動の際、該モータの回転速度の増加に伴って駆動電流が増加すると電機子反作用の影響等で通電タイミングが遅れてくるため、その遅れを想定して通電タイミングを進角側とすべく回転センサを予め進角側に設定したり、特許文献１にて示されるように、正規通電タイミングから予め進角側に設定した進角通電タイミングにて制御する所謂進角制御を行うものがある。

このような進角制御では、モータの回転速度が低速の場合、逆に通電タイミングが進角側となるため、その進角通電タイミングを正規通電タイミング側に向けて遅延させることが行われる。その際、遅延カウンタにて回転速度に応じたカウント値がセットされ、そのカウント値のカウントアップに基づいて通電タイミングが遅延されるようになっている。

特開２００２−３１５３８１号公報 特許第３４２０３１７号公報

しかしながら、起動直後の極めて低速な期間では正規通電タイミングによる通電が望ましいため、モータの回転速度が低速ほど大きな値となるカウント値はその期間では極めて大きな値となる。これに対し、遅延カウンタにてカウントできるカウント値は有限であるため、起動直後の極めて低速な期間ではそのカウント値がオーバフローしてしまう。そのため、通電タイミングの遅延が的確になされず該通電タイミングにズレが生じたままとなるため、このような起動直後の極めて低速な期間では、モータ効率が低下し、騒音や振動が増大するという問題があった。

因みに、特許文献２では、進角通電タイミングを用いた進角制御を行っておらず、回転センサから出力される検出信号のパルスエッジからその時々の最適な通電タイミングが算出されて制御されている。そのため、起動直後の極めて低速な期間での上記問題は生じないものの、全回転速度領域において複雑な演算が要求されるため、制御装置にその複雑な演算を行わせるＣＰＵの搭載が必須となり、制御装置のコストが高くなるという問題があった。

また、上記の進角制御において、モータの回転速度に基づいた進角通電タイミングを設定して回転駆動の安定化を図っているが、更なる向上が望まれており、進角通電タイミングの設定方法をより適切に行うことが検討されている。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、その目的は、簡単な制御で回転駆動の一層の安定化を図ることができるブラシレスモータ制御装置及びブラシレスモータ制御方法を提供することにある。

上記課題を解決するために、請求項１に記載の発明は、回転センサからの検出信号に基づいてロータの回転位置及び回転速度を検出し、検出したロータの回転位置及び回転速度に基づいて三相ステータコイルへの通電タイミングとその進角量とを決定してブラシレスモータの回転制御を行うブラシレスモータ制御装置であって、前記モータの負荷状態を検出する負荷状態検出手段と、前記ロータの回転位置に基づく正規通電タイミングを生成する正規タイミング生成手段と、前記ロータの回転位置に基づく所定進角量の進角通電タイミングを生成するとともに、検出した前記モータの負荷状態及び前記ロータの回転速度に応じた前記進角通電タイミングの遅延量を生成し、その遅延量を反映した前記進角通電タイミングを生成する進角タイミング生成手段と、前記ロータの回転速度が所定回転速度未満の時には、前記正規タイミング生成手段にて生成した前記正規通電タイミングによる回転制御を実施し、前記ロータの回転速度が所定回転速度以上になると、前記進角タイミング生成手段にて生成した前記遅延量反映後の進角通電タイミングによる回転制御に切り替える制御切替手段とを備えたことをその要旨とする。

この発明では、正規及び進角タイミング生成手段が備えられ、正規タイミング生成手段では、ロータの回転位置に基づく正規通電タイミングが生成される。また、進角タイミング生成手段では、ロータの回転位置に基づく所定進角量の進角通電タイミングが生成されるとともにモータの負荷状態及びロータの回転速度に応じた遅延量が生成され、その遅延量を反映した進角通電タイミングが生成される。そして、制御切替手段により、ロータの回転速度が所定回転速度未満の時には、正規通電タイミングによる回転制御が実施され、ロータの回転速度が所定回転速度以上になると、遅延量反映後の進角通電タイミングによる回転制御に切り替えられる。即ち、起動直後の極めて低速な期間では、ロータの回転速度に応じた遅延量に基づいて遅延カウンタを動作させて進角通電タイミングの進角量を調整する進角制御が不向きなため、ロータの回転速度が所定回転速度未満の低速回転時に、ロータの回転位置に基づいて容易に生成できる正規通電タイミング及びその正規通電タイミングによる回転制御を選択するだけの簡単な制御で、モータ効率の低下や、騒音・振動の増大という問題の発生が抑えられ、起動直後の極めて低速な期間からでもモータの回転駆動が安定する。また、進角通電タイミングによる回転制御時には、モータの負荷状態に応じて過進角や進角不足とならないように進角量の適正化が図られるため、制御が進角通電タイミングに切り替わる回転速度域においてもモータ効率の向上や騒音・振動の低減効果が十分に得られ、この速度域においてもモータの回転駆動が安定する。

請求項２に記載の発明は、請求項１に記載のブラシレスモータ制御装置において、前記進角タイミング生成手段は、前記モータの最大負荷時又は最小負荷時の遅延量に基づいて、検出した現状での前記モータの負荷状態における前記遅延量を算出することをその要旨とする。

この発明では、進角タイミング生成手段では、モータの最大負荷時又は最小負荷時の遅延量に基づいて、検出した現状でのモータの負荷状態における遅延量が算出される。つまり、モータの負荷状態が任意であってもその場合の遅延量が最大又は最小負荷時の遅延量から算出できるため、遅延量算出のためのマップ等を最大又は最小負荷時のみ保持するだけで済む。これにより、マップ等を保持する記憶手段に小容量のものを使用できる。

請求項３に記載の発明は、請求項１又は２に記載のブラシレスモータ制御装置において、前記負荷状態検出手段は、前記モータへの印加電圧に基づいて前記モータの負荷状態を検出することをその要旨とする。

この発明では、負荷状態検出手段では、モータへの印加電圧に基づいてモータの負荷状態が検出される。つまり、モータの印加電圧と負荷状態とに相関があることから、モータへの印加電圧を検出することで、容易にモータの負荷状態を検出できる。

請求項４に記載の発明は、ロータの回転位置及び回転速度を検出し、検出したロータの回転位置及び回転速度に基づいて三相ステータコイルへの通電タイミングとその進角量とを決定してブラシレスモータの回転制御を行うブラシレスモータ制御方法であって、前記ロータの回転速度が所定回転速度未満の時には、前記ロータの回転位置に基づいて生成した正規通電タイミングによる回転制御を実施し、前記ロータの回転速度が所定回転速度以上になると、前記ロータの回転位置に基づく所定進角量の進角通電タイミングに対して、前記モータの負荷状態及び前記ロータの回転速度に応じた前記進角通電タイミングの遅延量を生成し、その遅延量を反映した進角通電タイミングによる回転制御に切り替えるようにしたことをその要旨とする。

この発明では、請求項１と同様な作用効果が得られる。

本発明によれば、簡単な制御で回転駆動の一層の安定化を図ることができるブラシレスモータ制御装置及びブラシレスモータ制御方法を提供することができる。

本実施形態におけるブラシレスモータ及び制御装置の概略構成図である。 正規通電タイミングの駆動制御信号を示す波形図である。 正規通電タイミングの真理値表を示す図である。 正規通電タイミングを生成する論理ゲート回路を示す回路図である。 １２０°進角通電タイミングの駆動制御信号を示す波形図である。 １２０°進角通電タイミングの真理値表を示す図である。 １２０°進角通電タイミングを生成する論理ゲート回路を示す回路図である。 正規通電タイミングと１２０°進角通電タイミングとを生成する本実施形態の論理ゲート回路を示す回路図である。 （ａ）は、本実施形態の回転速度制御を説明するための説明図であり、（ｂ）は、従来の回転速度制御を説明するための説明図である。 （ａ）は、本実施形態における回転制御を示すフロー図であり、（ｂ）は、別例における回転制御を示すフロー図である。 モータ負荷状態に応じた回転速度と進角量との相関図である。 モータ負荷状態に応じた回転速度と印加電圧との相関図である。 １８０°の進角通電タイミングの真理値表を示す図である。 正規通電タイミングと１８０°の進角通電タイミングとを生成する別例の論理ゲート回路を示す回路図である。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図面に従って説明する。
図１は、本実施形態のブラシレスモータ１０を示す。本実施形態のブラシレスモータ１０は、車両用空調装置の送風用モータとして用いられる。ブラシレスモータ１０は、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相の三相の駆動電力の供給に基づいて回転駆動されるものであり、制御装置１１は、その三相への通電タイミングを設定して各相の駆動電力を生成することでブラシレスモータ１０の回転を制御している。この制御装置１１は、ブラシレスモータ１０に一体に備えられている。

制御装置１１は、直流電源Ｅからの直流電力から１２０°位相の異なる三相の駆動電力を生成するための三相インバータ回路１２を備えている。三相インバータ回路１２は、６個のスイッチング素子としてＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗを６個用いたブリッジ回路で構成され、高電位側電源線Ｌ１とグランド線ＧＮＤとの間にＵ相用のＦＥＴ１ｕとＦＥＴ２ｕとが直列に、Ｖ相用のＦＥＴ１ｖとＦＥＴ２ｖとが直列に、Ｗ相用のＦＥＴ１ｗとＦＥＴ２ｗとが直列に接続されてなる。高電位側電源線Ｌ１及びグランド線ＧＮＤには、直流電源Ｅからの直流電力がチョークコイル１３ａと平滑コンデンサ１３ｂ，１３ｃとからなる電源安定化回路１３を通じて安定化されて供給されている。また、各ＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗには、還流電流を流すためのダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ逆接続されている。

ここで、前記ブラシレスモータ１０は、６０°毎に磁極の異なる６磁極のロータ１０ａが回転可能に備えられるとともに、ステータ１０ｂにおいてはＵ相、Ｖ相、Ｗ相のステータコイル１０ｕ，１０ｖ，１０ｗがＹ結線（星型結線）にて構成されており、Ｕ相用のＦＥＴ１ｕ，２ｕ間の出力端子がＵ相のコイル１０ｕの一端に、Ｖ相用のＦＥＴ１ｖ，２ｖ間の出力端子がＶ相のコイル１０ｖの一端に、Ｗ相用のＦＥＴ１ｗ，２ｗ間の出力端子がＷ相のコイル１０ｗの一端にそれぞれ接続されている。そして、インバータ回路１２の各ＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗが所定タイミングでスイッチング制御されることで生成される各相の駆動電力が各相のコイル１０ｕ，１０ｖ，１０ｗに供給されるようになっている。

図２及び図５にスイッチング制御のタイミングを示すように、ＦＥＴ１ｕ，２ｕがＦＥＴ−Ｕ上／下、ＦＥＴ１ｖ，２ｖがＦＥＴ−Ｖ上／下、ＦＥＴ１ｗ，２ｗがＦＥＴ−Ｗ上／下にそれぞれ対応しており、Ｕ相用のＦＥＴ１ｕ，２ｕでは、ＦＥＴ２ｕが電気角１２０°のオン期間に次いで電気角６０°のオフ期間を有し、その後、ＦＥＴ１ｕが電気角１２０°のオン期間に次いで電気角６０°のオフ期間を有する繰り返しとなっており、Ｖ相用のＦＥＴ１ｖ，２ｖ及びＷ相用のＦＥＴ１ｗ，２ｗも同様にオンオフ期間が設定されている。また、相間では、Ｕ相用のＦＥＴ１ｕのオン期間終了とＶ相用のＦＥＴ１ｖのオン期間開始とが一致、Ｖ相用のＦＥＴ１ｖのオン期間終了とＷ相用のＦＥＴ１ｗのオン期間開始とが一致するように１２０°の位相差が設けられている。これにより、１２０°の位相差を有する各相の駆動電力（図２では図示せず）がモータ１０の各相のコイル１０ｕ，１０ｖ，１０ｗにそれぞれ供給されることになる。

因みに、後述する回転センサとしてのホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからは、ロータ１０ａの回転に伴って１２０°の位相差を有するパルス状の検出信号が得られ、図２に示す正規通電タイミングでは、Ｕ相用のホール素子Ｈｕ（ホールＵ）のＨレベルへの立ち上がりに基づいてＦＥＴ２ｕ（ＦＥＴ−Ｕ下）がオン、ホール素子Ｈｕ（ホールＵ）のＬレベルへの立ち下がりに基づいてＦＥＴ１ｕ（ＦＥＴ−Ｕ上）がオンされる。また、Ｖ相用のホール素子Ｈｖ（ホールＶ）のＨレベルへの立ち上がりに基づいてＦＥＴ２ｗ（ＦＥＴ−Ｗ下）がオン、ホール素子Ｈｖ（ホールＵ）のＬレベルへの立ち下がりに基づいてＦＥＴ１ｗ（ＦＥＴ−Ｗ上）がオンされる。Ｗ相用のホール素子Ｈｗ（ホールＷ）のＨレベルへの立ち上がりに基づいてＦＥＴ２ｖ（ＦＥＴ−Ｖ下）がオン、ホール素子Ｈｗ（ホールＷ）のＬレベルへの立ち下がりに基づいてＦＥＴ１ｖ（ＦＥＴ−Ｖ上）がオンされる。図５に示す１２０°進角通電タイミングでは、正規通電タイミングに対して１２０°進んだ通電タイミングとなっている。

また、前記各ＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗの内、グランド線ＧＮＤ側に設けた下段のＦＥＴ２ｕ，２ｖ，２ｗは、オン期間において更に高い周波数でオンオフされるＰＷＭ制御が行われており（図２にてＰＷＭ制御期間を縦縞にて示す）、これによりブラシレスモータ１０（ロータ１０ａ）の回転速度が制御されている。このような各ＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗのスイッチング制御は、制御回路１５により行われている。

図１に示すように、制御回路１５は、スタンバイ回路１４からの動作電源の供給に基づいてそれぞれ動作する駆動タイミング生成部１６、制御部１７、Ｆ／Ｖコンバータ１８、及びＰＷＭ生成部１９を備えている。スタンバイ回路１４は、外部に備えられるエアコンＥＣＵからの起動指令信号に基づいて動作電源を生成しそれら各回路に供給する。

前記ブラシレスモータ１０には、６磁極のロータ１０ａの回転位置（磁極位置）を各相毎に検出すべく３つのホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗが４０°間隔（電気角では１２０°間隔）で配設されている。ロータ１０ａの回転に伴って出力される各ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号は、１２０°の位相差を有するパルス状をなしており（図２参照）、駆動タイミング生成部１６、制御部１７、及びＦ／Ｖコンバータ１８のそれぞれに出力される。

駆動タイミング生成部１６は、ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗから入力される検出信号に基づき、ロータ１０ａの回転位置に応じたその時々の各相のコイル１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ）への通電タイミングを設定、即ちＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗの駆動タイミングを設定している。尚、駆動タイミング生成部１６の詳細構成は後述する。制御部１７は、ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号に基づいて周期カウンタを動作させ、該周期カウンタにて得たロータ１０ａの回転速度からその時々の進角量を決定して駆動タイミング生成部１６を制御する。制御部１７は、駆動タイミング生成部１６で生成した通電タイミングに基づく最終的な駆動制御信号をＦＥＴ１ｕ，１ｖ，１ｗには直接出力するとともに、ＦＥＴ２ｕ，２ｖ，２ｗにはＡＮＤ回路（アンド回路）２０を介して出力する。

Ｆ／Ｖコンバータ１８は、ロータ１０ａの回転速度に対応するホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号の周波数を電圧に変換し、その変換電圧をＰＷＭ生成部１９に出力している。ＰＷＭ生成部１９は、変換電圧からロータ１０ａの回転速度を把握し、ＰＷＭ制御信号を制御部１７からの駆動制御信号に加味すべくＡＮＤ回路２０に出力する。このＰＷＭ生成部１９は、モータ１０の起動時において回転速度を徐々に上昇させるソフトスタートを行うべく、エアコンＥＣＵらの起動指令信号に基づいてＰＷＭ制御信号のデューティを徐々に大きくし、そのソフトスタートの後には、図示しない速度指令値設定部からの速度指令値で設定された回転速度で一定となるようにＰＷＭ制御信号のデューティを調整している。これに伴って、下段のＦＥＴ２ｕ，２ｖ，２ｗのオン期間での実オン時間が変更されてモータ１０に供給する駆動電力が調整され、該モータ１０の回転速度が制御されている。

尚、ＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗに駆動制御信号を出力する制御部１７に対し、その駆動制御信号の出力を強制的に停止させてＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗの動作及びモータ１０の回転を停止させ、モータ１０や制御装置１１の保護を行う保護回路２１が備えられている。

次に、前記駆動タイミング生成部１６の詳細構成及び制御部１７による制御について、駆動タイミング生成部１６は、図８に示すように、論理ゲート回路よりなる基本タイミング生成部３１、出力先切替部３２、及び遅延回路３３を備え、ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号に基づいて、進角量が０°〜１２０°まで変更可能な通電タイミングを生成できるように構成されている。本実施形態のモータ１０では、その構成による電機子反作用の影響等から必要進角量の最大値が例えば８０°であり、駆動タイミング生成部１６は、１２０°進角通電タイミングから遅延カウント動作にて進角調整した通電タイミングを生成している。

ここで、仮に、ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号に基づいて図２にて示す正規通電タイミングを生成する論理ゲート回路３１ｘの構成を図４に示し、図３にその真理値表を示す。

論理ゲート回路３１ｘは、６個のＡＮＤ回路４１〜４６を有しており、ＡＮＤ回路４１の一方の入力端子には反転回路４７を介してホール素子Ｈｕからの検出信号が入力され、他方の入力端子にはホール素子Ｈｗからの検出信号が入力される。つまり、同ＡＮＤ回路４１には、ホール素子Ｈｕからの反転検出信号とホール素子Ｈｗからの検出信号とが入力され、出力信号がＦＥＴ１ｕ（ＦＥＴ−Ｕ上）に出力される。

ＡＮＤ回路４２の一方の入力端子にはホール素子Ｈｕからの検出信号が入力され、他方の入力端子には反転回路４９を介してホール素子Ｈｗからの検出信号が入力される。つまり、同ＡＮＤ回路４２には、ホール素子Ｈｕからの検出信号とホール素子Ｈｗからの反転検出信号とが入力され、出力信号がＦＥＴ２ｕ（ＦＥＴ−Ｕ下）に出力される。

ＡＮＤ回路４３の一方の入力端子にはホール素子Ｈｖからの検出信号が入力され、他方の入力端子には反転回路４９を介してホール素子Ｈｗからの検出信号が入力される。つまり、同ＡＮＤ回路４３には、ホール素子Ｈｖからの検出信号とホール素子Ｈｗからの反転検出信号とが入力され、出力信号がＦＥＴ１ｖ（ＦＥＴ−Ｖ上）に出力される。

ＡＮＤ回路４４の一方の入力端子には反転回路４８を介してホール素子Ｈｖからの検出信号が入力され、他方の入力端子にはホール素子Ｈｗからの検出信号が入力される。つまり、同ＡＮＤ回路４４には、ホール素子Ｈｖからの反転検出信号とホール素子Ｈｗからの検出信号とが入力され、出力信号がＦＥＴ２ｖ（ＦＥＴ−Ｖ下）に出力される。

ＡＮＤ回路４５の一方の入力端子にはホール素子Ｈｕからの検出信号が入力され、他方の入力端子には反転回路４８を介してホール素子Ｈｖからの検出信号が入力される。つまり、同ＡＮＤ回路４５には、ホール素子Ｈｕからの検出信号とホール素子Ｈｖからの反転検出信号とが入力され、出力信号がＦＥＴ１ｗ（ＦＥＴ−Ｗ上）に出力される。

ＡＮＤ回路４６の一方の入力端子には反転回路４７を介してホール素子Ｈｕからの検出信号が入力され、他方の入力端子にはホール素子Ｈｖからの検出信号が入力される。つまり、同ＡＮＤ回路４６には、ホール素子Ｈｕからの反転検出信号とホール素子Ｈｖからの検出信号とが入力され、出力信号がＦＥＴ２ｗ（ＦＥＴ−Ｗ下）に出力される。このようにして、ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号にて正規通電タイミングを生成する論理ゲート回路３１ｘが上記のように構成可能である。

次に、ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号に基づいて図５にて示す１２０°進角通電タイミングを生成する論理ゲート回路３１ｙの構成を図７に示し、図６にその真理値表を示す。

同図７から分かるように、この論理ゲート回路３１ｙは前記論理ゲート回路３１ｘと同一構成であり、ＡＮＤ回路４１の出力信号がＦＥＴ１ｖ（ＦＥＴ−Ｖ上）に、ＡＮＤ回路４２の出力信号がＦＥＴ２ｖ（ＦＥＴ−Ｖ下）に、ＡＮＤ回路４３の出力信号がＦＥＴ１ｗ（ＦＥＴ−Ｗ上）にそれぞれ出力される。また、ＡＮＤ回路４４の出力信号がＦＥＴ２ｗ（ＦＥＴ−Ｗ下）に、ＡＮＤ回路４５の出力信号がＦＥＴ１ｕ（ＦＥＴ−Ｕ上）に、ＡＮＤ回路４６の出力信号がＦＥＴ２ｕ（ＦＥＴ−Ｕ下）にそれぞれ出力される。つまり、同一構成の論理ゲート回路３１ｘ，３１ｙを用い、ＡＮＤ回路４１〜４４の出力信号の出力先を変更するだけで、正規通電タイミングと、１２０°進角通電タイミングとが生成可能である。

これを踏まえ、本実施形態の駆動タイミング生成部１６は、図８に示すように、基本タイミング生成部３１に上記した図４又は図７の論理ゲート回路３１ｘ（３１ｙ）が用いられ、該基本タイミング生成部３１を構成するＡＮＤ回路４１〜４６の出力信号の出力先が出力先切替部３２にて切り替えるように構成されている。出力先切替部３２は、１２個のＡＮＤ回路５１ａ，５１ｂ〜５６ａ，５６ｂと、６個のＯＲ回路（オア回路）６１〜６６とを有している。

出力先切替部３２のＡＮＤ回路５１ａの一方の入力端子には基本タイミング生成部３１のＡＮＤ回路４１の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号が入力される。ＡＮＤ回路５１ａの出力信号はＯＲ回路６１の一方の入力端子に入力される。また、ＡＮＤ回路５１ｂの一方の入力端子にはＡＮＤ回路４５の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号の反転信号が入力される。ＡＮＤ回路５１ｂの出力信号は遅延回路３３を介してＯＲ回路６１の他方の入力端子に入力される。そして、ＯＲ回路６１は、その出力信号をＦＥＴ１ｕ（ＦＥＴ−Ｕ上）に出力する。

ＡＮＤ回路５２ａの一方の入力端子にはＡＮＤ回路４２の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号が入力される。ＡＮＤ回路５２ａの出力信号はＯＲ回路６２の一方の入力端子に入力される。また、ＡＮＤ回路５２ｂの一方の入力端子にはＡＮＤ回路４６の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号の反転信号が入力される。ＡＮＤ回路５２ｂの出力信号は遅延回路３３を介してＯＲ回路６２の他方の入力端子に入力される。そして、ＯＲ回路６２は、その出力信号をＦＥＴ２ｕ（ＦＥＴ−Ｕ下）に出力する。

ＡＮＤ回路５３ａの一方の入力端子にはＡＮＤ回路４３の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号が入力される。ＡＮＤ回路５３ａの出力信号はＯＲ回路６３の一方の入力端子に入力される。また、ＡＮＤ回路５３ｂの一方の入力端子にはＡＮＤ回路４１の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号の反転信号が入力される。ＡＮＤ回路５３ｂの出力信号は遅延回路３３を介してＯＲ回路６３の他方の入力端子に入力される。そして、ＯＲ回路６３は、その出力信号をＦＥＴ１ｖ（ＦＥＴ−Ｖ上）に出力する。

ＡＮＤ回路５４ａの一方の入力端子にはＡＮＤ回路４４の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号が入力される。ＡＮＤ回路５４ａの出力信号はＯＲ回路６４の一方の入力端子に入力される。また、ＡＮＤ回路５４ｂの一方の入力端子にはＡＮＤ回路４２の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号の反転信号が入力される。ＡＮＤ回路５４ｂの出力信号は遅延回路３３を介してＯＲ回路６４の他方の入力端子に入力される。そして、ＯＲ回路６４は、その出力信号をＦＥＴ２ｖ（ＦＥＴ−Ｖ下）に出力する。

ＡＮＤ回路５５ａの一方の入力端子にはＡＮＤ回路４５の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号が入力される。ＡＮＤ回路５５ａの出力信号はＯＲ回路６５の一方の入力端子に入力される。また、ＡＮＤ回路５５ｂの一方の入力端子にはＡＮＤ回路４３の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号の反転信号が入力される。ＡＮＤ回路５５ｂの出力信号は遅延回路３３を介してＯＲ回路６５の他方の入力端子に入力される。そして、ＯＲ回路６５は、その出力信号をＦＥＴ１ｗ（ＦＥＴ−Ｗ上）に出力する。

ＡＮＤ回路５６ａの一方の入力端子にはＡＮＤ回路４６の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号が入力される。ＡＮＤ回路５６ａの出力信号はＯＲ回路６６の一方の入力端子に入力される。また、ＡＮＤ回路５６ｂの一方の入力端子にはＡＮＤ回路４４の出力信号が入力され、他方の入力端子には制御部１７から出力される切替信号の反転信号が入力される。ＡＮＤ回路５６ｂの出力信号は遅延回路３３を介してＯＲ回路６６の他方の入力端子に入力される。そして、ＯＲ回路６６は、その出力信号をＦＥＴ２ｗ（ＦＥＴ−Ｗ下）に出力する。

このような構成の駆動タイミング生成部１６に対して切替信号を出力する制御部１７は、ロータ１０ａの回転速度が所定回転速度未満（例えば８００［ｒｐｍ］）の低速域では正規通電タイミングを用いるべくその切替信号をＨレベル、それ以上の回転速度域においては１２０°進角通電タイミングを用いるべくその切替信号をＬレベルに切り替える。

そして、制御部１７からの切替信号がＨレベルのとき、駆動タイミング生成部１６では、基本タイミング生成部３１のＡＮＤ回路４１〜４６の出力信号がＡＮＤ回路５１ａ〜５６ａ側を介して後段に出力されることから、ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号から生成した基本タイミングが正規通電タイミングとされた駆動制御信号（図２参照）がＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗのゲートに出力される。

これに対し、制御部１７からの切替信号がＬレベルのとき、駆動タイミング生成部１６では、基本タイミング生成部３１のＡＮＤ回路４１〜４６の出力信号がＡＮＤ回路５１ｂ〜５６ｂ側を介して後段に出力されることから、ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号から生成した基本タイミングが１２０°進角通電タイミングとされた駆動制御信号（図５参照）が生成される。そして、この１２０°進角通電タイミングの駆動制御信号が遅延回路３３の遅延カウント動作による０°〜１２０°の進角調整を経てＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗのゲートに出力される。

本実施形態の進角調整（遅延調整）においては、モータ１０のロータ１０ａの回転速度に加え、モータ１０のコイル１０ｕ，１０ｖ，１０ｗに印加する印加電圧に基づいてその調整が行われている。これは、進角量がロータ１０ａの回転速度に応じて変化するのに加え、モータ１０への印加電圧、即ちモータ１０の負荷状態に応じても変化することを考慮し、該負荷状態に応じても進角量の調整が行われる。因みに、モータ１０への印加電圧は、ＰＷＭ制御のデューティと直流電源Ｅの電源電圧とから算出している。

次に、本実施形態の制御回路１５が行う回転制御を図１０（ａ）に示す処理フローを用いて説明する。
エアコンＥＣＵらの起動指令信号の入力に基づいて、先ずステップＳ１では、モータ１０への通電が開始され、該モータ１０の回転駆動が開始される。この起動時においては、制御部１７からの切替信号はＨレベルとなっており、図８に示す駆動タイミング生成部１６ではホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号から正規通電タイミングの駆動制御信号が生成され、インバータ回路１２のＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗに出力される。ＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗは正規通電タイミングの駆動制御信号に基づいてオンオフし、モータ１０に駆動電力が供給される。

ステップＳ２では、起動時に行われるＰＷＭ生成部１９のソフトスタート制御により、正規通電タイミングの駆動制御信号のデューティが小から次第に大きくされてモータ１０への駆動電力が次第に増加され、ロータ１０ａの回転速度を次第に上昇させる。

ステップＳ３では、ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号に基づいて動作する制御部１７内の周期カウンタにて得られるロータ１０ａの回転速度からロータ１０ａが所定回転速度（例えば８００［ｒｐｍ］）に到達したか否かが判定される。これは即ち、現状の正規通電タイミングから１２０°進角通電タイミングに切り替えた場合に、ロータ１０ａの回転速度が遅すぎて遅延回路３３の遅延カウンタがオーバフローするオーバフロー区間か否かが判定される。ロータ１０ａの回転速度が所定回転速度未満の場合、その回転速度が所定回転速度以上となるまでステップＳ２，Ｓ３が繰り返される。そして、ロータ１０ａの回転速度が所定回転速度以上になると、１２０°進角通電タイミングで遅延カウンタがオーバフローしないで正常に動作するとして、ステップＳ４に進む。

ステップＳ４では、ステップＳ６での１２０°進角通電タイミングへの切り替えに備え、ロータ１０ａの現在の回転速度を反映する制御部１７内の周期カウンタから１２０°進角通電タイミングに対する遅延量が生成される。正規通電タイミングからの切り替わり直後は、１２０°進角通電タイミングに対して遅延量が１２０°に設定、即ち進角量が０°に調整される。この通電タイミングの切り替わり直後は、遅延量を最大の１２０°に設定し、１２０°進角通電タイミングに対する１２０°の遅延、即ち正規通電タイミングと同等のタイミングに設定することで、正規通電タイミングから１２０°進角通電タイミングへの切り替え時の通電タイミングにズレが生じないようにしている。

ステップＳ５では、同じくステップＳ６での１２０°進角通電タイミングへの切り替えに備え、ステップＳ４で生成された１２０°進角通電タイミングに対する１２０°の遅延量が遅延回路３３の遅延カウンタのカウント値としてセット（反映）される。

ステップＳ６では、図８に示す駆動タイミング生成部１６に入力される切替信号がＨレベルからＬレベルに切り替えられて正規通電タイミングから１２０°進角通電タイミングに切り替えられ、ロータ１０ａの現在の回転状態に応じて進角調整がなされた進角通電タイミングの駆動制御信号にてインバータ回路１２のＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗがオンオフされるようになる。

ステップＳ７では、回転速度、駆動電流、印加電圧等、モータ情報が取得される。
ステップＳ８では、取得したモータ情報から必要進角であるか否かが判定、即ち進角量が現状の回転状態に合致しているかが判定される。進角量が現状の回転状態に合致していると判定した場合は、ステップＳ９にて進角量変更なしとしてステップＳ１１に進み、進角量が現状の回転状態に合致していないと判定した場合は、ステップＳ１０にて遅角量が変更される。

ここで、１２０°進角通電タイミングへの切り替え直後は、進角量が０°、即ち１２０°進角通電タイミングに対する遅延量が１２０°に設定されるが、図９（ａ）に示すように、ロータ１０ａの回転速度の上昇に伴って進角量が０°から次第に大きくなるように、１２０°進角通電タイミングに対する遅延量が１２０°から次第に小さく設定される。

また、進角量は、図１１に示すように、同じ回転速度であってもモータ１０の負荷状態に応じて異なるものとなっている。同図１１では、モータ１０の負荷状態が最大負荷（図中、実線）の場合と、最小負荷（図中、一点鎖線）の場合とにおける回転速度と進角量との相関が示されている。この最大負荷及び最小負荷は、モータ１０が搭載されるシステム、本実施形態では車両用空調装置の送風用モータとして通常使用される範囲での最大値及び最小値である。ロータ１０ａの回転速度に対する進角量は、最大負荷と最小負荷との両者とも回転速度の上昇に伴って直線的に増加するが、負荷が大きいほどその増加度合いが大きい。つまり、同じ回転速度において、最大負荷の方が最小負荷よりも進角量が大きくなる。尚、最大負荷時における回転速度に対する進角値は、例えば４０００ｒｐｍの所定回転速度以上で８０°の最大値となって頭打ちとなっている。

このようなことから、例えばモータ１０の負荷状態が見込みよりも低負荷だった場合、予め準備していた相関マップで進角量を設定すると、過進角（進角し過ぎ）に設定されることとなり、モータ効率の向上や騒音・振動の低減効果が十分に得られず、場合によってはこれらが悪化する虞がある。逆に、モータ１０の負荷状態が見込みよりも高負荷だった場合、予め準備していた相関マップで進角量を設定すると、進角不足に設定されることとなり、同様な問題が生じる虞がある。

これを踏まえ、本実施形態では、図１１のようなモータ１０の負荷状態に応じた回転速度と進角量との相関マップが備えられ、制御部１７はその相関マップを参照してモータ１０の各負荷状態での回転速度に対する進角量の設定が行われる。尚、本実施形態で用いる相関マップは、最大負荷時及び最小負荷時のみのものであり、その間の負荷状態においては後述の最大負荷及び最小負荷間の割合から算出するようになっている。

図１２には、モータ１０の負荷状態が最大負荷時と最小負荷時とにおけるロータ１０ａの回転速度とモータ１０への印加電圧との相関が示されており、各負荷状態での回転速度に対する印加電圧は、図１１の回転速度と進角量との相関と同様の相関があるものである。本実施形態では、図１２のようなモータ１０の負荷状態に応じた回転速度と印加電圧との相関マップが備えられ、制御部１７はその相関マップを参照してモータ１０の印加電圧から負荷の算出を行っている。

例えば、ロータ１０ａを回転速度ｒ１で回転させる際のモータ１０への印加電圧は、最大負荷時ではｖ１、最小負荷時ではｖ２となっており、モータ１０の印加電圧（ＰＷＭ制御のデューティと直流電源Ｅの電源電圧とから算出）がｖｘとなる現状でのモータ１０の負荷状態がそのｖ１，ｖ２を用いて算出される。現状でのモータ１０の印加電圧ｖｘは、最大負荷時の印加電圧ｖ１から割合ａだけ減じた点Ｐ１、若しくは最小負荷時の印加電圧ｖ２から割合ｂだけ増加した点Ｐ１であり、その最大負荷又は最小負荷から現状の負荷が算出される。尚、モータ１０の印加電圧がｖ１，ｖ２間の範囲を超える場合、外乱等が作用したシステム上のイレギュラーであるため、最大・最小印加電圧のｖ１，ｖ２を用いて算出される。

そして、現状システムでのモータ１０の負荷（点Ｐ１）が算出されると、図１１の相関マップから回転速度ｒ１における最大負荷又は最小負荷からの割合ａ，ｂに基づいて進角量θｘが算出され、１２０°進角通電タイミングに対する遅延量が算出されるようになっている。

ステップＳ１１では、ステップＳ９，Ｓ１０での遅延量の前記遅延カウンタへの反映がなされ、現状の回転状態に合致した進角通電タイミングの進角量に調整され、そして、ステップＳ７〜Ｓ１１が繰り返されることにより、その時々の回転状態に合致した進角通電タイミングに調整される。

つまり、上記のステップＳ１〜Ｓ１１に従って回転制御がなされる本実施形態では、図９（ａ）に示すように、起動直後の極めて低速な期間では正規通電タイミング（進角ゼロ）による回転制御が行われ、進角通電タイミングの遅延カウンタがオーバフローしない回転速度に上昇してから該進角通電タイミングによる回転制御に切り替わるようになっている。そのため、図９（ｂ）に示すように、全期間で進角通電タイミングによる回転制御を行う従来のように、起動直後の極めて低速な期間において遅延カウンタがオーバフローして進角通電タイミングに対する的確な遅延が行えず、これにより最適なタイミングで通電できないことからモータ効率が低下したり騒音・振動が増大するという問題の発生が本実施形態では抑えられる。従って、本実施形態では、起動直後の極めて低速な期間からでもモータ１０の回転駆動が安定するものとなる。

また、進角通電タイミングによる回転制御時には、モータ１０の負荷状態に応じて過進角や進角不足とならないように進角量の適正化が図られるため、制御が進角通電タイミングに切り替わる回転速度域においてもモータ効率の向上や騒音・振動の低減効果が十分に得られ、この速度域においてもモータ１０の回転駆動が安定するものとなる。特に本実施形態のように車両用空調装置の送風用モータとして用いられる場合、搭載する車両の車格に応じて送風量が異なり、モータ１０にかかる負荷状態も異なるため、車両用空調装置に適用する意義は大きい。

次に、本実施形態の特徴的な作用効果を記載する。
（１）本実施形態では、駆動タイミング生成部１６は、ロータ１０ａの回転位置（ホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号）に基づく正規通電タイミングと、１２０°進角通電タイミングとを生成し、制御部１７は、モータ１０の負荷状態（印加電圧）及びロータ１０ａの回転速度に応じた進角量（１２０°進角通電タイミングに対する遅延量）を算出している。そして、制御部１７により、ロータ１０ａの回転速度が所定回転速度未満の時には、正規通電タイミングによる回転制御が実施され、ロータ１０ａの回転速度が所定回転速度以上になると、遅延量反映後の進角通電タイミングによる回転制御に切り替えられる。即ち、起動直後の極めて低速な期間では、ロータ１０ａの回転速度に応じた遅延量に基づいて遅延カウンタを動作させて進角通電タイミングの進角量を調整する進角制御が不向きなため、ロータ１０ａの回転速度が所定回転速度未満の低速回転時に、ロータ１０ａの回転位置に基づいて容易に生成できる正規通電タイミング及びその正規通電タイミングによる回転制御を選択するだけの簡単な制御で、モータ効率の低下や、騒音・振動の増大という問題の発生が抑えられ、起動直後の極めて低速な期間からでもモータ１０の回転駆動を安定化することができる。また、進角通電タイミングによる回転制御時には、モータ１０の負荷状態に応じて過進角や進角不足とならないように進角量の適正化が図られるため、制御が進角通電タイミングに切り替わる回転速度域においてもモータ効率の向上や騒音・振動の低減効果が十分に得られ、この速度域においてもモータ１０の回転駆動を安定化することができ、低速域を含む全速度域に亘ってモータ１０の回転駆動の安定化を図ることができる。

（２）本実施形態では、制御部１７は、モータ１０の最大負荷時及び最小負荷時の進角量（１２０°進角通電タイミングに対する遅延量）に基づいて、現状でのモータ１０の負荷状態における進角量（１２０°進角通電タイミングに対する遅延量）を算出している。つまり、モータ１０の負荷状態が任意であってもその場合の進角量（１２０°進角通電タイミングに対する遅延量）が最大又は最小負荷時から算出できるため、参照するマップ等を最大及び最小負荷時のみ保持するだけで済む。これにより、マップ等を保持する記憶手段に小容量のものを使用でき、制御回路１５の回路規模の縮小や低コスト化に寄与することができる。

（３）本実施形態では、制御部１７は、モータ１０への印加電圧に基づいてモータ１０の負荷状態を検出している。つまり、モータ１０の印加電圧と負荷状態とに相関があることから、モータ１０への印加電圧を検出することで、容易にモータ１０の負荷状態を検出することができる。また本実施形態では、モータ１０の印加電圧の検出をＰＷＭ制御のデューティと直流電源Ｅの電源電圧とから算出しているため、電圧センサを必要としない。

（４）本実施形態では、駆動タイミング生成部１６は、ロータ１０ａの回転位置に基づく基本タイミングを生成する基本タイミング生成部３１と、その基本タイミングを正規通電タイミングとする一方で、その基本タイミングを進角通電タイミングとすべく三相ステータコイル１０ｕ，１０ｖ，１０ｗの通電対象（ＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗの出力先）を切り替える出力先切替部３２とが備えられてなる。つまり、駆動タイミング生成部１６では、基本タイミングを生成する基本タイミング生成部３１が共通化され、基本タイミングに基づく通電タイミングの通電対象の切り替えにより正規及び進角通電タイミングが生成される。このような基本タイミング生成部３１及び出力先切替部３２にて、駆動タイミング生成部１６を簡素に構成することができる。

（５）本実施形態では、駆動タイミング生成部１６は、６０°毎の進角通電タイミングの内で本実施形態のモータ１０の必要進角量８０°より大で且つ最小角である１２０°進角通電タイミングを生成すべく構成されている。つまり、三相ステータコイル１０ｕ，１０ｖ，１０ｗへの通電は各相１２０°間隔でホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号も各相１２０°毎であるため、この検出信号から進角量が１２０°進角通電タイミングは生成し易い。また、モータ１０の必要進角量８０°より大で且つ最小角の進角通電タイミングが用いられることから、進角調整を行う際に生成される遅延量の値が大きくなるのが防止される。そのため、遅延量を反映する遅延カウンタに小さなものを用いることが可能となり、制御回路１５の回路規模の縮小や低コスト化に寄与することができる。また、遅延量の増大により通電タイミングの誤差が増大することから、遅延量の値が小さく抑えられることで進角制御を高精度で実施することができる。

尚、本発明の実施形態は、以下のように変更してもよい。
・上記実施形態では、モータ１０の印加電圧の検出をＰＷＭ制御のデューティと直流電源Ｅの電源電圧とから算出したが、電圧センサを別途設けて電源電圧を検出し、その検出した電源電圧値を用いてもよい。また、モータ１０の印加電圧からモータ１０の負荷状態を検出したが、印加電圧以外のパラメータでモータ１０の負荷状態を検出するようにしてもよい。

・上記実施形態では、図１１及び図１２の相関マップは最大負荷時及び最小負荷時の２つをマップのみを用意し、その間の負荷に対しては最大・最小負荷時から算出するようにしたが、最大負荷時及び最小負荷時のいずれか一方でもよい。また、最大・最小でなく所定負荷時のマップを用意し、他の負荷に対してはそのマップから算出するようにしてもよい。

・上記実施形態では、ステップＳ６における正規通電タイミングから進角通電タイミングへの切り替え時について特に言及しなかったが、モータ１０（コイル１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ）への通電を一旦停止させてその切り替えを行うようにしてもよい。

即ち、図１０（ｂ）に示すように、進角通電タイミングへの切り替えを行うステップＳ６の前に、モータ１０への通電を一旦オフするステップＳ１２を挿入し、そのステップＳ６の後に、モータ１０への通電を再開するステップＳ１３を挿入する。このようにすれば、モータ１０への通電中に正規通電タイミングから進角通電タイミングに切り替えると、両者の通電タイミングが混在する等して回転制御に誤動作が生じる虞があるため、モータ１０への通電を一旦停止させてその切り替えを行うことで、その事態を未然に防止することができる。

・上記実施形態では、駆動タイミング生成部１６は、正規通電タイミングと１２０°進角通電タイミングとを生成するように構成されたが、必要進角量（モータの構成により異なる）より大であれば、進角通電タイミングのその進角量を適宜変更してもよい。この場合、６０°毎（６０°、１８０°、２４０°、３００°）の進角通電タイミングが望ましい。

例えば、正規通電タイミングと１８０°進角通電タイミングとを生成する駆動タイミング生成部１６Ａの構成例を図１４に示し、図１３は１８０°進角通電タイミングの真理値表である。

駆動タイミング生成部１６Ａは、基本タイミング生成部３１（図４の論理ゲート回路３１ｘ）におけるホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号の入力を、それぞれＥＸ−ＮＯＲ回路７１〜７３を介して行うように構成され、ＥＸ−ＮＯＲ回路７１〜７３のもう一方の入力端子には切替信号が入力される。切替信号がＬレベルの時には、基本タイミング生成部３１にホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号がそのままの論理で入力され、基本タイミング生成部３１の出力回路であるＡＮＤ回路４１〜４６からは正規通電タイミングの出力信号が出力される。これに対し、切替信号がＨレベルになると、基本タイミング生成部３１にホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗからの検出信号の反転信号が入力され、基本タイミング生成部３１の出力回路であるＡＮＤ回路４１〜４６からは１８０°進角通電タイミングの出力信号が出力される。そして、正規通電タイミングと１８０°進角通電タイミングの出力信号にてＦＥＴ１ｕ，２ｕ，１ｖ，２ｖ，１ｗ，２ｗのオンオフ制御を実施する。

このような構成の駆動タイミング生成部１６Ａを、必要進角量が８０°の上記実施形態のモータ１０に用いてもよい。この駆動タイミング生成部１６Ａは使用ゲート数を少なく構成できるため、制御回路１５の回路規模の縮小に寄与することができる。

また、進角量が１２０°と１８０°以外の６０°、２４０°、３００°進角通電タイミングについては、前記基本タイミング生成部３１を用いるとともに、その入出力にＡＮＤ回路やＯＲ回路、ＥＸ−ＮＯＲ回路等の論理ゲートの組み合わせによる回路を適宜構成することで、容易に構成可能である。

・上記実施形態では、回転センサとして３個のホール素子Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗを用いて構成したが、センサの数はこれに限らず、例えば２個や１個で構成したものであってもよい。また、回転センサはホール素子以外の磁気センサを用いてもよく、更には磁気センサ以外のセンサで構成したものであってもよい。

・上記実施形態では、車両用空調装置の送風用モータとして用いられるブラシレスモータ１０に適用したが、この使用用途以外のブラシレスモータに適用してもよい。
次に、上記実施形態及び別例から把握できる技術的思想を以下に追記する。

（イ） 請求項１〜３のいずれか１項に記載のブラシレスモータ制御装置において、
前記制御切替手段は、前記正規通電タイミングから前記進角通電タイミングへの切り替え時に、前記モータへの通電を一旦停止させてその切り替えを行うことを特徴とするブラシレスモータ制御装置。

この構成では、制御切替手段では、正規通電タイミングから進角通電タイミングへの切り替え時に、モータへの通電を一旦停止させてその切り替えが行われる。つまり、モータへの通電中に正規通電タイミングから進角通電タイミングに切り替えると、両者の通電タイミングが混在する等して回転制御に誤動作が生じる虞があるため、モータへの通電を一旦停止させてその切り替えを行うことで、その事態を未然に防止できる。

（ロ） 請求項１〜３及び上記（イ）のいずれか１項に記載のブラシレスモータ制御装置において、
前記正規タイミング生成手段及び前記進角タイミング生成手段は、
前記ロータの回転位置に基づく基本タイミングを生成する基本タイミング生成手段と、
前記基本タイミング生成手段にて生成した前記基本タイミングを前記正規通電タイミングとする一方、前記基本タイミングを前記進角通電タイミングとすべく前記三相ステータコイルの通電対象を切り替えるように構成されて前記制御切替手段によりその切り替えがなされる通電先切替手段と
を備えてなることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。

この構成では、正規及び進角タイミング生成手段は、基本タイミング生成手段及び通電先切替手段が備えられてなり、基本タイミング生成手段では、ロータの回転位置に基づく基本タイミングが生成され、通電先切替手段では、その基本タイミングを正規通電タイミングとする一方で、その基本タイミングを進角通電タイミングとすべく三相ステータコイルの通電対象が切り替えられる。つまり、正規及び進角タイミング生成手段では、基本タイミングを生成する部分が共通化され、基本タイミングに基づく通電タイミングの通電対象の切り替えにより正規及び進角通電タイミングが生成可能である。このような基本タイミング生成手段及び通電先切替手段にて、正規及び進角タイミング生成手段を簡素に構成できる。

（ハ） 請求項１〜３及び上記（イ）（ロ）のいずれか１項に記載のブラシレスモータ制御装置において、
前記進角タイミング生成手段は、６０°毎の進角通電タイミングの内で前記モータの必要進角量より大で且つ最小角の進角通電タイミングを生成するように構成されていることを特徴とするブラシレスモータ制御装置。

この構成では、進角タイミング生成手段では、６０°毎の進角通電タイミングの内でモータの必要進角量より大で且つ最小角の進角通電タイミングが生成される。つまり、三相ステータコイルへの通電は各相１２０°間隔で回転センサからの検出信号も各相１２０°毎であるため、この検出信号から進角量が６０°毎の進角通電タイミングは生成し易い。また、その中でもモータの必要進角量より大で且つ最小角の進角通電タイミングが用いられることから、進角調整を行う際に生成される遅延量の値が大きくなるのが防止される。そのため、遅延量を反映する遅延カウンタに小さなものを用いることが可能となり、回路規模の縮小や低コスト化に寄与できる。また、遅延量の増大により通電タイミングの誤差が増大することから、遅延量の値が小さく抑えられることで進角制御を高精度で実施可能となる。

（ニ） 請求項１〜３及び上記（イ）〜（ロ）のいずれか１項に記載の制御装置を一体に備えてなることを特徴とするブラシレスモータ。
この構成では、簡単な制御で回転駆動の一層の安定化が可能なブラシレスモータを提供できる。

１０…ブラシレスモータ、１０ａ…ロータ、１０ｕ，１０ｖ，１０ｗ…ステータコイル、１１…制御装置、１６，１６Ａ…駆動タイミング生成部（正規タイミング生成手段、進角タイミング生成手段）、１７…制御部（進角タイミング生成手段、負荷状態検出手段、制御切替手段）、３１…基本タイミング生成部（基本タイミング生成手段）、３２…出力先切替部（通電先切替手段）、Ｈｕ，Ｈｖ，Ｈｗ…ホール素子（回転センサ）。

Claims (4)

1. 回転センサからの検出信号に基づいてロータの回転位置及び回転速度を検出し、検出したロータの回転位置及び回転速度に基づいて三相ステータコイルへの通電タイミングとその進角量とを決定してブラシレスモータの回転制御を行うブラシレスモータ制御装置であって、
   前記モータの負荷状態を検出する負荷状態検出手段と、
   前記ロータの回転位置に基づく正規通電タイミングを生成する正規タイミング生成手段と、
   前記ロータの回転位置に基づく所定進角量の進角通電タイミングを生成するとともに、検出した前記モータの負荷状態及び前記ロータの回転速度に応じた前記進角通電タイミングの遅延量を生成し、その遅延量を反映した前記進角通電タイミングを生成する進角タイミング生成手段と、
   前記ロータの回転速度が所定回転速度未満の時には、前記正規タイミング生成手段にて生成した前記正規通電タイミングによる回転制御を実施し、前記ロータの回転速度が所定回転速度以上になると、前記進角タイミング生成手段にて生成した前記遅延量反映後の進角通電タイミングによる回転制御に切り替える制御切替手段と
   を備えたことを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のブラシレスモータ制御装置において、
   前記進角タイミング生成手段は、前記モータの最大負荷時又は最小負荷時の遅延量に基づいて、検出した現状での前記モータの負荷状態における前記遅延量を算出することを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
3. 請求項１又は２に記載のブラシレスモータ制御装置において、
   前記負荷状態検出手段は、前記モータへの印加電圧に基づいて前記モータの負荷状態を検出することを特徴とするブラシレスモータ制御装置。
4. ロータの回転位置及び回転速度を検出し、検出したロータの回転位置及び回転速度に基づいて三相ステータコイルへの通電タイミングとその進角量とを決定してブラシレスモータの回転制御を行うブラシレスモータ制御方法であって、
   前記ロータの回転速度が所定回転速度未満の時には、前記ロータの回転位置に基づいて生成した正規通電タイミングによる回転制御を実施し、
   前記ロータの回転速度が所定回転速度以上になると、前記ロータの回転位置に基づく所定進角量の進角通電タイミングに対して、前記モータの負荷状態及び前記ロータの回転速度に応じた前記進角通電タイミングの遅延量を生成し、その遅延量を反映した進角通電タイミングによる回転制御に切り替えるようにしたことを特徴とするブラシレスモータ制御方法。

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