JP5087411B2 - モータ駆動装置 - Google Patents
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本発明はモータ駆動装置に関し、３相モータコイルと永久磁石で構成されたブラシレスモータの中でも、特に、回転子位置を測定するためのホール素子などの位置センサを必要としない、センサレスモータを駆動するのに好適なものである。
回転子と固定子との間に機械的な接点を持たないブラシレスモータにおいては、ホール素子などの位置センサによって回転子の位置（回転角度）を測定し、それに従った転流（モータコイルに通電する駆動電流の電流量や極性を変更すること）を行うことによってモータを駆動している。この位置センサを省くことによりコストダウンや小型化などを図ったのがセンサレスモータである。
センサレスモータでは、回転中のモータコイルに発生する逆起電圧を利用することで位置センサによらずに回転子の位置を推測し、転流を行う。
センサレスモータでは、回転中のモータコイルに発生する逆起電圧を利用することで位置センサによらずに回転子の位置を推測し、転流を行う。
例えば、特許文献１の方法では、各相コイルの端子電圧を基準電圧と比較することにより逆起電圧の変化を検出し、さらに時間遅延（位相調整）を施したものに従って転流を行っている。ところが、モータが停止している状態ではその逆起電圧が発生しない。そこで、停止中のモータを駆動する際には、まず回転子の位置とは無関係にモータコイルに電流を通電する強制転流（同期運転・他励運転などとも呼ばれる）を行い、逆起電圧が検出される回転数にまでモータを強制的に加速し、然る後に逆起電圧による位置検出を行った駆動に切り替えるという手順がとられる。
ここで、３相モータコイルに通電する方法として広く利用されているものに、図１１のようにコイルに矩形波状の電流を流す１２０°矩形波駆動方式と、図１２のように正弦波状の電流を流す１８０°正弦波駆動方式とがある。なお、図１１及び図１２における電流の正負とは、ドライバからモータコイルへ流出する向きを正、モータコイルからドライバへ流入する向きを負と決めている。例えば、図１２で電気角が９０°の位置においては、ドライバからＵ相コイルへ向けて通電し、その電流がＶ相・Ｗ相コイルの２手に分かれて流れ、ドライバに返ってくるといった具合である。
ここで、３相モータコイルに通電する方法として広く利用されているものに、図１１のようにコイルに矩形波状の電流を流す１２０°矩形波駆動方式と、図１２のように正弦波状の電流を流す１８０°正弦波駆動方式とがある。なお、図１１及び図１２における電流の正負とは、ドライバからモータコイルへ流出する向きを正、モータコイルからドライバへ流入する向きを負と決めている。例えば、図１２で電気角が９０°の位置においては、ドライバからＵ相コイルへ向けて通電し、その電流がＶ相・Ｗ相コイルの２手に分かれて流れ、ドライバに返ってくるといった具合である。
１８０°正弦波駆動では電流の急激な変化がないため、１２０°矩形波駆動に比べて振動・騒音の点で優れている。また、１２０°矩形波駆動では通電状態が６パターンしか存在せず、電気角が６０°変化するまでは同一の状態であるのに対して、１８０°正弦波駆動の通電状態は電気角ごとに一意に決定される。通電状態が多いほど、コイルがつくる磁界と永久磁石の磁界とのつりあいの状態の種類が多くなる（ステッピングモータのマイクロステップ駆動に相当）ので、前述の強制転流を行う際には、１８０°正弦波駆動で通電する方がより確実に起動できる。にもかかわらず、強制転流は１２０°矩形波駆動で行われることが多い。これは、回転子の位置とは無関係な強制転流中であるとしても、逆起電圧が検出されるようになるかどうかを常時確認しているためであり、なお且つ１８０°正弦波駆動では逆起電圧を検出することが出来ないからである。逆起電圧の検出は３相コイルのうち非通電状態（開放状態）となっている相で行われるものであり、１８０°正弦波駆動では３相全てが常時通電状態にあるためである。
センサレスモータで１８０°正弦波駆動を行うためには、逆起電圧以外の方法で回転子の位置を推測する必要があり、例えば、特許文献２にあるように、各相コイルの電流を検出し、それをＡ／Ｄ変換して制御部に取り込み、回転子位置を演算して求めるといったものがある。しかし、これでは処理が煩雑になるばかりか、Ａ／Ｄ変換器や演算用のプロセッサが必要になり、センサレス化によるコストメリットが失われてしまう。
特許第２６４２３５７号
特許第３５７７２４５号
センサレスモータで１８０°正弦波駆動を行うためには、逆起電圧以外の方法で回転子の位置を推測する必要があり、例えば、特許文献２にあるように、各相コイルの電流を検出し、それをＡ／Ｄ変換して制御部に取り込み、回転子位置を演算して求めるといったものがある。しかし、これでは処理が煩雑になるばかりか、Ａ／Ｄ変換器や演算用のプロセッサが必要になり、センサレス化によるコストメリットが失われてしまう。
そこで、例えば、強制転流の際に１８０°矩形波駆動を行って確実に起動するが、この間は逆起電圧の検出は行わずに予め指定した時間だけ駆動し、その後、一旦駆動部を完全に停止させモータを空転状態とし、この時点から逆起電圧の検出を始める。空転中は３相コイル全てが非通電状態であるので、どの相からでも逆起電圧の検出を行うことが出来る。このようにして逆起電圧を得て以降は、逆起電圧により回転子位置を検出しながら１２０°矩形波駆動を行うことが考えられる。
しかしながら、このようにモータを故意に空転状態とすることを含む起動シーケンスを実施するにあたっては二つの問題点がある。
一つ目の問題は、空転中のコイル端子でみられる逆起電圧の波形が、１２０°矩形波駆動中の非通電状態のコイル端子でみられるそれとは異なっているため、特許文献１のようなコイル端子電圧と基準電圧とを比較するような方法では逆起電圧が正しく検出できないことである。これについて図１３〜図１７を用いて説明する。
図１３は、一般的なブラシレスモータ駆動回路の駆動部の構成を示した図である。
この図１３に示す駆動部２０は、３つのハイサイドトランジスタ２１Ｕ、２１Ｖ、２１Ｗと、３つのローサイドトランジスタ２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗで構成されている。各トランジスタと並列に接続されているダイオード２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗ、２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗは、還流ダイオード（フリーホイールダイオード）と呼ばれるもので、トランジスタがＯＦＦとなった直後の回生電流を代わりに流すことで、トランジスタの破壊を防ぐ働きをする。プリドライブ回路３０は、駆動部２０の６つのトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを行うことでブラシレスモータ（以下、単に「モータ」と称する）１０のコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗに通電する電流を決定する。
一つ目の問題は、空転中のコイル端子でみられる逆起電圧の波形が、１２０°矩形波駆動中の非通電状態のコイル端子でみられるそれとは異なっているため、特許文献１のようなコイル端子電圧と基準電圧とを比較するような方法では逆起電圧が正しく検出できないことである。これについて図１３〜図１７を用いて説明する。
図１３は、一般的なブラシレスモータ駆動回路の駆動部の構成を示した図である。
この図１３に示す駆動部２０は、３つのハイサイドトランジスタ２１Ｕ、２１Ｖ、２１Ｗと、３つのローサイドトランジスタ２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗで構成されている。各トランジスタと並列に接続されているダイオード２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗ、２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗは、還流ダイオード（フリーホイールダイオード）と呼ばれるもので、トランジスタがＯＦＦとなった直後の回生電流を代わりに流すことで、トランジスタの破壊を防ぐ働きをする。プリドライブ回路３０は、駆動部２０の６つのトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを行うことでブラシレスモータ（以下、単に「モータ」と称する）１０のコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗに通電する電流を決定する。
まずは駆動中、すなわち通電中のコイル端子電圧について説明する。
１２０°矩形波駆動では、図１３のハイサイドトランジスタのうちいずれかひとつと、ローサイドトランジスタのうちいずれかひとつをＯＮ状態として通電する。但し、駆動部２０に貫通電流が流れるような組み合わせ（ハイサイドトランジスタ２１Ｕとローサイドトランジスタ２２Ｕなど）は選ばれない。例えば、ハイサイドトランジスタ２１Ｖとローサイドトランジスタ２２ＷをＯＮとし、他４つをＯＦＦとしたときは、電源→ハイサイドトランジスタ２１Ｖ→Ｖ相コイル１１Ｖ→Ｗ相コイル１１Ｗ→ローサイドトランジスタ２２Ｗ→グラウンドという経路で電流が流れ、Ｕ相コイル１１Ｕが非通電状態となる。図１４は、このときのモータ１０及び駆動部２０の様子を等価的に表した図である。
１２０°矩形波駆動では、図１３のハイサイドトランジスタのうちいずれかひとつと、ローサイドトランジスタのうちいずれかひとつをＯＮ状態として通電する。但し、駆動部２０に貫通電流が流れるような組み合わせ（ハイサイドトランジスタ２１Ｕとローサイドトランジスタ２２Ｕなど）は選ばれない。例えば、ハイサイドトランジスタ２１Ｖとローサイドトランジスタ２２ＷをＯＮとし、他４つをＯＦＦとしたときは、電源→ハイサイドトランジスタ２１Ｖ→Ｖ相コイル１１Ｖ→Ｗ相コイル１１Ｗ→ローサイドトランジスタ２２Ｗ→グラウンドという経路で電流が流れ、Ｕ相コイル１１Ｕが非通電状態となる。図１４は、このときのモータ１０及び駆動部２０の様子を等価的に表した図である。
抵抗Ｒは、コイルの持つ抵抗成分である。なお説明を簡単にするため、コイルのインダクタンス成分は無視する）。コイルには、逆起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗがそれぞれ発生している。３相コイルを互いに接続している中性点の電圧をＶｎとし、中性点と反対側のそれぞれのコイル端子電圧をＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗとする。
Ｖ相コイルは電源と短絡されているので、Ｖｖ＝Ｖｃｃである。Ｗ相コイルはグラウンドと短絡されているので、Ｖｗ＝０である。Ｕ相コイルは開放状態となっている。電源からＶ相コイル及びＷ相コイルを経由してグラウンドに流れている電流をＩとする。
このとき中性点の電圧は、（Ｖｃｃ−Ｅｖ）と（−Ｅｗ）を２本の抵抗Ｒで分圧した形になるので、次のように計算できる。
Ｖｎ＝（Ｖｃｃ−Ｅｖ−Ｅｗ）／２…（式１）
ここで、逆起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは、それぞれ位相が１２０°ずれた正弦波であるので、回転数に比例した値ｋ（ｋ≧０）及び電気角θ（０°≦θ＜３６０°）を用いて次のように表される。
Ｅｕ＝ｋ×ｓｉｎθ
Ｅｖ＝ｋ×ｓｉｎ（θ−１２０°）…（式２）
Ｅｗ＝ｋ×ｓｉｎ（θ＋１２０°）
このとき、三角関数の性質を利用して計算すると次の関係が求まる。
Ｅｖ＋Ｅｗ＝−Ｅｕ…（式３）
（式３）を（式１）に代入すると、次のようになる。
Ｖｎ＝（Ｖｃｃ＋Ｅｕ）／２…（式４）
また、Ｕ相コイルには電流Ｉが流れないため、抵抗成分による電圧降下がないので、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕは次のようになる。
Ｖｕ＝Ｖｎ＋Ｅｕ…（式５）
（式５）に（式４）で表されるＶｎを適用すると、次のように変形できる。
Ｖｕ＝Ｖｃｃ／２＋３／２×Ｅｕ…（式６）
＝（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２＋３／２×Ｅｕ…（式７）
ここではＵ相が開放状態にある場合を示したが、Ｖ相またはＷ相が開放状態であるときも同様となる。
Ｖ相コイルは電源と短絡されているので、Ｖｖ＝Ｖｃｃである。Ｗ相コイルはグラウンドと短絡されているので、Ｖｗ＝０である。Ｕ相コイルは開放状態となっている。電源からＶ相コイル及びＷ相コイルを経由してグラウンドに流れている電流をＩとする。
このとき中性点の電圧は、（Ｖｃｃ−Ｅｖ）と（−Ｅｗ）を２本の抵抗Ｒで分圧した形になるので、次のように計算できる。
Ｖｎ＝（Ｖｃｃ−Ｅｖ−Ｅｗ）／２…（式１）
ここで、逆起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは、それぞれ位相が１２０°ずれた正弦波であるので、回転数に比例した値ｋ（ｋ≧０）及び電気角θ（０°≦θ＜３６０°）を用いて次のように表される。
Ｅｕ＝ｋ×ｓｉｎθ
Ｅｖ＝ｋ×ｓｉｎ（θ−１２０°）…（式２）
Ｅｗ＝ｋ×ｓｉｎ（θ＋１２０°）
このとき、三角関数の性質を利用して計算すると次の関係が求まる。
Ｅｖ＋Ｅｗ＝−Ｅｕ…（式３）
（式３）を（式１）に代入すると、次のようになる。
Ｖｎ＝（Ｖｃｃ＋Ｅｕ）／２…（式４）
また、Ｕ相コイルには電流Ｉが流れないため、抵抗成分による電圧降下がないので、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕは次のようになる。
Ｖｕ＝Ｖｎ＋Ｅｕ…（式５）
（式５）に（式４）で表されるＶｎを適用すると、次のように変形できる。
Ｖｕ＝Ｖｃｃ／２＋３／２×Ｅｕ…（式６）
＝（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２＋３／２×Ｅｕ…（式７）
ここではＵ相が開放状態にある場合を示したが、Ｖ相またはＷ相が開放状態であるときも同様となる。
次に空転中のコイル端子電圧について説明する。
空転中とは即ち、図１３に示した駆動部２０の全てのトランジスタをＯＦＦとした状態のことである。図１５は、このときのモータ１０及び駆動部２０の様子を等価的に表した図である。
図１４と異なる点は、中性点と反対側のコイル端子がいずれの相も還流ダイオード２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗを介してグラウンド（ＧＮＤ）と接続されていることである。
図１５の回路では、電流が流れず抵抗での電圧降下がないので次の関係が成り立っている。
Ｖｎ＝Ｖｕ−Ｅｕ＝Ｖｖ−Ｅｖ＝Ｖｗ−Ｅｗ…（式８）
しかし、還流ダイオード２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗがあるために、（式８）にＶｕ≧０、Ｖｖ≧０、Ｖｗ≧０という条件が加わる。なぜなら、各相のコイル端子電圧が０よりも少しでも低くなろうとすると直ちにダイオードが導通し、コイル端子がグラウンドと短絡されるからである。正しくはダイオードの順方向降下電圧に相当する分だけ０よりも低くなるが、ここでは省略した。従って、コイル端子電圧は場合分けをして考える必要があり、（式８）と（式２）から次のようになる。
Ｖｕ＝０（Ｖｕ＝０のとき）
＝Ｅｕ−Ｅｖ＝√３×ｋ×ｃｏｓ（θ−６０°）（Ｖｖ＝０のとき）…（式９Ｕ）
＝Ｅｕ−Ｅｗ＝−√３×ｋ×ｃｏｓ（θ＋６０°）（Ｖｗ＝０のとき）
Ｖｖ＝Ｅｗ−Ｅｕ＝−√３×ｋ×ｃｏｓ（θ−６０°）（Ｖｕ＝０のとき）
＝０（Ｖｖ＝０のとき）…（式９Ｖ）
＝Ｅｖ−Ｅｗ＝−√３×ｋ×ｃｏｓθ（Ｖｗ＝０のとき）
Ｖｗ＝Ｅｗ−Ｅｕ＝√３×ｋ×ｃｏｓ（θ＋６０°）（Ｖｕ＝０のとき）
＝Ｅｗ−Ｅｖ＝√３×ｋ×ｃｏｓθ（Ｖｖ＝０のとき）…（式９Ｗ）
＝０（Ｖｗ＝０のとき）
空転中とは即ち、図１３に示した駆動部２０の全てのトランジスタをＯＦＦとした状態のことである。図１５は、このときのモータ１０及び駆動部２０の様子を等価的に表した図である。
図１４と異なる点は、中性点と反対側のコイル端子がいずれの相も還流ダイオード２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗを介してグラウンド（ＧＮＤ）と接続されていることである。
図１５の回路では、電流が流れず抵抗での電圧降下がないので次の関係が成り立っている。
Ｖｎ＝Ｖｕ−Ｅｕ＝Ｖｖ−Ｅｖ＝Ｖｗ−Ｅｗ…（式８）
しかし、還流ダイオード２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗがあるために、（式８）にＶｕ≧０、Ｖｖ≧０、Ｖｗ≧０という条件が加わる。なぜなら、各相のコイル端子電圧が０よりも少しでも低くなろうとすると直ちにダイオードが導通し、コイル端子がグラウンドと短絡されるからである。正しくはダイオードの順方向降下電圧に相当する分だけ０よりも低くなるが、ここでは省略した。従って、コイル端子電圧は場合分けをして考える必要があり、（式８）と（式２）から次のようになる。
Ｖｕ＝０（Ｖｕ＝０のとき）
＝Ｅｕ−Ｅｖ＝√３×ｋ×ｃｏｓ（θ−６０°）（Ｖｖ＝０のとき）…（式９Ｕ）
＝Ｅｕ−Ｅｗ＝−√３×ｋ×ｃｏｓ（θ＋６０°）（Ｖｗ＝０のとき）
Ｖｖ＝Ｅｗ−Ｅｕ＝−√３×ｋ×ｃｏｓ（θ−６０°）（Ｖｕ＝０のとき）
＝０（Ｖｖ＝０のとき）…（式９Ｖ）
＝Ｅｖ−Ｅｗ＝−√３×ｋ×ｃｏｓθ（Ｖｗ＝０のとき）
Ｖｗ＝Ｅｗ−Ｅｕ＝√３×ｋ×ｃｏｓ（θ＋６０°）（Ｖｕ＝０のとき）
＝Ｅｗ−Ｅｖ＝√３×ｋ×ｃｏｓθ（Ｖｖ＝０のとき）…（式９Ｗ）
＝０（Ｖｗ＝０のとき）
（式９Ｕ）（式９Ｖ）（式９Ｗ）の場合分けの条件を、電気角θで表現することを考える。
例えば、（式９Ｕ）が意味するのは、２番目の式Ｖｕ＝Ｅｕ−Ｅｖ及び３番目の式Ｖｕ＝Ｅｕ−Ｅｗが両方ともに０よりも小さくなってしまうときは、Ｖｕ＝０とならざるを得ないということである。よって、Ｖｕ＝０となる条件は、ｋ≧０を考慮して、ｃｏｓ（θ−６０°）≦０、且つ、−ｃｏｓ（θ＋６０°）≦０を満たすとき、即ち、電気角θが２１０°≦θ≦３３０°の範囲のときと求まる。同様にして、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝０となるθの範囲を求めて、（式９Ｕ）（式９Ｖ）（式９Ｗ）は次のように書き換えられる。
Ｖｕ＝０（２１０°≦θ＜３３０°）
＝√３×ｋ×ｃｏｓ（θ−６０°）（０°≦θ＜９０°、３３０°≦θ＜３６０°）…（式１０Ｕ）
＝−√３×ｋ×ｃｏｓ（θ＋６０°）（９０°≦θ＜２１０°）
Ｖｖ＝−√３×ｋ×ｃｏｓ（θ−６０°）（２１０°≦θ＜３３０°）
＝０（０°≦θ＜９０°、３３０°≦θ＜３６０°）…（式１０Ｖ）
＝−√３×ｋ×ｃｏｓθ（９０°≦θ＜２１０°）
Ｖｗ＝√３×ｋ×ｃｏｓ（θ＋６０°）（２１０°≦θ＜３３０°）
＝√３×ｋ×ｃｏｓθ（０°≦θ＜９０°、３３０°≦θ＜３６０°）…（式１０Ｗ）
＝０（９０°≦θ＜２１０°）
例えば、（式９Ｕ）が意味するのは、２番目の式Ｖｕ＝Ｅｕ−Ｅｖ及び３番目の式Ｖｕ＝Ｅｕ−Ｅｗが両方ともに０よりも小さくなってしまうときは、Ｖｕ＝０とならざるを得ないということである。よって、Ｖｕ＝０となる条件は、ｋ≧０を考慮して、ｃｏｓ（θ−６０°）≦０、且つ、−ｃｏｓ（θ＋６０°）≦０を満たすとき、即ち、電気角θが２１０°≦θ≦３３０°の範囲のときと求まる。同様にして、Ｖｖ＝０、Ｖｗ＝０となるθの範囲を求めて、（式９Ｕ）（式９Ｖ）（式９Ｗ）は次のように書き換えられる。
Ｖｕ＝０（２１０°≦θ＜３３０°）
＝√３×ｋ×ｃｏｓ（θ−６０°）（０°≦θ＜９０°、３３０°≦θ＜３６０°）…（式１０Ｕ）
＝−√３×ｋ×ｃｏｓ（θ＋６０°）（９０°≦θ＜２１０°）
Ｖｖ＝−√３×ｋ×ｃｏｓ（θ−６０°）（２１０°≦θ＜３３０°）
＝０（０°≦θ＜９０°、３３０°≦θ＜３６０°）…（式１０Ｖ）
＝−√３×ｋ×ｃｏｓθ（９０°≦θ＜２１０°）
Ｖｗ＝√３×ｋ×ｃｏｓ（θ＋６０°）（２１０°≦θ＜３３０°）
＝√３×ｋ×ｃｏｓθ（０°≦θ＜９０°、３３０°≦θ＜３６０°）…（式１０Ｗ）
＝０（９０°≦θ＜２１０°）
このように導出した駆動中及び空転中における電圧波形を図１６、図１７に示す。
図１６は、駆動中のＵ相逆起電圧Ｅｕ（点線）とＵ相コイル端子電圧Ｖｕ（実線）の波形を示した図であり、図１６（ａ）は、（式２）及び（式６）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。また、図１６（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。但し、図１６では全ての電気角θでＶｕが見えるように描いたが、実際に現れるのは非通電状態のときだけである。
図１７は、空転中のＵ相逆起電圧Ｅｕ（点線）とＵ相コイル端子電圧Ｖｕ（実線）の波形を示した図であり、図１７（ａ）は、（式２）及び（式１０Ｕ）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。また、図１７（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。
例えば、逆起電圧Ｅｕの極性が反転する点（以下、「逆起ゼロクロス点」と呼ぶ）である、θ＝０°、１８０°の位置を検出したい場合を考える。
図１６（ａ）（ｂ）を見ると、基準電圧＝Ｖｃｃ／２＝２と決めて、それとコイル端子電圧Ｖｕとを比較すればよいことが分かる。これは（式６）の形からも明らかである。
一方、図１７（ａ）においては基準電圧を約１Ｖに、図１７（ｂ）においては基準電圧を約０．５Ｖに設定する必要があることが分かる。このことはつまり、「コイル端子電圧と基準電圧とを比較する方法で逆起電圧を正しく検出するためには、駆動中と空転中とで基準電圧の値を変更せねばならず、さらに空転中においてはモータ回転数によっても基準電圧の値を変更せねばならない」ということを意味している。以上が、一つ目の問題点である。
図１６は、駆動中のＵ相逆起電圧Ｅｕ（点線）とＵ相コイル端子電圧Ｖｕ（実線）の波形を示した図であり、図１６（ａ）は、（式２）及び（式６）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。また、図１６（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。但し、図１６では全ての電気角θでＶｕが見えるように描いたが、実際に現れるのは非通電状態のときだけである。
図１７は、空転中のＵ相逆起電圧Ｅｕ（点線）とＵ相コイル端子電圧Ｖｕ（実線）の波形を示した図であり、図１７（ａ）は、（式２）及び（式１０Ｕ）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。また、図１７（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。
例えば、逆起電圧Ｅｕの極性が反転する点（以下、「逆起ゼロクロス点」と呼ぶ）である、θ＝０°、１８０°の位置を検出したい場合を考える。
図１６（ａ）（ｂ）を見ると、基準電圧＝Ｖｃｃ／２＝２と決めて、それとコイル端子電圧Ｖｕとを比較すればよいことが分かる。これは（式６）の形からも明らかである。
一方、図１７（ａ）においては基準電圧を約１Ｖに、図１７（ｂ）においては基準電圧を約０．５Ｖに設定する必要があることが分かる。このことはつまり、「コイル端子電圧と基準電圧とを比較する方法で逆起電圧を正しく検出するためには、駆動中と空転中とで基準電圧の値を変更せねばならず、さらに空転中においてはモータ回転数によっても基準電圧の値を変更せねばならない」ということを意味している。以上が、一つ目の問題点である。
二つ目の問題は、空転を開始した直後にコイル端子電圧にノイズが発生するため、逆起電圧が正しく検出できないことである。これについて図１８、図１９を用いて説明する。
１２０°矩形波駆動を行っていると、通電状態にある相を非通電状態に切り替える際にコイル端子電圧にノイズが発生することが知られている。この様子を図１８に示す（１相分のみ）。いま問題としている空転開始直後に発生するノイズもこの相切り替えノイズと発生原因は同じであり、即ち非通電状態とする直前までコイルに流れていた電流を維持しようとする作用によるものである。
１２０°矩形波駆動を行っていると、通電状態にある相を非通電状態に切り替える際にコイル端子電圧にノイズが発生することが知られている。この様子を図１８に示す（１相分のみ）。いま問題としている空転開始直後に発生するノイズもこの相切り替えノイズと発生原因は同じであり、即ち非通電状態とする直前までコイルに流れていた電流を維持しようとする作用によるものである。
次に、図１９（ａ）（ｂ）を用いて、図１８でＶ＝０の方向のノイズが発生するしくみを説明する。
図１９（ａ）は、ハイサイドトランジスタ２１Ｕとローサイドトランジスタ２２ＷをＯＮとして、電源→ハイサイドトランジスタ２１Ｕ→Ｕ相コイル１１Ｕ→Ｗ相コイル１１Ｗ→ローサイドトランジスタ２２Ｗ→グラウンドという経路で電流を流している状態を示した図である。なお、説明に不要なＶ相のコイルとトランジスタは省略してある。このときＵ相コイル１１Ｕは電源と短絡されているのでＶｕ＝Ｖｃｃであり、Ｗ相コイルはグラウンド（ＧＮＤ）と短絡されているのでＶｗ＝０である。
図１９（ａ）は、ハイサイドトランジスタ２１Ｕとローサイドトランジスタ２２ＷをＯＮとして、電源→ハイサイドトランジスタ２１Ｕ→Ｕ相コイル１１Ｕ→Ｗ相コイル１１Ｗ→ローサイドトランジスタ２２Ｗ→グラウンドという経路で電流を流している状態を示した図である。なお、説明に不要なＶ相のコイルとトランジスタは省略してある。このときＵ相コイル１１Ｕは電源と短絡されているのでＶｕ＝Ｖｃｃであり、Ｗ相コイルはグラウンド（ＧＮＤ）と短絡されているのでＶｗ＝０である。
この状態からハイサイドトランジスタ２１ＵをＯＦＦとした直後の状態が図１９（ｂ）であり、直前までコイルに流れていた電流を維持するためにハイサイドトランジスタ２１Ｕの代わりに還流ダイオード２４Ｕが導通し、グラウンド（ＧＮＤ）→還流ダイオード２４Ｕ→Ｕ相コイル１１Ｕ→Ｗ相コイル１１Ｗ→ローサイドトランジスタ２２Ｗ→グラウンドという経路で電流が流れることになる。ハイサイドトランジスタ２１Ｕ及びローサイドトランジスタ２２ＵともにＯＦＦなので、本来ならＵ相コイル端子は開放されて逆起電圧が現れるはずなのだが、ダイオードによりグラウンドと短絡されているためにＶｕ＝０となり（正しくはダイオードの順方向降下電圧に相当する分だけ０よりも低くなる）、結果としてこれがコイル端子電圧Ｖｕに発生するノイズとなってしまう。この状態は、直前まで流れていた電流が流れきって、ダイオードが導通しなくなるまで続くことになる。
このノイズは振幅が大きく、コイル端子電圧と基準電圧を比較することで逆起電圧を検出する方法をとる場合に、必ず誤検出の原因となってしまう。
このノイズは振幅が大きく、コイル端子電圧と基準電圧を比較することで逆起電圧を検出する方法をとる場合に、必ず誤検出の原因となってしまう。
しかし、ノイズの発生する期間は通電状態の相を非通電状態とした後であると分かっているので、該当する期間においては逆起電圧検出を行わないようにして誤検出を防ぐ方法が広く利用されている。
空転させるには駆動部のトランジスタ全てをＯＦＦにするので、前述した内容と同じく、ＯＦＦする直前に流れていた電流を流すためにダイオードが導通し、コイル端子電圧にノイズが発生してしまう。逆起電圧の誤検出を防ぐためには、このノイズも取り除かなければならない。以上が二つ目の問題点である。
本発明の目的は、モータを空転状態にする際に発生する前述の二つの問題を解決したうえで、モータを故意に空転状態とすることを含む起動シーケンスを行うことができるモータ駆動装置を提供することである。
空転させるには駆動部のトランジスタ全てをＯＦＦにするので、前述した内容と同じく、ＯＦＦする直前に流れていた電流を流すためにダイオードが導通し、コイル端子電圧にノイズが発生してしまう。逆起電圧の誤検出を防ぐためには、このノイズも取り除かなければならない。以上が二つ目の問題点である。
本発明の目的は、モータを空転状態にする際に発生する前述の二つの問題を解決したうえで、モータを故意に空転状態とすることを含む起動シーケンスを行うことができるモータ駆動装置を提供することである。
上記目的を達成するため、請求項１に記載の本発明は、３相モータコイルと永久磁石とにより構成されるブラシレスモータを駆動するためのモータ駆動装置であって、前記３相モータコイルに駆動電流を通電して駆動する駆動部と、前記３相モータコイルのうち、ある１相のコイルの端子電圧と、中性点電圧もしくは前記ある１相のコイルを除く他の２相のコイルの端子電圧の平均値とを比較する比較部と、前記比較部による比較結果信号に含まれるノイズを取り除くためのマスク信号を生成するマスク生成部と、前記マスク信号によってマスクされた前記比較結果信号の位相を調整して位置信号を生成する位相調整部と、モータ回転数を検出する回転数検出部と、目標モータ回転数と前記回転数検出部で検出された当該時刻のモータ回転数とを基に、モータ回転数制御を行う制御信号を出力する制御部と、前記位置信号に基づいてモータコイルの通電相を決定し、且つ、前記制御信号に基づいて通電する電流量を決定したうえで、前記駆動部を介して前記モータコイルに矩形波状の電流を通電する矩形波発生部と、任意の周波数と任意の電流量で任意の時間だけ、前記駆動部を介して前記モータコイルに正弦波状の電流を通電する正弦波発生部と、前記矩形波発生部または前記正弦波発生部のいずれか一方を駆動部に接続する選択部と、を備え、停止中のモータを駆動する際には、前記正弦波発生部により前記駆動部を任意の時間だけ駆動させてモータを強制起動した後、前記駆動部を一時完全に停止させることでモータを空転状態にせしめ、その空転期間中において前記位相調整部から位置信号が出力された以後は、前記矩形波発生部により前記駆動部を駆動させ、さらに前記マスク生成部は、モータを空転状態にした直後及び前記矩形波発生部が通電相を切り替えた直後からマスク信号の生成を開始し、任意の時間だけ経過後にマスク信号の生成を停止することを特徴とする。
請求項２に記載の本発明は、請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記マスク生成部がマスク信号を生成している任意の時間とは、前記回転数検出部から出力される当該時刻のモータ回転数に応じて可変とする時間であることを特徴とする。
請求項３に記載の本発明は、３相モータコイルと永久磁石とにより構成されるブラシレスモータを駆動するためのモータ駆動装置であって、前記３相モータコイルに駆動電流を通電して駆動する駆動部と、前記３相モータコイルのうち、ある１相のコイルの端子電圧と、中性点電圧もしくは前記ある１相のコイルを除く他の２相のコイルの端子電圧の平均値とを比較する比較部と、前記比較部による比較結果信号に含まれるノイズを取り除くためのマスク信号を生成するマスク生成部と、前記マスク信号によってマスクされた前記比較結果信号の位相を調整して位置信号を生成する位相調整部と、前記位置信号に基づいてモータ回転数を計算する回転数計算部と、目標モータ回転数と前記回転数計算部で計算された当該時刻のモータ回転数とを基に、モータ回転数制御を行う制御信号を出力する制御部と、前記位置信号に基づいてモータコイルの通電相を決定し、且つ、前記制御信号に基づいて通電する電流量を決定したうえで、前記駆動部を介して前記モータコイルに矩形波状の電流を通電する矩形波発生部と、任意の周波数と任意の電流量で任意の時間だけ、前記駆動部を介して前記モータコイルに正弦波状の電流を通電する正弦波発生部と、前記矩形波発生部または前記正弦波発生部のいずれか一方を駆動部に接続する選択部と、を備え、停止中のモータを駆動する際には、前記正弦波発生部により前記駆動部を任意の時間だけ駆動させてモータを強制起動し、然る後に前記駆動部を一時完全に停止させることでモータを空転状態にせしめ、その空転期間中において前記位相調整部から位置信号が出力された以後は、前記矩形波発生部により前記駆動部を駆動させ、さらに前記マスク生成部は、モータを空転状態にした直後からマスク信号の生成を開始し、任意の時間だけ経過後にマスク信号の生成を停止することと、前記矩形波発生部が通電相を切り替えた直後からもマスク信号の生成を開始し、前記回転数計算部で計算された当該時刻のモータ回転数に応じて可変とした前記とは別の任意の時間だけ経過後にマスク信号の生成を停止することを特徴とする。
請求項４に記載の本発明は、請求項１乃至３のいずれかに記載のモータ駆動装置において、前記比較結果信号に発生するチャタリングを取り除くためのチャタリング除去部を備え、前記チャタリング除去部は、前記比較結果信号の幅が任意の基準信号幅に満たない場合には、前記比較結果信号を無視するものとし、さらに前記任意の基準信号幅に応じた分だけ、前記位相調整部で行う位相調整量を減らす方向に補正することを特徴とする。
本発明によれば、比較部の構成を、ある１相のモータコイルの端子電圧と、中性点電圧もしくはある１相のコイルを除く他の２相のコイルの端子電圧の平均値とを比較するようにすることと、モータを空転状態とした直後から一定期間、比較部による比較結果をマスクするようにすることで、空転中に逆起ゼロクロス点が正しく検出できなくなる問題を解決し、モータを故意に空転状態とすることを含む起動シーケンスを行うことが出来るようになる。
本発明によれば、位置信号に基づいてモータ回転数を計算する回転数計算部を備えることと、モータ回転数が不明な空転開始直後はマスク期間を回転数によらない任意の固定時間に設定することで、ＦＧのような速度センサを持たないモータであっても駆動することが出来るようになるので、速度センサを省いたより一層のコストダウンが可能になる。
本発明によれば、位置信号に基づいてモータ回転数を計算する回転数計算部を備えることと、モータ回転数が不明な空転開始直後はマスク期間を回転数によらない任意の固定時間に設定することで、ＦＧのような速度センサを持たないモータであっても駆動することが出来るようになるので、速度センサを省いたより一層のコストダウンが可能になる。
以下、本発明の実施の形態について説明していく。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の構成例を示した図である。
この図１において、モータ１０は、モータコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗと、ＦＧ（Frequency Generator：周波数発生器）１６と、を備えている。ＦＧ１６は、モータ１０の回転数を検出する。
駆動部２０は、３つのハイサイドトランジスタ２１Ｕ、２１Ｖ、２１Ｗと、３つのローサイドトランジスタ２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗで構成されている。各トランジスタと並列に接続されているダイオード２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗ、２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗは、還流ダイオード（フリーホイールダイオード）であり、トランジスタがＯＦＦとなった直後の回生電流を代わりに流すことで、トランジスタの破壊を防ぐ働きをする。
比較部４０は、モータ１０のモータコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗの端子電圧を比較して比較結果信号を出力する。なお、比較部４０の内部構成は後述する。
マスク生成部５０は、任意のマスク時間設定により定められた時間だけのマスク信号を生成し、当該マスク期間においては比較結果信号の変化を通過させないようにすることで、比較結果信号に含まれるノイズを取り除く。
図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動装置の構成例を示した図である。
この図１において、モータ１０は、モータコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗと、ＦＧ（Frequency Generator：周波数発生器）１６と、を備えている。ＦＧ１６は、モータ１０の回転数を検出する。
駆動部２０は、３つのハイサイドトランジスタ２１Ｕ、２１Ｖ、２１Ｗと、３つのローサイドトランジスタ２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗで構成されている。各トランジスタと並列に接続されているダイオード２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗ、２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗは、還流ダイオード（フリーホイールダイオード）であり、トランジスタがＯＦＦとなった直後の回生電流を代わりに流すことで、トランジスタの破壊を防ぐ働きをする。
比較部４０は、モータ１０のモータコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗの端子電圧を比較して比較結果信号を出力する。なお、比較部４０の内部構成は後述する。
マスク生成部５０は、任意のマスク時間設定により定められた時間だけのマスク信号を生成し、当該マスク期間においては比較結果信号の変化を通過させないようにすることで、比較結果信号に含まれるノイズを取り除く。
位相調整部６０は、マスクされた比較結果信号に対して位相の調整を行い、回転子の位置を示す位置信号を出力する。
制御部７０は、目標とするモータ回転数とＦＧ１６により検出された当該時刻のモータ回転数を基にして、モータを目標回転数で回転させる制御信号を出力する。
矩形波発生部８０は、モータコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗに矩形波状の電流を通電するように駆動部２０内のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ状態を切り替えるもので、その際、モータコイル電流の転流タイミングは位置信号に基づいて、電流量は制御信号に基づいて決定する。
正弦波発生部９０は、モータコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗに正弦波状の電流を通電するように駆動部２０内のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ状態を切り替えるもので、その際、モータコイルに通電する正弦波状電流の周波数、電流量、通電時間は任意に設定することが出来る。
選択部１００は、矩形波発生部８０または正弦波発生部９０のどちらか一方の出力のみを選び、駆動部２０内のトランジスタに接続するものである。
制御部７０は、目標とするモータ回転数とＦＧ１６により検出された当該時刻のモータ回転数を基にして、モータを目標回転数で回転させる制御信号を出力する。
矩形波発生部８０は、モータコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗに矩形波状の電流を通電するように駆動部２０内のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ状態を切り替えるもので、その際、モータコイル電流の転流タイミングは位置信号に基づいて、電流量は制御信号に基づいて決定する。
正弦波発生部９０は、モータコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗに正弦波状の電流を通電するように駆動部２０内のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ状態を切り替えるもので、その際、モータコイルに通電する正弦波状電流の周波数、電流量、通電時間は任意に設定することが出来る。
選択部１００は、矩形波発生部８０または正弦波発生部９０のどちらか一方の出力のみを選び、駆動部２０内のトランジスタに接続するものである。
図２（ａ）（ｂ）（ｃ）は比較部４０の内部構成を示した図である。
これら図２（ａ）（ｂ）（ｃ）のいずれの場合においても、比較部４０は、３つのコンパレータ４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗと複数の抵抗器とにより構成されている。
全ての抵抗器の抵抗値は、モータ１０のモータコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗの持つ抵抗成分よりも十分に大きな値とし、駆動部が出力する電流のほぼ全てがモータコイルに流れるものとする。また、同じ添え字が振られた抵抗器は同じ抵抗値であるとする。
比較部４０の入力信号はモータコイル端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗであり、出力信号はコンパレータの出力Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗである。
これら図２（ａ）（ｂ）（ｃ）のいずれの場合においても、比較部４０は、３つのコンパレータ４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗと複数の抵抗器とにより構成されている。
全ての抵抗器の抵抗値は、モータ１０のモータコイル１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗの持つ抵抗成分よりも十分に大きな値とし、駆動部が出力する電流のほぼ全てがモータコイルに流れるものとする。また、同じ添え字が振られた抵抗器は同じ抵抗値であるとする。
比較部４０の入力信号はモータコイル端子電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗであり、出力信号はコンパレータの出力Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗである。
図２（ａ）は、中性点の電圧Ｖｎが出力されているモータを使用する場合に可能な構成で、比較部４０の入力信号にそのＶｎも追加されている。抵抗器Ｒ１、Ｒ２は、コイル端子電圧及び中性点電圧を分圧し、使用するコンパレータの入力電圧範囲内に収まるようにするために設けてある。
各コンパレータ４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗでは、各相のコイル端子電圧と中性点電圧を比較している。この構成であれば駆動中でも空転中でも逆起電圧を正しく検出することが出来る。
まず１２０°矩形波駆動中において考える。前述した図１４のように、Ｖ相コイルが電源に、Ｗ相コイルがグラウンドに短絡され、Ｕ相コイルが開放されているものとする。
駆動電流の流れないＵ相においては、前述の（式５）が成り立つ。
上記（式５）を変形すると、
Ｖｕ−Ｖｎ＝Ｅｕ…（式５）’
となることから、開放状態のコイルの端子電圧と中性点電圧をコンパレータで比較すれば、逆起ゼロクロス点を検出できることが分かる。
各コンパレータ４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗでは、各相のコイル端子電圧と中性点電圧を比較している。この構成であれば駆動中でも空転中でも逆起電圧を正しく検出することが出来る。
まず１２０°矩形波駆動中において考える。前述した図１４のように、Ｖ相コイルが電源に、Ｗ相コイルがグラウンドに短絡され、Ｕ相コイルが開放されているものとする。
駆動電流の流れないＵ相においては、前述の（式５）が成り立つ。
上記（式５）を変形すると、
Ｖｕ−Ｖｎ＝Ｅｕ…（式５）’
となることから、開放状態のコイルの端子電圧と中性点電圧をコンパレータで比較すれば、逆起ゼロクロス点を検出できることが分かる。
次に空転中について考える。
空転中の各相コイル端子電圧は、上記（式１０Ｕ）（式１０Ｖ）（式１０Ｗ）に示したとおりである。
空転中の中性点電圧Ｖｎは、上記（式２）（式８）と上記（式１０Ｕ）（式１０Ｖ）（式１０Ｗ）から次のようになる。
Ｖｎ＝Ｖｕ−Ｅｕ＝−ｋ×ｓｉｎθ（２１０°≦θ＜３３０°）
＝Ｖｖ−Ｅｖ＝−ｋ×ｓｉｎ（θ−１２０°）（０°≦θ＜９０°、３３０°≦θ＜３６０°）…（式１１）
＝Ｖｗ−Ｅｗ＝−ｋ×ｓｉｎ（θ＋１２０°）（９０°≦θ＜２１０°）
このように導出した駆動中及び空転中における電圧波形を図３及び図４に示す。
空転中の各相コイル端子電圧は、上記（式１０Ｕ）（式１０Ｖ）（式１０Ｗ）に示したとおりである。
空転中の中性点電圧Ｖｎは、上記（式２）（式８）と上記（式１０Ｕ）（式１０Ｖ）（式１０Ｗ）から次のようになる。
Ｖｎ＝Ｖｕ−Ｅｕ＝−ｋ×ｓｉｎθ（２１０°≦θ＜３３０°）
＝Ｖｖ−Ｅｖ＝−ｋ×ｓｉｎ（θ−１２０°）（０°≦θ＜９０°、３３０°≦θ＜３６０°）…（式１１）
＝Ｖｗ−Ｅｗ＝−ｋ×ｓｉｎ（θ＋１２０°）（９０°≦θ＜２１０°）
このように導出した駆動中及び空転中における電圧波形を図３及び図４に示す。
図３は、駆動中のＵ相逆起電圧Ｅｕ（点線）、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕ（実線）、及び中性点電圧Ｖｎ（×印）の波形を示した図である。
図３（ａ）は、（式２）（式４）（式５）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。図３（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。但し、図３では全ての電気角θでＶｕがみえるように描いたが、実際に現れるのは非通電状態のときだけである。
図４は、空転中のＵ相逆起電圧Ｅｕ（点線）、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕ（実線）、及び中性点電圧Ｖｎ（×印）の波形を示した図である。
図４（ａ）は、（式２）（式１０Ｕ）（式１１）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。図４（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。
図３（ａ）（ｂ）、及び図４（ａ）（ｂ）を見ると、駆動中であっても空転中であっても、また回転数が変わって逆起電圧の大きさが変わったとしても、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕと中性点電圧Ｖｎとの交点は、Ｕ相逆起電圧のゼロクロス点であることが分かる。これは即ち、比較部４０の構成を図２（ａ）のようにすれば、必ず逆起ゼロクロス点を検出できるということである。
図３（ａ）は、（式２）（式４）（式５）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。図３（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。但し、図３では全ての電気角θでＶｕがみえるように描いたが、実際に現れるのは非通電状態のときだけである。
図４は、空転中のＵ相逆起電圧Ｅｕ（点線）、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕ（実線）、及び中性点電圧Ｖｎ（×印）の波形を示した図である。
図４（ａ）は、（式２）（式１０Ｕ）（式１１）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。図４（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。
図３（ａ）（ｂ）、及び図４（ａ）（ｂ）を見ると、駆動中であっても空転中であっても、また回転数が変わって逆起電圧の大きさが変わったとしても、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕと中性点電圧Ｖｎとの交点は、Ｕ相逆起電圧のゼロクロス点であることが分かる。これは即ち、比較部４０の構成を図２（ａ）のようにすれば、必ず逆起ゼロクロス点を検出できるということである。
図２（ｂ）は、中性点の電圧Ｖｎが出力されていないモータを使用する場合でも同様の効果を得るための構成である。抵抗器Ｒ３は、仮想的な中性点Ｖｎ’を生成するためのものである。
各コンパレータ４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗでは、各相のコイル端子電圧と前述の仮想的な中性点Ｖｎ’を比較する。なお、コンパレータ４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗの両入力端子への入力抵抗のバランスを考慮して、３×Ｒ４＝Ｒ３となるような値を選ぶのが望ましい。
仮想的な中性点Ｖｎ’の電圧は、各相コイル端子電圧を用いて次のように表される。
Ｖｎ’＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３…（式１２）
中性点Ｖｎと、仮想的な中性点Ｖｎ’との関係を考える。
まず１２０°矩形波駆動中において考える。
前述の図１４のように、Ｖ相コイルが電源に、Ｗ相コイルがグラウンドに短絡され、Ｕ相コイルが開放されているものとする。
Ｕ相が開放状態のとき（式４）（式５）が成り立つので、（式１２）は次のようになる。
Ｖｎ’＝｛（Ｖｎ＋Ｅｕ）＋Ｖｃｃ＋０｝／３
＝（Ｖｃｃ＋Ｅｕ）／６＋Ｅｕ／３＋Ｖｃｃ／３
＝（Ｖｃｃ＋Ｅｕ）／２
＝Ｖｎ
各コンパレータ４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗでは、各相のコイル端子電圧と前述の仮想的な中性点Ｖｎ’を比較する。なお、コンパレータ４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗの両入力端子への入力抵抗のバランスを考慮して、３×Ｒ４＝Ｒ３となるような値を選ぶのが望ましい。
仮想的な中性点Ｖｎ’の電圧は、各相コイル端子電圧を用いて次のように表される。
Ｖｎ’＝（Ｖｕ＋Ｖｖ＋Ｖｗ）／３…（式１２）
中性点Ｖｎと、仮想的な中性点Ｖｎ’との関係を考える。
まず１２０°矩形波駆動中において考える。
前述の図１４のように、Ｖ相コイルが電源に、Ｗ相コイルがグラウンドに短絡され、Ｕ相コイルが開放されているものとする。
Ｕ相が開放状態のとき（式４）（式５）が成り立つので、（式１２）は次のようになる。
Ｖｎ’＝｛（Ｖｎ＋Ｅｕ）＋Ｖｃｃ＋０｝／３
＝（Ｖｃｃ＋Ｅｕ）／６＋Ｅｕ／３＋Ｖｃｃ／３
＝（Ｖｃｃ＋Ｅｕ）／２
＝Ｖｎ
次に、空転中について考える。空転中は（式８）が成り立つので、（式１２）は次のようになる。
Ｖｎ’＝｛（Ｖｎ＋Ｅｕ）＋（Ｖｎ＋Ｅｖ）＋（Ｖｎ＋Ｅｗ）｝／３
＝Ｖｎ＋（Ｅｕ＋Ｅｖ＋Ｅｗ）／３
逆起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは（式２）の関係にあるので、Ｅｕ＋Ｅｖ＋Ｅｗ＝０となることから、次のようになる。
Ｖｎ’＝Ｖｎ
結局、駆動中でも空転中でも、Ｖｎ’＝Ｖｎが成り立つ。
つまり、比較部４０の構成を図２（ｂ）のようにすれば、図２（ａ）の構成としたときと同等の効果が得られるということになる。
Ｖｎ’＝｛（Ｖｎ＋Ｅｕ）＋（Ｖｎ＋Ｅｖ）＋（Ｖｎ＋Ｅｗ）｝／３
＝Ｖｎ＋（Ｅｕ＋Ｅｖ＋Ｅｗ）／３
逆起電圧Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗは（式２）の関係にあるので、Ｅｕ＋Ｅｖ＋Ｅｗ＝０となることから、次のようになる。
Ｖｎ’＝Ｖｎ
結局、駆動中でも空転中でも、Ｖｎ’＝Ｖｎが成り立つ。
つまり、比較部４０の構成を図２（ｂ）のようにすれば、図２（ａ）の構成としたときと同等の効果が得られるということになる。
図２（ｃ）は、図２（ａ）（ｂ）よりも効果的な構成である。
抵抗器Ｒ５は、ある２相のコイル端子電圧の平均値を生成するためのものである。
例えば、コンパレータ４１Ｕでは、Ｕ相のコイル端子電圧を、Ｖ相とＷ相のコイル端子電圧の平均値と比較する形になる。なお、各コンパレータ４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗの両入力端子への入力抵抗のバランスを考慮して、２×Ｒ６＝Ｒ５となるような値を選ぶのが望ましい。
まず１２０°矩形波駆動中において考える。前述の図１４のように、Ｖ相コイルが電源に、Ｗ相コイルがグラウンドに短絡され、Ｕ相コイルが開放されているものとする。
駆動電流の流れないＵ相においては、前述の（式７）が成り立つ。（式７）を変形すると、
Ｖｕ−（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２＝３／２×Ｅｕ…（式７）’
となることから、開放状態のコイルの端子電圧と、他２相の端子電圧の平均値をコンパレータで比較すれば、逆起ゼロクロス点を検出できることが分かる。
抵抗器Ｒ５は、ある２相のコイル端子電圧の平均値を生成するためのものである。
例えば、コンパレータ４１Ｕでは、Ｕ相のコイル端子電圧を、Ｖ相とＷ相のコイル端子電圧の平均値と比較する形になる。なお、各コンパレータ４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗの両入力端子への入力抵抗のバランスを考慮して、２×Ｒ６＝Ｒ５となるような値を選ぶのが望ましい。
まず１２０°矩形波駆動中において考える。前述の図１４のように、Ｖ相コイルが電源に、Ｗ相コイルがグラウンドに短絡され、Ｕ相コイルが開放されているものとする。
駆動電流の流れないＵ相においては、前述の（式７）が成り立つ。（式７）を変形すると、
Ｖｕ−（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２＝３／２×Ｅｕ…（式７）’
となることから、開放状態のコイルの端子電圧と、他２相の端子電圧の平均値をコンパレータで比較すれば、逆起ゼロクロス点を検出できることが分かる。
次に空転中について考える。
空転中のＵ相コイル端子電圧は、（式１０Ｕ）に示したとおりである。
空転中のＶ相とＷ相のコイル端子電圧の平均値は、（式１０Ｖ）（式１０Ｗ）から次のようになる。
（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２＝−３／２×ｋ×ｓｉｎθ（２１０°≦θ＜３３０°）
＝（√３）／２×ｋ×ｃｏｓθ（０°≦θ＜９０°、３３０°≦θ＜３６０°）…（式１２）
＝−（√３）／２×ｋ×ｃｏｓθ（９０°≦θ＜２１０°）
このように導出した駆動中及び空転中における電圧波形を図５及び図６に示す。
空転中のＵ相コイル端子電圧は、（式１０Ｕ）に示したとおりである。
空転中のＶ相とＷ相のコイル端子電圧の平均値は、（式１０Ｖ）（式１０Ｗ）から次のようになる。
（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２＝−３／２×ｋ×ｓｉｎθ（２１０°≦θ＜３３０°）
＝（√３）／２×ｋ×ｃｏｓθ（０°≦θ＜９０°、３３０°≦θ＜３６０°）…（式１２）
＝−（√３）／２×ｋ×ｃｏｓθ（９０°≦θ＜２１０°）
このように導出した駆動中及び空転中における電圧波形を図５及び図６に示す。
図５は、駆動中のＵ相逆起電圧Ｅｕ（点線）、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕ（実線）、及びＶ相とＷ相のコイル端子電圧の平均値（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２（○印）の波形を示した図である。
図５（ａ）は、（式２）（式７）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。上記図５（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。但し、図５では全ての電気角θでＶｕが見えるように図示したが、実際に現れるのは非通電状態のときだけである。
図６は、空転中のＵ相逆起電圧Ｅｕ（点線）、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕ（実線）、及びＶ相とＷ相のコイル端子電圧の平均値（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２（○印）の波形を示した図である。
図６（ａ）は、（式２）（式１０Ｕ）（式１２）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。図６（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。
図５（ａ）（ｂ）、図６（ａ）（ｂ）を見ると、駆動中であっても空転中であっても、また回転数が変わって逆起電圧の大きさが変わったとしても、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕと中性点電圧Ｖｎとの交点は、Ｕ相逆起電圧のゼロクロス点であることが分かる。これは即ち、比較部の構成を、図２（ｃ）のようにすれば、必ず逆起ゼロクロス点を検出できるということである。
さらに図３〜図６を比較すると、図２（ｃ）の構成を採る方が交点における交わり方が鋭いことが分かるが、これはコンパレータで比較するにあたって有利である。よって、図２（ｃ）の構成の方が、図２（ａ）（ｂ）よりも効果的であるといえる。
ここまでが第１の実施形態のモータ駆動装置の構成の説明である。
図５（ａ）は、（式２）（式７）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。上記図５（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。但し、図５では全ての電気角θでＶｕが見えるように図示したが、実際に現れるのは非通電状態のときだけである。
図６は、空転中のＵ相逆起電圧Ｅｕ（点線）、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕ（実線）、及びＶ相とＷ相のコイル端子電圧の平均値（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２（○印）の波形を示した図である。
図６（ａ）は、（式２）（式１０Ｕ）（式１２）において、ｋ＝１、Ｖｃｃ＝４とした場合である。図６（ｂ）は、モータ回転数が低下して逆起電圧が小さくなった状態を想定して、ｋ＝０．５とした場合である。
図５（ａ）（ｂ）、図６（ａ）（ｂ）を見ると、駆動中であっても空転中であっても、また回転数が変わって逆起電圧の大きさが変わったとしても、Ｕ相コイル端子電圧Ｖｕと中性点電圧Ｖｎとの交点は、Ｕ相逆起電圧のゼロクロス点であることが分かる。これは即ち、比較部の構成を、図２（ｃ）のようにすれば、必ず逆起ゼロクロス点を検出できるということである。
さらに図３〜図６を比較すると、図２（ｃ）の構成を採る方が交点における交わり方が鋭いことが分かるが、これはコンパレータで比較するにあたって有利である。よって、図２（ｃ）の構成の方が、図２（ａ）（ｂ）よりも効果的であるといえる。
ここまでが第１の実施形態のモータ駆動装置の構成の説明である。
続いて図７を用いて、第１の実施形態のモータ駆動装置の動作について説明する。
図７では、図１の構成のモータ駆動装置の各部の信号を示す。横軸は時間としており、モータを起動してから１２０°矩形波駆動に移行するまでの流れを説明するものである。なお、図７で時刻ｔ１以前のコイル端子電圧などを図示していないが、これらは説明に不要であるため省略した。
モータを起動する前までに、選択部１００は正弦波発生部９０を選んで駆動部２０内のトランジスタに接続しておく。
時刻ｔ０においてモータの起動を開始すると、正弦波発生部９０はモータコイルに正弦波状の電流を通電し、強制転流を行う。予め定めた時間が経過した時刻ｔ１において駆動部２０内のトランジスタを全てＯＦＦとし、モータを空転状態にする。この時刻ｔ１から逆起ゼロクロス点の検出動作を開始するのだが、トランジスタをＯＦＦとした瞬間のコイル端子電圧にはノイズが発生しており（図７の例では、Ｉｕがモータへ流出する向きであり、ＩｖとＩｗが駆動部へ流入する向きであるときにトランジスタをＯＦＦとしているので、Ｖｕ＝０、Ｖｖ＝Ｖｗ＝Ｖｃｃとなるノイズが同時に発生している）、このノイズの影響は比較部４０による比較結果信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗにも現れてしまっている。
図７では、図１の構成のモータ駆動装置の各部の信号を示す。横軸は時間としており、モータを起動してから１２０°矩形波駆動に移行するまでの流れを説明するものである。なお、図７で時刻ｔ１以前のコイル端子電圧などを図示していないが、これらは説明に不要であるため省略した。
モータを起動する前までに、選択部１００は正弦波発生部９０を選んで駆動部２０内のトランジスタに接続しておく。
時刻ｔ０においてモータの起動を開始すると、正弦波発生部９０はモータコイルに正弦波状の電流を通電し、強制転流を行う。予め定めた時間が経過した時刻ｔ１において駆動部２０内のトランジスタを全てＯＦＦとし、モータを空転状態にする。この時刻ｔ１から逆起ゼロクロス点の検出動作を開始するのだが、トランジスタをＯＦＦとした瞬間のコイル端子電圧にはノイズが発生しており（図７の例では、Ｉｕがモータへ流出する向きであり、ＩｖとＩｗが駆動部へ流入する向きであるときにトランジスタをＯＦＦとしているので、Ｖｕ＝０、Ｖｖ＝Ｖｗ＝Ｖｃｃとなるノイズが同時に発生している）、このノイズの影響は比較部４０による比較結果信号Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗにも現れてしまっている。
そこで、マスク生成部５０では、空転を開始した直後から一定の時間だけマスク信号を生成し、比較結果信号の変化を通さないようにすることで、ノイズを取り除いたＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗを得ている。
位相調整部６０はＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗの位相を調整し、位置信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを出力する。
この位置信号のいずれかが得られた時刻ｔ２で、逆起電圧の検出に成功したとみなし、選択部１００は矩形波発生部８０を選んで駆動部２０と接続し、１２０°矩形波駆動を開始する。１２０°矩形波駆動中においては、位置信号のいずれかが変化するたびに通電相の切り替えを行い、それと同時にマスクの生成を開始するようにしている。
なお、図７では、位相調整部６０は電気角約３０°にあたる時間だけ位相調整するように図示しているが、これは逆起ゼロクロス点から電気角で約３０°遅れた位置で通電相の切り替えを行うとモータ効率が良くなるのでこのようにしただけであり、特に３０°に限るということではない。
このような構成、動作のモータ駆動装置とすることで、空転中に逆起ゼロクロス点が正しく検出できなくなる問題を解決し、モータを故意に空転状態とすることを含む起動シーケンスを行うことが出来るようになる。
位相調整部６０はＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗの位相を調整し、位置信号Ｐｕ、Ｐｖ、Ｐｗを出力する。
この位置信号のいずれかが得られた時刻ｔ２で、逆起電圧の検出に成功したとみなし、選択部１００は矩形波発生部８０を選んで駆動部２０と接続し、１２０°矩形波駆動を開始する。１２０°矩形波駆動中においては、位置信号のいずれかが変化するたびに通電相の切り替えを行い、それと同時にマスクの生成を開始するようにしている。
なお、図７では、位相調整部６０は電気角約３０°にあたる時間だけ位相調整するように図示しているが、これは逆起ゼロクロス点から電気角で約３０°遅れた位置で通電相の切り替えを行うとモータ効率が良くなるのでこのようにしただけであり、特に３０°に限るということではない。
このような構成、動作のモータ駆動装置とすることで、空転中に逆起ゼロクロス点が正しく検出できなくなる問題を解決し、モータを故意に空転状態とすることを含む起動シーケンスを行うことが出来るようになる。
次に、第２の実施形態に係るモータ駆動装置について説明する。
第２の実施形態のモータ駆動装置の構成は、図１に示した第１の実施形態のものと同じであり、マスク生成部５０に任意のマスク時間を設定する際には、ＦＧ１６から得られる当該時刻のモータ回転数に応じた時間とすることを特徴としている。
前述したように、空転開始直後や通電相の切り替え後のコイル端子電圧にノイズが発生している期間は、その直前に流れていた電流が流れ切るまでの期間である。電流が減少する速さはモータ固有の電気時定数（＝τｅ＝Ｌ／Ｒ、Ｌ：コイルのインダクタンス成分、Ｒ：コイルの抵抗成分）に依存するので、同じモータを使用するのであれば、より電流量が多い状況の方がノイズが発生している期間が長くなることになる。
多くの電流量を必要とする状況とは、起動直後や加速中、つまり目標モータ回転数と比べて実際のモータ回転数が低い状況である。
そこで、第２の実施形態のモータ駆動装置では、ＦＧ１６から得られるモータ回転数が目標回転数に比べて低いほどマスク期間を長くしてやるようにすれば、ノイズを確実に取り除くことが出来る。
このようにすることで、第１の実施形態のモータ駆動装置に比べてより安定にモータを駆動することが可能になる。
第２の実施形態のモータ駆動装置の構成は、図１に示した第１の実施形態のものと同じであり、マスク生成部５０に任意のマスク時間を設定する際には、ＦＧ１６から得られる当該時刻のモータ回転数に応じた時間とすることを特徴としている。
前述したように、空転開始直後や通電相の切り替え後のコイル端子電圧にノイズが発生している期間は、その直前に流れていた電流が流れ切るまでの期間である。電流が減少する速さはモータ固有の電気時定数（＝τｅ＝Ｌ／Ｒ、Ｌ：コイルのインダクタンス成分、Ｒ：コイルの抵抗成分）に依存するので、同じモータを使用するのであれば、より電流量が多い状況の方がノイズが発生している期間が長くなることになる。
多くの電流量を必要とする状況とは、起動直後や加速中、つまり目標モータ回転数と比べて実際のモータ回転数が低い状況である。
そこで、第２の実施形態のモータ駆動装置では、ＦＧ１６から得られるモータ回転数が目標回転数に比べて低いほどマスク期間を長くしてやるようにすれば、ノイズを確実に取り除くことが出来る。
このようにすることで、第１の実施形態のモータ駆動装置に比べてより安定にモータを駆動することが可能になる。
次に、第３の実施形態のモータ駆動装置について説明する。
図８には、第３の実施形態のモータ駆動装置の構成例を示した図である。
第３の実施形態のモータ駆動装置は、図１のＦＧ１６のようなモータ回転数を検出するための速度センサを持たないモータ１０であっても駆動できるようにするものである。
第１の実施形態のモータ駆動装置の構成と異なる点は二つある。
一つは、位置信号に基づいてモータ回転数を計算する回転数計算部１１０が追加され、計算結果である計算モータ回転数が制御部７０に入力されている点である。
位置信号は比較部４０による比較結果、換言すれば検出した逆起ゼロクロス点を基に生成されており、モータ１回転あたりにその逆起ゼロクロス点が何回検出されるかはモータの磁極数により決まっているので、位置信号からモータ回転数を容易に計算することが出来るのである。
図８には、第３の実施形態のモータ駆動装置の構成例を示した図である。
第３の実施形態のモータ駆動装置は、図１のＦＧ１６のようなモータ回転数を検出するための速度センサを持たないモータ１０であっても駆動できるようにするものである。
第１の実施形態のモータ駆動装置の構成と異なる点は二つある。
一つは、位置信号に基づいてモータ回転数を計算する回転数計算部１１０が追加され、計算結果である計算モータ回転数が制御部７０に入力されている点である。
位置信号は比較部４０による比較結果、換言すれば検出した逆起ゼロクロス点を基に生成されており、モータ１回転あたりにその逆起ゼロクロス点が何回検出されるかはモータの磁極数により決まっているので、位置信号からモータ回転数を容易に計算することが出来るのである。
二つ目の異なる点は、マスク生成部５０に設定する任意のマスク時間を、空転開始直後のマスク用のものと、通電相の切り替え後のマスク用のものの２種類を用意する点である。
これは第３の実施形態においては、起動後の強制転流期間では逆起電圧の検出を行わないので、空転開始直後はモータ回転数を計算することが出来ないことに対応したものである。即ち、モータ回転数が不明な空転開始直後は、マスクを発生させる時間は回転数によらない任意の固定時間を設定しておくこととし、通電相の切り替え後にマスクを発生させる時間は、（この時点では逆起電圧を検出しておりモータ回転数も計算しているので、）第２の実施形態と同様に実際のモータ回転数が目標回転数に比べて低いほどに長い時間を設定することとする。このようにすることで、ＦＧのようなモータ回転数を検出する速度センサを持たないモータであっても駆動することが出来るようになり、位置センサだけでなく速度センサも省いて、より一層のコストダウンが可能になる。
これは第３の実施形態においては、起動後の強制転流期間では逆起電圧の検出を行わないので、空転開始直後はモータ回転数を計算することが出来ないことに対応したものである。即ち、モータ回転数が不明な空転開始直後は、マスクを発生させる時間は回転数によらない任意の固定時間を設定しておくこととし、通電相の切り替え後にマスクを発生させる時間は、（この時点では逆起電圧を検出しておりモータ回転数も計算しているので、）第２の実施形態と同様に実際のモータ回転数が目標回転数に比べて低いほどに長い時間を設定することとする。このようにすることで、ＦＧのようなモータ回転数を検出する速度センサを持たないモータであっても駆動することが出来るようになり、位置センサだけでなく速度センサも省いて、より一層のコストダウンが可能になる。
次に、第４の実施形態のモータ駆動装置について説明する。
図９は、第４の実施形態のモータ駆動装置の構成例を示した図である。
第４の実施形態のモータ駆動装置は、第１の実施形態のモータ駆動装置の比較部４０とマスク生成部５０との間に、チャタリング除去部１３０を設けた構成になっている。
このチャタリング除去部１３０は、比較部４０の比較結果信号に発生するおそれのあるチャタリングノイズを取り除くものである。
なお、チャタリング除去部１３０はマスク生成部５０と位相調整部６０との間においても良い。また、第２及び第３のモータ駆動装置において同様の構成としても良い。
図９は、第４の実施形態のモータ駆動装置の構成例を示した図である。
第４の実施形態のモータ駆動装置は、第１の実施形態のモータ駆動装置の比較部４０とマスク生成部５０との間に、チャタリング除去部１３０を設けた構成になっている。
このチャタリング除去部１３０は、比較部４０の比較結果信号に発生するおそれのあるチャタリングノイズを取り除くものである。
なお、チャタリング除去部１３０はマスク生成部５０と位相調整部６０との間においても良い。また、第２及び第３のモータ駆動装置において同様の構成としても良い。
図１０は、第４の実施形態のモータ駆動装置の動作説明図である。
ここでは、図９の比較部４０の構成が、図２（ｃ）に示した構成であり、コンパレータ４１ＵによりＶｕを（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２と比較する場合を想定して説明するが他の場合でも説明に違いはない。
比較部内のコンパレータで２つの信号Ｖｕ及び（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２を比較すると、両者の大きさが近いときに比較結果信号Ｃｕが頻繁に切り替わる、いわゆるチャタリングが発生するおそれがある。このチャタリングは逆起ゼロクロス点の誤検出の要因となってしまうので、取り除く必要がある。
チャタリング除去をするには、信号のレベルが“Ｈ”または“Ｌ”で一定となっている時間が短いもの、言い換えれば細いパルス状の信号は、ノイズであると判断して無視する方法がある。請求項４のチャタリング除去部１３０でも、この方法を採る。
即ち、比較結果信号Ｃｕが変化するたびに、変化後の信号レベルが任意の基準信号幅Ｔｓだけ継続するかどうかを調べ、継続しなかった場合はノイズであると判断して出力せず、継続した場合は正しい信号であると判断して、チャタリング除去結果Ｃｕ’として出力することとする。しかしこの方法をとると、Ｃｕが変化してからＣｕ’が変化するまでに、Ｔｓだけの遅延が発生するという副作用がある。さらに、このＣｕ’の位相を調整して位置信号Ｐｕを生成するので、Ｐｕにも遅延が伝播してしまう。通電相の切り替えは位置信号が変化したタイミングで行われるので、結局、通電相の切り替えが遅れてしまうということになり、モータ効率の低下を招いてしまう。
ここでは、図９の比較部４０の構成が、図２（ｃ）に示した構成であり、コンパレータ４１ＵによりＶｕを（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２と比較する場合を想定して説明するが他の場合でも説明に違いはない。
比較部内のコンパレータで２つの信号Ｖｕ及び（Ｖｖ＋Ｖｗ）／２を比較すると、両者の大きさが近いときに比較結果信号Ｃｕが頻繁に切り替わる、いわゆるチャタリングが発生するおそれがある。このチャタリングは逆起ゼロクロス点の誤検出の要因となってしまうので、取り除く必要がある。
チャタリング除去をするには、信号のレベルが“Ｈ”または“Ｌ”で一定となっている時間が短いもの、言い換えれば細いパルス状の信号は、ノイズであると判断して無視する方法がある。請求項４のチャタリング除去部１３０でも、この方法を採る。
即ち、比較結果信号Ｃｕが変化するたびに、変化後の信号レベルが任意の基準信号幅Ｔｓだけ継続するかどうかを調べ、継続しなかった場合はノイズであると判断して出力せず、継続した場合は正しい信号であると判断して、チャタリング除去結果Ｃｕ’として出力することとする。しかしこの方法をとると、Ｃｕが変化してからＣｕ’が変化するまでに、Ｔｓだけの遅延が発生するという副作用がある。さらに、このＣｕ’の位相を調整して位置信号Ｐｕを生成するので、Ｐｕにも遅延が伝播してしまう。通電相の切り替えは位置信号が変化したタイミングで行われるので、結局、通電相の切り替えが遅れてしまうということになり、モータ効率の低下を招いてしまう。
そこで、第４の実施形態のモータ駆動装置では、チャタリング除去部１３０に設定した任意の基準信号幅Ｔｓに応じて、位相調整部６０で行う位相調整量を第１の実施形態請で行うそれと比べて減らす方向に補正するようにした。
なお、図１０では、位相調整量をＴｓと同じだけ減らすように描いたが、特にこれに限ったものではない。通電相の切り替えタイミングは、チャタリング発生期間が長いほどに遅くなるので、位相調整量をＴｓよりも多く減らすことが考えられる。
このように第４の実施形態のモータ駆動装置によれば、比較結果に発生するチャタリングを取り除くチャタリング除去部を備えることと、チャタリング除去処理の副作用を考慮して位相調整部における位相調整量を減らすようにすることで、チャタリングを取り除いて逆起ゼロクロス点の誤検出を防ぎ、さらにモータ効率が低下する副作用も起こらないようにすることが出来るようになる。
なお、図１０では、位相調整量をＴｓと同じだけ減らすように描いたが、特にこれに限ったものではない。通電相の切り替えタイミングは、チャタリング発生期間が長いほどに遅くなるので、位相調整量をＴｓよりも多く減らすことが考えられる。
このように第４の実施形態のモータ駆動装置によれば、比較結果に発生するチャタリングを取り除くチャタリング除去部を備えることと、チャタリング除去処理の副作用を考慮して位相調整部における位相調整量を減らすようにすることで、チャタリングを取り除いて逆起ゼロクロス点の誤検出を防ぎ、さらにモータ効率が低下する副作用も起こらないようにすることが出来るようになる。
１１Ｕ、１１Ｖ、１１Ｗ…モータコイル、２０…駆動部、２１Ｕ、２１Ｖ、２１Ｗ…ハイサイドトランジスタ、２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗ…ローサイドトランジスタ、２３Ｕ、２３Ｖ、２３Ｗ、２４Ｕ、２４Ｖ、２４Ｗ…ダイオード、３０…プリドライブ回路、４０…比較部、４１Ｕ、４１Ｖ、４１Ｗ…コンパレータ、５０…マスク生成部、６０…位相調整部、７０…制御部、８０…矩形波発生部、９０…正弦波発生部、１００…選択部、１１０…回転数計算部、１３０…チャタリング除去部
Claims (4)
- ３相モータコイルと永久磁石とにより構成されるブラシレスモータを駆動するためのモータ駆動装置であって、
前記３相モータコイルに駆動電流を通電して駆動する駆動部と、
前記３相モータコイルのうち、ある１相のコイルの端子電圧と、中性点電圧もしくは前記ある１相のコイルを除く他の２相のコイルの端子電圧の平均値とを比較する比較部と、
前記比較部による比較結果信号に含まれるノイズを取り除くためのマスク信号を生成するマスク生成部と、
前記マスク信号によってマスクされた前記比較結果信号の位相を調整して位置信号を生成する位相調整部と、
モータ回転数を検出する回転数検出部と、
目標モータ回転数と前記回転数検出部で検出された当該時刻のモータ回転数とを基に、モータ回転数制御を行う制御信号を出力する制御部と、
前記位置信号に基づいてモータコイルの通電相を決定し、且つ、前記制御信号に基づいて通電する電流量を決定したうえで、前記駆動部を介して前記モータコイルに矩形波状の電流を通電する矩形波発生部と、
任意の周波数と任意の電流量で任意の時間だけ、前記駆動部を介して前記モータコイルに正弦波状の電流を通電する正弦波発生部と、
前記矩形波発生部または前記正弦波発生部のいずれか一方を駆動部に接続する選択部と、を備え、
停止中のモータを駆動する際には、前記正弦波発生部により前記駆動部を任意の時間だけ駆動させてモータを強制起動した後、前記駆動部を一時完全に停止させることでモータを空転状態にせしめ、その空転期間中において前記位相調整部から位置信号が出力された以後は、前記矩形波発生部により前記駆動部を駆動させ、
さらに前記マスク生成部は、モータを空転状態にした直後及び前記矩形波発生部が通電相を切り替えた直後からマスク信号の生成を開始し、任意の時間だけ経過後にマスク信号の生成を停止することを特徴とするモータ駆動装置。 - 請求項１に記載のモータ駆動装置において、前記マスク生成部がマスク信号を生成している任意の時間とは、前記回転数検出部から出力される当該時刻のモータ回転数に応じて可変とする時間であることを特徴とするモータ駆動装置。
- ３相モータコイルと永久磁石とにより構成されるブラシレスモータを駆動するためのモータ駆動装置であって、
前記３相モータコイルに駆動電流を通電して駆動する駆動部と、
前記３相モータコイルのうち、ある１相のコイルの端子電圧と、中性点電圧もしくは前記ある１相のコイルを除く他の２相のコイルの端子電圧の平均値とを比較する比較部と、
前記比較部による比較結果信号に含まれるノイズを取り除くためのマスク信号を生成するマスク生成部と、
前記マスク信号によってマスクされた前記比較結果信号の位相を調整して位置信号を生成する位相調整部と、
前記位置信号に基づいてモータ回転数を計算する回転数計算部と、
目標モータ回転数と前記回転数計算部で計算された当該時刻のモータ回転数とを基に、モータ回転数制御を行う制御信号を出力する制御部と、
前記位置信号に基づいてモータコイルの通電相を決定し、且つ、前記制御信号に基づいて通電する電流量を決定したうえで、前記駆動部を介して前記モータコイルに矩形波状の電流を通電する矩形波発生部と、
任意の周波数と任意の電流量で任意の時間だけ、前記駆動部を介して前記モータコイルに正弦波状の電流を通電する正弦波発生部と、
前記矩形波発生部または前記正弦波発生部のいずれか一方を駆動部に接続する選択部と、を備え、
停止中のモータを駆動する際には、前記正弦波発生部により前記駆動部を任意の時間だけ駆動させてモータを強制起動し、然る後に前記駆動部を一時完全に停止させることでモータを空転状態にせしめ、その空転期間中において前記位相調整部から位置信号が出力された以後は、前記矩形波発生部により前記駆動部を駆動させ、
さらに前記マスク生成部は、モータを空転状態にした直後からマスク信号の生成を開始し、任意の時間だけ経過後にマスク信号の生成を停止することと、前記矩形波発生部が通電相を切り替えた直後からもマスク信号の生成を開始し、前記回転数計算部で計算された当該時刻のモータ回転数に応じて可変とした前記とは別の任意の時間だけ経過後にマスク信号の生成を停止することを特徴とするモータ駆動装置。 - 請求項１乃至３のいずれかに記載のモータ駆動装置において、
前記比較結果信号に発生するチャタリングを取り除くためのチャタリング除去部を備え、
前記チャタリング除去部は、前記比較結果信号の幅が任意の基準信号幅に満たない場合には、前記比較結果信号を無視するものとし、さらに前記任意の基準信号幅に応じた分だけ、前記位相調整部で行う位相調整量を減らす方向に補正することを特徴とするモータ駆動装置。
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