JP6641794B2 - モータ駆動装置、モータ制御装置、搬送装置及びモータ駆動方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータ駆動装置、モータ制御装置、搬送装置及びモータ駆動方法に関する。

従来から、２組（２相）の電機子コイルに９０度位相の異なる駆動電流を流し、この電流位相を次々に進めていくことにより、着磁された回転子に電磁トルクが生じて回転するステッピングモータが知られている。

また、従来のステッピングモータの駆動回路では、各電機子コイルに対応したＨブリッジ回路を設け、Ｈブリッジ回路の下側共通接地側に電流検出抵抗を設けることで、電機子コイルに供給される駆動電流を検出することが知られている（特許文献１）。

しかしながら、従来の技術では、２つのＨブリッジ回路に対して同じタイミングで電流検出を行うため、それぞれのＨブリッジ回路から検出した電流をデジタル処理に用いるためには２つのＡ／Ｄ変換器が必要となり、コストが高くなる。

開示の技術は、コイル電流の検出にかかるコストの低減を図ることを目的としている。

開示の技術は、互いに接続しないように巻かれた２相の電機子コイルに駆動電流としての交流電流を流して、回転子を回転させるモータ駆動装置であって、第一の電機子コイルの両端にそれぞれ第一のＰＷＭパルス信号、第二の電機子コイルの両端のそれぞれに第二のＰＷＭパルス信号を与え、各電機子コイルに駆動電流を流す駆動部を備え、前記駆動部は、前記第一の電機子コイルの一端に与えられる第一のＰＷＭパルス信号と、他端に与えられる第一のＰＷＭパルス信号のパルス幅の差が所定値以下のとき、前記第一の電機子コイルの一端又は他端に与えられる前記第一のＰＷＭパルス信号の何れか一方のパルスを前方へシフトさせる第一のシフト部と、前記第二の電機子コイルの一端に与えられる第二のＰＷＭパルス信号と、他端に与えられる第二のＰＷＭパルス信号のパルス幅の差が所定値以下のとき、前記第二の電機子コイルの一端又は他端に与えられる前記第二のＰＷＭパルス信号の何れか一方のパルスを後方へシフトさせる第二のシフト部と、前記第一の電機子コイルに流れる電流を検出する第一の電流検出器と、前記第二の電機子コイルに流れる電流を検出する第二の電流検出器と、を有し、前記第一のシフト部によるシフトと前記第二のシフト部によるシフトにより、前記第一の電流検出器に流れる電流検出と前記第二の電流検出器に流れる電流検出とを異なるタイミングで行う。

開示の技術によれば、コイル電流の検出にかかるコストの低減を図ることができる。

第一の実施形態のモータ制御装置を説明する図である。 第一の実施形態のステッピングモータの一例を示す図である。 第一の実施形態のＰＷＭシフト部を説明する図である。 並べ替え部の動作をプログラムで記述した場合の記述例を示す図である。 パルスシフトの条件を説明する図である。 パルスシフト量計算部の動作をプログラムで記述した場合の記述例を示す図である。 加算減算部の動作をプログラムで記述した場合の記述例を示す図である。 ＰＷＭシフト部の動作をプログラムで記述した場合の記述例を示す図である。 並べ替え回復部の動作をプログラムで記述した場合の記述例を示す図である。 ＰＷＭシフト部の動作波形の例を示す第一の図である。 ＰＷＭシフト部の動作波形の例を示す第二の図である。 Ｈブリッジ部と電流検出器を説明する図である。 第一の実施形態のモータ制御装置の動作を説明する第一の動作波形図である。 第一の実施形態のモータ制御装置の動作を説明する第二の動作波形図である。 第二の実施形態のモータ制御装置を説明する図である。 第二の実施形態の電流制御部のブロック線図を示す図である。 第三の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。 第三の実施形態の位置フィードバック制御部を説明する図である。 第三の実施形態のベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。 第三の実施形態のベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。 第三の実施形態のベクトル回転部の動作概念を示す第三の図である。 モータ制御装置が搭載された画像形成装置を説明する図である。 画像形成装置に接続される搬送装置の概略構成図である。

（第一の実施形態）
以下に、図面を参照して本実施形態について説明する。図１は、第一の実施形態のモータ制御装置を説明する図である。

本実施形態のステッピングモータ１は、２相の励磁コイルＡ相（以下、Ａ相コイル）２と、励磁コイルＢ相（以下、Ｂ相コイル）３に略９０度位相の異なる交流電流を流すことで永久磁石からなる回転子（ロータ）が回転する。

本実施形態のモータ制御装置１００は、Ａ相コイル２及びＢ相コイル３に交流電流（駆動電流）を供給する。

本実施形態のモータ制御装置１００は、モータ駆動装置２００、電流検出器１０１、１０２、セレクタ１０３、Ａ／Ｄ変換器１０４、デマルチプレクサ１０５、タイミング発生器１０６を有する。

はじめに、本実施形態のモータ駆動装置２００について説明する。本実施形態のモータ駆動装置２００は、符号反転部２１０、２２０、ＰＷＭシフト部２３０、２４０、Ｈブリッジ部２５０、２６０を有する。

本実施形態のモータ駆動装置２００において、符号反転部２１０、２２０、ＰＷＭシフト部２３０、２４０は、モータ駆動手段を形成し、Ｈブリッジ部２５０、２６０は電流検出手段を形成する。

本実施形態のモータ駆動装置２００は、Ａ相コイル２に印加される電圧相当値（電圧指令値）ｖａに応じたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルス信号Ａｐ、Ａｍを、Ａ相コイル２のコイル端子に対して出力する。また、本実施形態のモータ駆動装置２００は、Ｂ相コイル３に印加される電圧相当値ｖｂに応じたＰＷＭパルス信号Ｂｐ、ＢｍをＢ相コイル３のコイル端子に対して出力する。

また、本実施形態のモータ駆動装置２００は、Ａ相コイル２を流れるコイル電流相当値ｉａと、Ｂ相コイル３を流れるコイル電流相当値ｉｂを検出する。

以下に、モータ駆動装置２００の有する各部について説明する。本実施形態の符号反転部２１０は、Ａ相コイル２の電圧相当値ｖａを反転した値ｖａｍ（以下、反転電圧相当値ｖａｍ）を出力する。すなわち、ｖａｍ＝−ｖａである。尚、電圧相当値ｖａは、ゼロを中心に正負の値をとるものとする。

符号反転部２２０は、符号反転部２１０と同様の構成であり、Ｂ相コイル３に電圧相当値ｖｂを反転した相当値ｖｂｍ（以下、反転電圧相当値ｖｂｍ）を出力する。すなわち、ｖｂｍ＝−ｖｂである。尚、電圧相当値ｖｂは、ゼロを中心に正負の値をとるものとする。

ＰＷＭシフト部２３０は、電圧相当値ｖａと反転電圧相当値ｖａｍを、それぞれの値に比例したデューティをもったパルス信号ａｐとパルス信号ａｍに変換する。

本実施形態のＰＷＭシフト部２３０は、電圧相当値ｖａ及び反転電圧相当値ｖａｍがゼロのとき、パルス信号ａｐ、ａｍのデューティを５０％とし、正の値では５０％から１００％の間のパルス信号、負の値では５０％から０％の間のパルス信号とした。

また、本実施形態のＰＷＭシフト部２３０は、パルス信号ａｐ、ａｍのパルス幅の差が所定値以下のとき、パルス信号ａｐをデューティを保ったまま時間的に前側にずらす（シフトする）。

尚、ＰＷＭシフト部２３０に供給される信号ｃａｒは、ＰＷＭ変換するためのキャリア信号である。本実施形態では、キャリア信号ｃａｒは、正負対称な三角波とした。同様に、ＰＷＭシフト部２３０に供給される信号ｕｄは、キャリア信号ｃａｒが上昇区間か下降区間かを示す信号である。信号ｕｄは、デューティを保ったままパルス信号ａｐを時間的にずらすために用いられる。

ＰＷＭシフト部２４０は、ＰＷＭシフト部２３０と同様の構成であり、電圧相当値ｖｂと反転電圧相当値ｖｂｍを、それぞれの値に比例したデューティをもったパルス信号ｂｐとパルス信号ｂｍに変換する。

ＰＷＭシフト部２４０は、電圧相当値ｖｂ及び反転電圧相当値ｖｂｍがゼロのとき、デューティを５０％とし、正の値では５０％から１００％の間のパルス信号とし、負の値では５０％から０％の間のパルス信号とした。

また、本実施形態のＰＷＭシフト部２４０は、パルス信号ｂｐ、ｂｍのパルス幅の差が所定値以下のとき、パルス信号ｂｍを、デューティを保ったまま時間的に後ろ側にずらす（シフトする）。

尚、ＰＷＭシフト部２４０に供給される信号ｃａｒは、ＰＷＭ変換するためのキャリア信号である。本実施形態では、キャリア信号ｃａｒは、正負対称な三角波とした。同様に、ＰＷＭシフト部２４０に供給される信号ｕｄは、キャリア信号ｃａｒが上昇区間か下降区間かを示す信号である。信号ｕｄは、デューティを保ったままパルス信号ｂｍを時間的にずらすために用いられる。

尚、ここではパルス信号ａｐを前側にシフトさせ、パルス信号ｂｍを後ろ側にシフトさせるものとしたが、これに限定されない。ＰＷＭシフト部２３０は、パルス信号ａｍを後ろ側にシフトさせても良い。この場合、ＰＷＭシフト部２４０は、パルス信号ｂｐを前側にシフトさせれば良い。

ＰＷＭシフト部２３０、２４０の構成と動作の詳細は後述する。

Ｈブリッジ部２５０は、パルス信号ａｐ、ａｍを、Ａ相コイル２のコイル端子に印加されるＰＷＭパルス信号Ａｐ、Ａｍに変換する。

Ｈブリッジ部２６０は、Ｈブリッジ部２５０と同様の構成であり、パルス信号ｂｐ、ｂｍを、Ｂ相コイル３のコイル端子に印加されるＰＷＭパルス信号Ｂｐ、Ｂｍに変換する。Ｈブリッジ部２５０、２６０の詳細は後述する。

次に本実施形態のモータ制御装置１００が有する、モータ駆動装置２００以外の各部について説明する。

本実施形態の電流検出器１０１は、Ｈブリッジ部２５０の接地側共通母線と接地間に挿入されており、Ａ相コイル２に流れるコイル電流Ｉａを出力する。

本実施形態の電流検出器１０２は、Ｈブリッジ部２６０の接地側共通母線と接地間に挿入されており、Ｂ相コイル３に流れるコイル電流Ｉｂを出力する。本実施形態の電流検出器１０１、１０２は、例えば抵抗等により実現される。

本実施形態のセレクタ１０３は、選択指示信号ｉｓｅｌの値が０（ローレベル：Ｌレベル）のとき、Ａ相コイル２から検出されたコイル電流Ｉａを選択し、ａｄｉｎ信号として出力する。また、本実施形態のセレクタ１０３は、選択指示信号ｉｓｅｌの値が１（ハイレベル：Ｈレベル）のとき、Ｂ相コイル３から検出されたコイル電流Ｉｂを選択し、ａｄｉｎ信号として出力する。

本実施形態のＡ／Ｄ変換器１０４は、サンプリングトリガ信号ｓｍｐにより、ａｄｉｎ信号をデジタル値に変換する。

本実施形態のデマルチプレクサ１０５（ラッチ手段）は、Ａ相電流ラッチ信号ｓｔａにより、Ａ／Ｄ変換器１０４の出力をラッチし、コイル電流相当値ｉａを出力する。また、本実施形態のデマルチプレクサ１０５は、Ｂ相電流ラッチ信号ｓｔｂにより、Ａ／Ｄ変換器１０４の出力をラッチし、コイル電流相当値ｉａを出力する。

つまり、コイル電流相当値ｉａは、電流検出器１０１により検出された、アナログ信号であるコイル電流Ｉａを、Ａ／Ｄ変換器１０４によりデジタル信号に変換した値である。また、コイル電流相当値ｉｂは、電流検出器１０２により検出された、アナログ信号であるコイル電流Ｉｂを、Ａ／Ｄ変換器１０４によりデジタル信号に変換した値である。

本実施形態のタイミング発生器１０６は、キャリア信号ｃａｒ、信号ｕｄ、選択指示信号ｉｓｅｌ、サンプリングトリガ信号ｓｍｐ、Ａ相電流ラッチ信号ｓｔａ、Ｂ相電流ラッチ信号ｓｔｂを発生させる。本実施形態のタイミング発生器１０６は、公知の技術により実現される。

キャリア信号ｃａｒは、０を中心に一定周期で正負に所定振幅をもった三角波である。信号ｕｄは、キャリア信号ｃａｒの値が上昇しているとき０（Ｌレベル）となり、キャリア信号ｃａｒの値が下降しているとき１（Ｈレベル）となる信号とした。

選択指示信号ｉｓｅｌは、キャリア信号ｃａｒの値が正のとき０（Ｌレベル）となり、キャリア信号ｃａｒの値が負のとき１（Ｈレベル）となる信号とした。

サンプリングトリガ信号ｓｍｐは、１回目はキャリア信号ｃａｒが下降時で、且つ値が正の所定値のときに発生させ、２回目はキャリア信号ｃａｒが下降時で、且つ値が負の所定値のときに発生させる信号とした。

Ａ相電流ラッチ信号ｓｔａは、１回目のサンプリングトリガ信号ｓｍｐと同期して発生させる信号とした。Ｂ相電流ラッチ信号ｓｔｂは、２回目のサンプリングトリガ信号ｓｍｐと同期して発生させる信号とした。

次に、図２を参照して、本実施形態のステッピングモータ１について説明する。図２は、第一の実施形態のステッピングモータの一例を示す図である。

本実施形態のステッピングモータ１において、Ａ相コイル２とＢ相コイル３は、互いに接続しておらず独立である。Ａ相コイル２は、コイル端子Ｔａｐ、Ｔａｍを有し、Ｂ相コイル３は、コイル端子Ｔｂｐ、Ｔｂｍを有する。また、ステッピングモータ１は、ロータ４を有する。ロータ４は、円周上に永久磁石が配置あるいは着磁されている。

Ａ相コイル２とＢ相コイル３は、永久磁石の発生する磁束方向に対して９０度の関係に配置してあり、Ａ相コイル２とＢ相コイル３に、９０度位相のずれた交流電流を流すことでロータ４が回転する。尚、本実施形態では、２つのコイルの片方をＡ相コイル２、他方をＢ相コイル３とするが、Ａ相コイルとＢ相コイルを逆に定義しても良い。つまり、２つのコイルのどちらをＡ相コイルとしても良く、その場合、他方がＢ相コイルとなればよい。

次に、図３を参照し、本実施形態のＰＷＭシフト部２３０、２４０について説明する。図３は、第一の実施形態のＰＷＭシフト部を説明する図である。

図３では、ＰＷＭシフト部２３０、２４０のそれぞれにおいて、同じ記号の信号が出てくるが、これらは同様な動作により出力される信号であるため、同じ信号名を用いて説明している。実際は、これらの信号は、ＰＷＭシフト部２３０、２４０それぞれに存在するため、異なる信号である。

まず、ＰＷＭシフト部２３０について説明する。本実施形態のＰＷＭシフト部２３０は、並べ替え部２３１、パルスシフト量計算部２３２、加算減算部２３３、比較器２３４、２３５、並べ替え回復部２３６を有する。

また、ＰＷＭシフト部２４０は、並べ替え部２４１、パルスシフト量計算部２４２、加算減算部２４３、比較器２４４、２４５、並べ替え回復部２４６を有する。

本実施形態の並べ替え部２３１、２４１は、入力される２つの電圧相当値ｖａと反転電圧相当値ｖａｍ（電圧相当値ｖｂと反転電圧相当値ｖｂｍ）のうち、値が大きい方をｖ１とし、小さい方をｖ２とする。また、並べ替え部２３１、２４１は、並べ替えの結果を信号ｃｐｍとして、並べ替え回復部２３６、２４６に出力する。

本実施形態の並べ替え部２３１は、電圧相当値ｖａが反転電圧相当値ｖａｍ以上である場合、信号ｃｐｍの値を１とし、そうでない場合は、信号ｃｐｍの値を０とする。また、並べ替え部２４１は、電圧相当値ｖｂが反転電圧相当値ｖｂｍ以上である場合、信号ｃｐｍの値を１とし、そうでない場合は、信号ｃｐｍの値を０とする。

本実施形態の並べ替え部２３１、２４１のそれぞれの動作の記述例を図４に示す。図４は、並べ替え部の動作をプログラムで記述した場合の記述例を示す図である。尚、図４は、ｃ言語でプログラムを記述した例を示している。

本実施形態のパルスシフト量計算部２３２は、図５に示すように、大きい順に並んだ電圧相当値ｖ１、ｖ２の差ｄＴ（ｄＴ＝ｖ１−ｖ２）が、所定値（２×ｄ１）以下のとき、差ｄＴに比例したシフト量ｔｓの算出を開始する。つまり、本実施形態では、電圧相当値ｖ１、ｖ２の差ｄＴが、所定値（２×ｄ１）以下であることが、ＰＷＭパルス信号をシフトさせるための条件である。尚、パルスシフト量計算部２４２の構成及び動作は、パルスシフト量計算部２３２と同様である。図５は、パルスシフトの条件を説明する図である。

尚、本実施形態のｄ１は、予め決定された定数であり、パルスシフトによって確保したい最低幅の電流検出可能時間に相当させるのが好ましい。本実施形態のｄ１は、例えばモータ制御装置１００の有するアンプ、セレクタ等のアナログ素子の帯域等の性能によって決められる。

以下の説明では、説明を簡単にするため、電圧の単位と、パルス幅やシフト量等の時間の単位を同じにしている。これは、デジタル回路では最小時間単位を高速なシステムクロックの１クロック周期と扱うと簡単な場合が多いからである。例えば、ＰＷＭ周期を１００（クロック時間）とし、入力される最大電圧を１００（デジタル量）とし、電圧が０から１００までに対してパルス幅が０から１００になる設計は容易である。このとき電圧と時間を同じ単位として扱うことができる。

図６に、パルスシフト量計算部２３２によるシフト量ｔｓの算出の動作の記述例を示す。図６は、パルスシフト量計算部の動作をプログラムで記述した場合の記述例を示す図である。尚、図６は、ｃ言語でプログラムを記述した例を示している。

本実施形態のパルスシフト量計算部２３２は、記述６１から、差ｄＴが所定値（２×ｄ１）以下のとき、シフト量ｔｓを（−ｄＴ／２）＋ｄ１としていることがわかる。

本実施形態の加算減算部２３３は、キャリア信号ｃａｒの下降区間（信号ｕｄ＝１）のとき、電圧相当値ｖ１にシフト量ｔｓを加算し、キャリア信号ｃａｒの上昇区間（信号ｕｄ＝０）のとき、電圧相当値ｖ１からシフト量ｔｓを減算し、修正電圧相当値ｍｖ１を出力する。

本実施形態の加算減算部２４３は、キャリア信号ｃａｒが下降区間（信号ｕｄ＝１）のとき、電圧相当値ｖ２からシフト量ｔｓを減算し、キャリア信号ｃａｒが上昇区間（信号ｕｄ＝０）のとき電圧相当値ｖ２にシフト量ｔｓを加算して、修正電圧相当値ｍｖ２を出力する。

加算減算部２３３と加算減算部２４３のそれぞれの動作の記述例を図７に示す。図７は、加算減算部の動作をプログラムで記述した場合の記述例を示す図である。尚、図７は、ｃ言語でプログラムを記述した例を示している。

加算減算部２３３の動作の記述からもわかるように、キャリア信号ｃａｒの上昇区間と下降区間の１セットがＰＷＭパルス信号の１周期である。したがって、ＰＷＭパルス信号の１周期を通してみると、電圧相当値の平均は、ｖ１のまま変わらない。

また、加算減算部２４３の動作の記述からも、ＰＷＭパルス信号の１周期を通してみると、電圧相当値の平均は、ｖ２のまま変わらないことがわかる。

本実施形態の比較器２３４は、キャリア信号ｃａｒと、修正電圧相当値ｍｖ１と、を比較し、比較結果をパルス信号ｐ１として出力する。本実施形態の比較器２３５は、キャリア信号ｃａｒと、電圧相当値ｖ２と、を比較し、比較結果をパルス信号ｐ２として出力する。

また、本実施形態の比較器２４４は、キャリア信号ｃａｒと、電圧相当値ｖ１と、を比較し、比較結果をパルス信号ｐ１として出力する。本実施形態の比較器２４５は、キャリア信号ｃａｒと、修正電圧相当値ｖｍ２と、を比較し、比較結果をパルス信号ｐ２として出力する。

ここまでのＰＷＭシフト部２３０、２４０の動作の記述例を図８に示す。図８は、ＰＷＭシフト部の動作をプログラムで記述した場合の記述例を示す図である。尚、図８は、ｃ言語でプログラムを記述した例を示している。

図８のＰＷＭシフト部２３０の動作を示す記述のうち、１行目の記述７１の右辺の意味は、修正電圧相当値ｍｖ１がキャリア信号ｃａｒより大きいとき論理１（Ｈレベル）とし、そうでないとき論理０（Ｌレベル）を出力することを示している。本実施形態では、ＰＷＭシフト部２３０、２４０の動作を示す他の記述おいても同様とする。

本実施形態の並べ替え回復部２３６、２４６は、並べ替え部２３１、２４１で大きい順に並べ変えた信号を元の順に戻す。そのため、並べ替え回復部２３６、２４６は、並べ替えの結果を信号ｃｐｍを用いる。

並べ替え回復部２３６、２４６のそれぞれの動作の記述例を図９に示す。図９は、並べ替え回復部の動作をプログラムで記述した場合の記述例を示す図である。尚、図９は、ｃ言語でプログラムを記述した例を示している。

図９における並べ替え回復部２３６の動作の記述によれば、並べ替え回復部２３６は、信号ｃｐｍの値が０のとき、パルス信号ｐ１をパルス信号ａｐ、パルス信号ｐ２をパルス信号ａｍとして出力し、信号ｃｐｍの値が０でない場合はパルス信号ｐ２をパルス信号ａｐ、パルス信号ｐ１をパルス信号ａｍとして出力する。

また、図９における並べ替え回復部２４６の動作の記述によれば、並べ替え回復部２４６は、信号ｃｐｍの値が０のとき、パルス信号ｐ１をパルス信号ｂｐ、パルス信号ｐ２をパルス信号ｂｍとして出力し、信号ｃｐｍの値が０でない場合はパルス信号ｐ２をパルス信号ｂｐ、パルス信号ｐ１をパルス信号ｂｍとして出力する。

次に、図１０を参照して本実施形態のＰＷＭシフト部２３０の動作について説明する。図１０は、ＰＷＭシフト部の動作波形の例を示す第一の図である。

図１０では、入力される電圧相当値ｖａと反転電圧相当値ｖａｍの差がほぼ０で、したがって並べ替えても電圧相当値ｖ１、ｖ２がほぼ０の場合を示している。

図１０において、キャリア信号ｃａｒは、振幅が±１００の三角波であり、上昇と下降を繰り替えしている。電圧相当値ｖ１は、パルスシフト量計算部２３２と、加算減算部２３３により、キャリア信号ｃａｒの１周期における前半（下降区間：信号ｕｄ＝１）でシフト量ｔｓが加算される。また、電圧相当値ｖ１は、パルスシフト量計算部２３２と、加算減算部２３３により、キャリア信号ｃａｒの１周期における後半（上昇区間：信号ｕｄ＝０）でシフト量ｔｓが減算され、修正電圧相当値ｍｖ１となる。電圧相当値ｖ２は、変わらない。

次に、ＰＷＭシフト部２３０は、比較器２３４、２３５により、修正電圧相当値ｍｖ１と電圧相当値ｖ２のそれぞれをキャリア信号ｃａｒと比較した結果であるパルス信号ｐ１、ｐ２を得る。

図１０では、パルス信号ｐ１がシフト量ｔｓに相当する時間だけ前側にシフトすることがわかる。また、パルス信号ｐ１のパルス幅は、シフト量ｔｓが０のときと変わらず維持される。尚、図１０では、パルス信号ｐ１がＰＷＭシフト部２３０の出力であるパルス信号ａｐであり、パルス信号ｐ２がＰＷＭシフト部２３０の出力であるパルス信号ａｍである。

次に、ＰＷＭシフト部２４０の動作について説明する。図１１は、ＰＷＭシフト部の動作波形の例を示す第二の図である。

図１１では、入力される電圧相当値ｖｂと反転電圧相当値ｖｂｍの差がほぼ０で、したがって並べ替えても電圧相当値ｖ１、ｖ２がほぼ０の場合を示している。

図１１において、キャリア信号ｃａｒは、振幅が±１００の三角波であり、上昇と下降を繰り替えしている。

図１１において、電圧相当値ｖ１は、そのまま変わらない。

電圧相当値ｖ２は、パルスシフト量計算部２４２と、加算減算部２４３により、キャリア信号ｃａｒの１周期における前半（下降区間：信号ｕｄ＝１）でシフト量ｔｓが減算される。また、電圧相当値ｖ２は、パルスシフト量計算部２４２と、加算減算部２４３により、キャリア信号ｃａｒの１周期における後半（上昇区間：信号ｕｄ＝０）でシフト量ｔｓが加算され、修正電圧相当値ｍｖ２となる。

次に、ＰＷＭシフト部２４０は、比較器２４４、２４５により、電圧相当値ｖ１と修正電圧相当値ｍｖ２のそれぞれをキャリア信号ｃａｒと比較した結果であるパルス信号ｐ１、ｐ２を得る。

図１１では、パルス信号ｐ２がシフト量ｔｓに相当する時間だけ前側にシフトすることがわかる。また、パルス信号ｐ２のパルス幅は、シフト量ｔｓが０のときと変わらず維持される。尚、図１１では、パルス信号ｐ１がＰＷＭシフト部２４０の出力であるパルス信号ｂｐであり、パルス信号ｐ２がＰＷＭシフト部２４０の出力であるパルス信号ｂｍである。

本実施形態では、図１０及び図１１からわかるように、ＰＷＭシフト部２３０、２４０のそれぞれから出力される２つのパルス信号の幅の差が小さいとき、ＰＷＭシフト部２３０では片方のパルス信号が前側にシフトし、ＰＷＭシフト部２４０で一方のパルス信号を後ろ側にシフトする。尚、２つのパルス信号の幅の差が小さいときとは、例えば電圧相当値と反転電圧相当値の差がほぼ０の場合である。

これにより、本実施形態では、後述するように、Ｈブリッジ部２５０、２６０の共通母線に挿入された電流検出器１０１、１０２に流れるコイル電流が、時間的にずらしてサンプリングできるようになる。

次に、図１２を参照し、本実施形態のＨブリッジ部２５０と電流検出器１０１について説明する。図１２は、Ｈブリッジ部と電流検出器を説明する図である。

本実施形態のＨブリッジ部２５０は、スイッチ素子２５１、２５２、２５４、２５５、インバータ２５３、２５６を有する。各スイッチ素子は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）等が使われる。本実施形態では、ＦＥＴのゲート入力のレベルが「１（Ｈレベル）」のとき、ＯＮするものとした。

Ｈブリッジ部２５０において、上側スイッチであるスイッチ素子２５１、２５４は、電源側は共通に接続され、また下側スイッチであるスイッチ素子２５２、２５５の接地側も共通に接続される。本実施形態では、これらを電源側共通母線及び接地側共通母線という。

インバータ２５３、２５６は、反転ロジックであり、同じコイル端子側では上側スイッチと下側スイッチのどちらか一方がＯＮされるようにしている。

この構成では、パルス信号ａｐとパルス信号ａｍの論理に対するＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ状態及びコイル端子のレベルは以下の表１に示すようになる。尚、表１において、Ｇは接地電位、Ｖｍはステッピングモータ１の電源電圧である。

ＰＷＭパルス信号Ａｐ、Ａｍは、一般的にはＨレベルが電源電圧Ｖｍ、Ｌレベルが接地電位Ｇのパルスになる。Ｈブリッジ部２５０では、ＰＷＭパルス信号ＡｐとＰＷＭパルス信号Ａｍのレベルが異なるとき、電源からＡ相コイル２を通って接地側共通母線にコイル電流Ｉａ（シャント電流）が流れる。

また、Ｈブリッジ部２５０では、ＰＷＭパルス信号ＡｐとＰＷＭパルス信号Ａｍのレベルが同じとき（表１において、ＶｍとＶｍ、あるいはＧとＧ）、コイル電流Ｉａはブリッジ内のスイッチを還流して接地側や電源側には流れない。

例えばＰＷＭパルス信号Ａｐ、Ａｍのレベルが両方ともＶｍのときは、上側スイッチであるスイッチ素子２５１、２５４及びＡ相コイル２で還流する。また、ＰＷＭパルス信号Ａｐ、Ａｍのレベルが両方ともＧのときは、下側スイッチであるスイッチ素子２５２、２５５及びＡ相コイル２で還流する。

本実施形態の電流検出器１０１は、接地側共通母線と接地間に挿入される。一般には、電流検出器１０１として、小さい値の抵抗（シャント抵抗）を挿入する。小さい値の抵抗とは、例えばＡ相コイル２の抵抗の１／１０以下の抵抗である。

本実施形態では、電流検出器１０１の両端の電位差が、Ａ相コイル２を流れるコイル電流Ｉａを示す信号となる。

本実施形態では、電流検出器１０１を小さい値の抵抗とし、非接地側電位は接地電位に近い値でとしたため、これを後段で増幅したりＡ／Ｄ変換器に入れる場合でも、それらに高耐圧が要求されない。したがって、本実施形態によれば、モータ制御装置１００にかかるコストの増大を抑制できる。

尚、本実施形態のＨブリッジ部２６０及び電流検出器１０２の構成は、Ｈブリッジ部２５０及び電流検出器１０１と同様であるから説明を省略する。

次に、図１３を参照し、本実施形態のモータ制御装置１００において、コイル電流相当値ｉａ、ｉｂを出力するまでの動作を説明する。

図１３は、第一の実施形態のモータ制御装置の動作を説明する第一の動作波形図である。図１３では、電圧相当値ｖａ、ｖｂの入力を受け、Ａ相コイル２、Ｂ相コイル３それぞれのコイル端子に印加されるＰＷＭパルス信号Ａｐ、Ａｍ、Ｂｐ、Ｂｍを経て、Ａ相コイル２のコイル電流相当値ｉａとＢ相コイル３のコイル電流相当値ｉｂを得るまでの動作波形を示す。

図１３において、電圧相当値ｖａ、ｖｂは、いずれも正でほぼ０付近の値とする。よって、反転電圧相当値ｖａｍ、ｖｂｍのいずれも０付近の値であり、これら４つの値のレベルはほぼ０とした。

４つの値をキャリア信号ｃａｒと比較した結果のパルス信号は、どれもデューティが５０％付近となり、パルス信号をシフトをしなければ、全てが同じタイミングで重なってしまう。そうなると、Ｈブリッジ部２５０、２６０の接地側共通母線に挿入された電流検出器１０１、１０２に電流が流れず、電流検出ができなくなってしまう。

そこで、本実施形態では、ＰＷＭシフト部２３０の作用により、Ａ相コイル２のコイル端子の片方に印加されるＰＷＭパルス信号Ａｐを前側に定数ｄ１だけシフトさせる。つまり、ＰＷＭシフト部２３０は、ＰＷＭパルス信号Ａｍの立ち上がりよりも、定数ｄ１が示す期間早くＰＷＭパルス信号Ａｐを立ち上げる。

また、本実施形態では、ＰＷＭシフト部２３０の作用により、Ｂ相コイル３のコイル端子の片方に印加されるＰＷＭパルス信号Ｂｐを後ろ側に定数ｄ１だけシフトさせる。つまり、ＰＷＭシフト部２４０は、ＰＷＭパルス信号Ｂｐの立ち上がりよりも、定数ｄ１が示す期間遅くＰＷＭパルス信号Ｂｍを立ち上げる。

したがって、本実施形態では、図１３に示すように、デューティ５０％の立ち上がりエッジを中心に、Ａ相は前側に、Ｂ相は後ろ側に、コイル端子間のパルスの論理の異なる区間が確保される。言い換えれば、本実施形態では、Ａ相ではデューティ５０％の立ち上がりエッジよりも早いタイミングにおいて、コイル端子間のパルスの論理の異なる区間が確保される。また、本実施形態では、Ｂ相ではデューティ５０％の立ち上がりエッジよりも遅いタイミングにおいて、コイル端子間のパルスの論理の異なる区間が確保される。

よって、本実施形態では、このときＨブリッジ部２５０、２６０の下側スイッチを介してコイル電流Ｉａ、Ｉｂが流れ、それぞれの電流検出が可能になる。

また、本実施形態では、選択指示信号ｉｓｅｌは、キャリア信号ｃａｒの値が０の点、デューティ５０％の立ち上がり変化点（立ち上がりエッジ）より前でコイル電流Ｉａを選択し、後ろでコイル電流Ｉｂを選ぶ。よって、Ａ／Ｄ変換器１０４の入力となるａｄｉｎ信号には、キャリア信号ｃａｒの立ち上がり変化点より前の定数ｄ１が示す期間にコイル電流Ｉａ、立ち上がり変化点より後の定数ｄ１が示す期間にコイル電流Ｉｂが発現する。

Ａ／Ｄ変換器１０４は、サンプリングトリガ信号ｓｍｐに応じて、コイル電流Ｉａとコイル電流Ｉｂのそれぞれが出現するａｄｉｎ信号をサンプリングし、デジタル化する。

以下に、タイミング発生器１０６によるサンプリングトリガ信号ｓｍｐを生成を説明する。

タイミング発生器１０６は、１回目のサンプリングトリガ信号ｓｍｐをタイミングＴ１を起点に、定数ｄ２が示す期間が経過したタイミングＴ２で発生させる。タイミングＴ１は、キャリア信号ｃａｒの下降区間において、電圧相当値及び反転電圧相当値が０になるタイミングから定数ｄ１が示す期間前のタイミングである。尚、本実施形態の定数ｄ２は、定数ｄ１に応じて予め決められている。

定数ｄ２は、定数ｄ１と同様に、パルスシフトによって確保したい最低幅の電流検出可能時間に相当させるのが好ましい。本実施形態の定数ｄ２は、例えばモータ制御装置１００の有するアンプ、セレクタ等のアナログ素子の帯域等の性能によって決められる。また、本実施形態の定数ｄ２は、定数ｄ１以下の値としても良い。

続いて、タイミング発生器１０６は、２回目のサンプリングトリガ信号ｓｍｐを、タイミングＴ３を起点に、定数ｄ２が示す期間が経過したタイミングＴ４で発生させる。タイミングＴ３は、キャリア信号ｃａｒの下降区間において、電圧相当値及び反転電圧相当値が０になるタイミングである。

すなわち、タイミング発生器１０６によるサンプリングトリガ信号ｓｍｐの発生の動作を記述すると、
ｓｍｐ［１］＝（ｕｄ＝＝１）＆（ｃａｒ＝＝（ｄ１−ｄ２））； ／／１回目
ｓｍｐ［２］＝（ｕｄ＝＝１）＆（ｃａｒ＝＝（０−ｄ２））； ／／２回目
となる。

本実施形態では、定数ｄ２を、定数ｄ１以下の値とすることにより、１回目のサンプリングトリガ信号ｓｍｐでコイル電流Ｉａを、２回目のサンプリングトリガ信号ｓｍｐで、コイル電流Ｉｂをサンプリングできる。

このとき、１回目のサンプリングトリガ信号ｓｍｐがＡ／Ｄ変換に供給されるタイミングＴ２は、ＰＷＭパルス信号Ａｍのデューティ５０％の変化（立ち上がり）エッジ相当時刻であるタイミングＴ３か、又はそれよりも前方の固定的なタイミングとした。

ここで、固定的なタイミングとは、具体的には、タイミングＴ１から、定数ｄ２が示す期間経過したタイミングである。言い換れば、タイミングＴ２は、タイミングＴ３か、又はタイミングＴ３より所定期間前のタイミングである。

また、２回目のサンプリングトリガ信号ｓｍｐがＡ／Ｄ変換に供給されるタイミングＴ４は、ＰＷＭパルス信号Ｂｐのデューティ５０％の変化（立ち上がり）エッジ相当時刻であるタイミングＴ３よりも後方の固定的なタイミングとなる。

ここで、固定的なタイミングとは、タイミングＴ３から、定数ｄ２が示す期間経過したタイミングである。言い換れば、タイミングＴ４は、タイミングＴ３から所定期間経過したタイミングである。

Ａ／Ｄ変換器１０４でサンプリングされてデジタル値になったコイル電流は、デマルチプレクサ１０５により、１回目のサンプリングトリガ信号ｓｍｐから所定時間（Ａ／Ｄ変換に必要な固定時間、ここではほぼ０）だけ後ろで発生させるＡ相電流ラッチ信号ｓｔａでコイル電流相当値ｉａとしてラッチされる。また、コイル電流は、デマルチプレクサ１０５により、２回目のサンプリングトリガ信号ｓｍｐから所定時間（Ａ／Ｄ変換に必要な固定時間、ここではほぼ０）だけ後ろで発生させるＢ相電流ラッチ信号ｓｔｂでコイル電流相当値ｉｂとしてラッチされる。

以上のように、本実施形態によれば、１つのＡ／Ｄ変換器１０４を順次トリガすることで、２つのコイル電流Ｉａ、Ｉｂがサンプリング可能になる。したがって、本実施形態によれば、Ａ／Ｄ変換器を２つ有する場合と比べ、ステッピングモータ１のコイル電流の検出にかかるコストの削減することができる。

また、コイル電流Ｉａ、Ｉｂのサンプリングのタイミングは、電圧や電流レベル、すなわちＰＷＭパルス信号のデューティによらず固定的なタイミングでよいので、タイミング発生回路等が簡略にでき、コストの低減を図ることができる。

次に、図１４を参照し、本実施形態のモータ制御装置１００の動作をさらに説明する。図１４は、第一の実施形態のモータ制御装置の動作を説明する第二の動作波形図である。

図１４は、図１３にＰＷＭパルス信号をもう1周期分描いたものである。

図１４におけるｎ周期目の動作波形は、図１３と同様である。図１４におけるｎ＋１周期目は、電圧相当値ｖａをわずかに正のレベル、電圧相当値ｖｂをやや大きい負のレベルとしている。図１４では、どちらも各ＰＷＭパルス信号のパルス幅の差が、図５に示すパルスシフトの条件である「２×ｄ１」よりも小さいため、ＰＷＭシフト部２３０、２４０は、ＰＷＭパルス信号のシフト量ｔｓの算出を開始する。

尚、各ＰＷＭパルス信号のパルス幅の差とは、ＰＷＭパルス信号ＡｐとＰＷＭパルス信号Ａｍのパルス幅の差及びＰＷＭパルス信号ＢｐとＰＷＭパルス信号Ｂｍのパルス幅の差である。

図１４の例では、ｎ＋１周期目でも、デューティ５０％の立ち上がりエッジを中心に、Ａ相は前側に、Ｂ相は後ろ側に、コイル端子に印加されるＰＷＭパルス信号のレベル（論理）の異なる区間が確保される。したがって、本実施形態では、このときＨブリッジ部２５０、２６０の下側スイッチにコイル電流Ｉａ、Ｉｂが流れ、電流検出が可能になることがわかる。また、コイル電流Ｉａ、Ｉｂのサンプリングのタイミングは固定的で、ｎ周期目と同じにしておけばよいこともわかる。

以上のように、本実施形態によれば、ステッピングモータのコイル電流の検出にかかるコストの低減を図ることができる。

（第二の実施形態）
以下に、第二の実施形態について説明する。第二の実施形態は、第一の実施形態のモータ制御装置１００と、電流制御部とを有するモータ制御装置である。第二の実施形態の説明では、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。

図１５は、第二の実施形態のモータ制御装置を説明する図である。本実施形態のモータ制御装置４００は、モータ制御装置１００と、電流制御部４１０、４２０を有する。本実施形態のモータ制御装置４００は、モータ制御装置１００において検出されたコイル電流Ｉａ、Ｉｂを目標値にするための制御を行う。

本実施形態の電流制御部４１０は、Ａ相のコイル電流相当値ｉａが目標値ｉａｔになるように、Ａ相の電圧相当値ｖａをフィードバック制御する。

本実施形態の電流制御部４２０は、Ｂ相のコイル電流相当値ｉｂが目標値ｉｂｔになるように、Ｂ相の電圧相当値ｖｂをフィードバック制御する。

本実施形態の電流制御部４１０、４２０の構成としては、公知の比例・積分制御を用いることができる。図１６は、第二の実施形態の電流制御部のブロック線図を示す図である。尚、電流制御部４１０、４２０は、それぞれ同様の構成であるから、図１６では電流制御部４１０について説明する。

電流制御部４１０は、減算器４１１、ゲイン要素４１２、ゲイン要素４１３、積分要素４１４（１／ｓ：ｓはラプラス演算子）、加算器４１５を有し、何れも公知の技術である。

本実施形態の電流制御部４１０では、以下の式（１）に示す伝達特性が得られ、ゲイン要素４１２のゲインＧ１と、ゲイン要素４１３のゲインＧ２を適切な定数とされることで、電圧相当値ｖａ、ｖｂが計算されてコイル電流相当値ｉａ、ｉｂがそれぞれの目標値ｉａｔ、ｉｂｔに近づくように制御される。

ｖａ＝（ｉａｔ−ｉａ）×Ｇ１×（１＋Ｇ２×（１／ｓ））
ｖｂ＝（ｉｂｔ−ｉｂ）×Ｇ１×（１＋Ｇ２×（１／ｓ）） 式（１）
本実施形態では、目標値ｉａｔと目標値ｉｂｔを、所定の振幅で９０度位相がずれた関係で入力することにより、Ａ相コイル２とＢ相コイル３のコイル電流Ｉａ、Ｉｂが制御され、ステッピングモータ１を回転させたり、停止維持させたりできる。

この制御は、位置制御としてはオープンループであるが、制御は簡単であり停止やごく低速運転も可能なので、後述する第三の実施形態の位置推定が不可能な低速や停止維持制御時にも用いることができる。

（第三の実施形態）
以下に第三の実施形態について説明する。第三の実施形態は、第一の実施形態のモータ制御装置１００を有するモータ駆動制御装置である。第三の実施形態の説明では、第一の実施形態と同様の機能構成を有するものには第一の実施形態の説明で用いた符号を付与し、その説明を省略する。

図１７は、第三の実施形態のモータ駆動制御装置を説明する図である。本実施形態のモータ駆動制御装置５００は、モータ制御装置１００により検出されたコイル電流Ｉａ、Ｉｂを、さらにモータ角度に基づいて回転変換し、ＤＣ（Direct Current）電流Ｉｄ、Ｉｑに変換する。また、本実施形態のモータ駆動制御装置５００は、ＤＣ電流Ｉｄ、Ｉｑを目標値に制御する電流制御ループを備え、さらにその外側ループとしてモータ位置と速度を制御する、クローズドループ制御装置である。

本実施形態のモータ駆動制御装置５００は、位置フィードバック制御部５０１、ｄ軸電流制御部５０２、ｑ軸電流制御部５０３、ベクトル回転部５０４及び５０５、位置推定部５０６、モータ制御装置１００を有する。

本実施形態の位置フィードバック制御部５０１は、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと現在のロータ４の推定位置を示す位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとを比較し、比較結果に応じて駆動電流の振幅目標値ｉｄｔ及びｉｑｔを出力する。本実施形態では、この制御により、目標位置指令値ｔｈ＿ｔと位置情報ｔｈ＿ｅｓｔとが一致するように駆動電流の振幅が制御され、ロータ４の位置が制御される。

本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが単位時間に一定量増加あるいは減少する場合、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも単位時間に一定量増加あるいは減少するように制御される。したがって、本実施形態のステッピングモータ１のロータ４は、一定速度の回転を維持する。また、本実施形態では、目標位置指令値ｔｈ＿ｔが固定値で静止している場合は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔも静止、すなわち現在位置を維持するように制御される。

位置フィードバック制御部５０１の詳細は後述する。

本実施形態のｄ軸電流制御部５０２は、ベクトル回転部５０５が検出したｄ軸電流相当値ｉｄが、ｄ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｄｔに一致するように、ｄ軸の駆動電圧相当値ｖｄを出力する。本実施形態のｑ軸電流制御部５０３は、ベクトル回転部５０５が検出したｑ軸電流相当値ｉｑが、ｑ軸の駆動電流の振幅目標値ｉｑｔに一致するように、ｑ軸の駆動電圧相当値ｖｑを出力する。本実施形態のｄ軸電流制御部５０２及びｑ軸電流制御部５０３は、例えば比例積分制御を行う比例積分制御器であることが好ましい。

ｄ軸電流制御部５０２、ｑ軸電流制御部５０３の詳細は後述する。

本実施形態のべクトル回転部５０４は、ベクトル回転手段であり、ｄ軸の駆動電圧相当値ｖｄと、ｑ軸の駆動電圧相当値ｖｑを位置情報ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させ、Ａ相の電圧相当値ｖａと、Ｂ相の電圧相当値ｖｂを出力する。べクトル回転部５０４による処理は、以下の式（２）により示される。

駆動電圧相当値ｖｄ、ｖｑは、ｄ軸電流制御部５０２、ｑ軸電流制御部５０３の出力であり、直流に近い信号である。これをロータ角度相当の位置情報ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるので、電圧相当値ｖａ、ｖｂは交流信号になる。このようなベクトル回転演算を、ベクトル制御では軸変換あるいは座標変換と呼ぶことがある。

本実施形態のべクトル回転部５０５は、Ａ相のコイル電流相当値ｉａと、Ｂ相のコイル電流相当値ｉｂを位置情報ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させて、ｄ軸電流相当値ｉｄと、ｑ軸電流相当値ｉｑを出力する。べクトル回転部５０５による処理は、以下の式（３）により示される。

ベクトル回転部５０４、５０５は、はベクトル回転方向が逆である。コイル電流相当値ｉａ、ｉｂは、ロータ回転数×磁極ペア数の周波数を持つ交流信号である。これを、ロータ角度相当の位置情報ｔｈ＿ｅｓｔだけ回転させるので、ｄ軸電流相当値ｉｄと、ｑ軸電流相当値ｉｑは直流に近い信号になる。

ベクトル回転部５０４、５０５の動作の詳細は後述する。

本実施形態の位置推定部５０６は、ｄ軸の駆動電圧相当値ｖｄと、ｑ軸の駆動電圧相当値ｖｑと、ｄ軸電流相当値ｉｄと、ｑ軸電流相当値ｉｑと、からロータ４の推定位置を示す位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ及び推定速度ｗ＿ｅｓｔを出力する。

具体的には、位置推定部５０６は、駆動電圧相当値ｖｄ、ｖｑから、ステッピングモータ１の数式モデルと推定位置ｔｈ＿ｅｓｔ及び推定速度ｗ＿ｅｓｔに基づいて、誘起電圧及び軸電流相当値ｉｄと、ｑ軸電流相当値ｉｑとを推定する。そして、位置推定部５０６は、この推定電流と実際のｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑが等しくなるように、推定位置ｔｈ＿ｅｓｔ及び推定速度ｗ＿ｅｓ1を随時修正する方法等が知られている。

次に、図１８を参照し、本実施形態の位置フィードバック制御部５０１について説明する。図１８は、第三の実施形態の位置フィードバック制御部を説明する図である。

本実施形態の位置フィードバック制御部５０１は、減算器６０１、６０３、ゲイン要素６０２、６０４、６０５、積分器６０６、加算器６０７、固定値発生部６０８を有する。

本実施形態の減算器６０１は、位置フィードバック制御部５０１に入力される目標位置指令値ｔｈ＿ｔから、位置情報（角度）ｔｈ＿ｅｓｔを減算する。すなわち、減算器６０１は、ロータ４の目標位置と現在の推定位置とを比較し、位置誤差を算出する。

ゲイン要素６０２は、減算器６０１の出力（位置誤差）を所定値Ｇ７倍に増幅し、後段の減算器６０３へ供給する。本実施形態では、ゲイン要素６０２の出力は、ロータ４の目標速度となる。

減算器６０３は、ゲイン要素６０２の出力から、速度情報ｗ＿ｅｓｔを減算する。速度情報ｗ＿ｅｓｔは、ロータ４の回転速度の速度情報である。すなわち、減算器６０３は、回転子の回転の目標速度と現在速度を比較し、速度誤差を算出する。

ゲイン要素６０４は、減算器６０３の出力（速度誤差）を所定値Ｇ８倍に増幅する。ゲイン要素６０４で増幅された速度毎は、ゲイン要素６０５と加算器６０７へ供給される。

ゲイン要素６０５は、ゲイン要素６０４の出力を所定値Ｇ９倍に増幅し、積分器６０６へ供給する。積分器６０６（ｓがラプラス演算子）の出力は、加算器６０７へ供給される。

加算器６０７は、ゲイン要素６０４の出力と、積分器６０６の出力とを加算し、速度誤差に対して以下の演算（伝達関数を表現している）を行って、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔを出力する。

以下に、演算について説明する。

ロータ４の現在の推定位置と目標位置との位置誤差＝ｔｈ＿ｔ−ｔｈ＿ｅｓｔ
ロータ４の現在の回転速度と目標速度＝位置誤差×Ｇ７
ロータ４の目標速度と現在速度との速度誤差＝目標速度−速度情報ｗ＿ｅｓｔ
駆動電流の振幅目標値ｉｑｔ＝速度誤差×Ｇ８×（１＋Ｇ９×（１／ｓ）)
本実施形態では、以上のように構成することで、位置フィードバック制御部５０１の内側ループにおいて、ロータ４の回転速度をフィードバック制御することができる。したがって、本実施形態では、ロータ４の位置の制御を容易に安定化させることができる。

また、本実施形態における回転速度のフィードバック制御は、比例・積分制御であるため、定常速度誤差が生じず精密な速度制御ができる。さらに、本実施形態では、ロータ４の位置が目標位置に到達し、ステッピングモータ１が静止している際には、目標速度が０となり、定常速度誤差が生じないため、目標位置に対する偏差も生じない。

尚、駆動電流の振幅目標値ｉｑｔは、位置誤差の増幅のみを用いて算出してもよい。この場合、速度誤差ｗ＿ｅｓｔを用いた演算は必須でない。位置誤差の増幅のみを用いて振幅目標値ｉｑｔを算出する場合、例えば位置誤差に対して、公知のＰＩＤ（Proportional-Integral-Derivative：比例・積分・微分）演算により求めた駆動電流の振幅目標値ｉｑｔとしてもよい。

本実施形態において、目標振幅値ｉｄｔ及びｉｑｔは、ベクトル制御において、ｄ軸の駆動電流Ｉｄ及びｑ軸の駆動電流Ｉｑに相当する。そして、ｑ軸の駆動電流Ｉｑがトルクを示すため、簡単な制御法では、ｑ軸の駆動電流Ｉｑのみを制御し、ｄ軸の駆動電流Ｉｄを０に固定する方法が知られている。本実施形態では、上記の手法を用い、固定値発生部６０８によりｄ軸の駆動電流Ｉｄの目標振幅値ｉｄｔを０に固定している。

次に、本実施形態のｄ軸電流制御部５０２、ｑ軸電流制御部５０３について説明する。本実施形態のｄ軸電流制御部５０２、ｑ軸電流制御部５０３の構成は、第二の実施形態の電流制御部４１０と同様であるから、説明を省略する。

本実施形態では、伝達関数表現による演算処理は以下の式（４）ようになり、ＰＩＤ制御が実現される。

ｖｄ＝（ｉｄｔ−ｉｄ）×Ｇ１×（１＋Ｇ２×（１／ｓ））
ｖｑ＝（ｉｑｔ−ｉｑ）×Ｇ１×（１＋Ｇ２×（１／ｓ）） 式（４）
次に、図１９、図２０を参照して、ベクトル回転部５０４、５０５の動作について説明する。図１９は、第三の実施形態のベクトル回転部の動作概念を示す第一の図である。

図１９は、ベクトル回転部５０４の動作概念を示しており、図１９において、縦軸は電圧の振幅を示し、横軸はロータ４の位相（電気角）ｔｈとした。尚、本実施形態において、実際に用いられる位相は、ロータ４の位相そのものではなく、位置推定部５０６により推定した位置情報ｔｈ＿ｅｓｔであるが、位置推定部５０６は、位置情報ｔｈ＿ｅｓｔ＝ｔｈとなるように推定するので、実質同じと考えてよい。

図１９において、波線はｄ軸の駆動電圧相当値ｖｄを示す。図１９において、駆動電圧Ｖｄ＝０、駆動電圧Ｖｑ＝１の直流とすると、図１９に示すように、
Ａ相の電圧相当値ｖａ＝−ｓｉｎ（ｔｈ）
Ｂ相の電圧相当値ｖｂ＝−ｃｏｓ（ｔｈ）
となる。

これはＡ相がＢ相に対して９０度進み、回転子の基準位相（電気角）０度に対して０度が対応する位相関係である。また駆動電圧Ｖｄ＝０の場合、電圧相当値ｖａ、ｖｂの振幅は、ｑ軸の駆動電圧Ｖｑのレベルで決定される。

図２０は、第三の実施形態のベクトル回転部の動作概念を示す第二の図である。図２０の例では、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした例である。

図２０の例では、電圧相当値ｖａ、ｖｂの振幅は１のままであり、Ａ相がロータ４の基準位相に対して、位相が２０度進んでいることがわかる。

本実施形態では、駆動電圧Ｖｄと駆動電圧Ｖｑの関係は、ｄ軸電流制御部５０２及びｑ軸電流制御部５０３におけるｄ軸電流相当値ｉｄとｑ軸電流相当値ｉｑの関係に基づき制御される。したがって、例えばステッピングモータ１の回転数が上がり、コイル電流相当値ｉａ、ｉｂの位相遅れが大きくなると、Ａ相の電圧相当値ｖａとＢ相の電圧相当値ｖｂの位相が進むように駆動電圧Ｖｄ、Ｖｑが制御される。このため、本実施形態では、ステッピングモータ１の回転数による効率の低下を抑制できる。尚、本実施形態の効率とは、ステッピングモータ１に供給された入力電力に対する機械出力の比を示す。

図２１は、第三の実施形態のベクトル回転部の動作概念を示す第三の図である。図２１は、ベクトル回転部５０５の動作概念を示しており、条件は図２０と同様に、駆動電圧Ｖｄ＝０．３４２、駆動電圧Ｖｑ＝０．９４０とした。

図２１では、Ａ相のコイル電流相当値ｉａとＢ相のコイル電流相当値ｉｂの位相が、ロータ４の基準位相に対して３０度（電気角）遅れている場合を示している。このとき、ｄ軸電流相当値ｉｄ及びｑ軸電流相当値ｉｑは、ｉｄ＝０．５、ｉｑ＝０．８６６の直流となる。

また、Ａ相のコイル電流相当値ｉａとＢ相のコイル電流相当値ｉｂが、ロータ４の基準位相に対して０度の遅れであれば、ｄ軸電流相当値ｉｄ及びｑ軸電流相当値ｉｑは、それぞれｉｄ＝０、ｉｑ＝１となる。

すなわち、本実施形態では、ｉｄ＝０（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔ＝０）となるように電流を制御すれば、ロータ４の基準位相に対するＡ相のコイル電流相当値ｉａとＢ相のコイル電流相当値ｉｂの位相の遅れを０度に制御できる。

さらに、本実施形態では、ｄ軸電流相当値ｉｄの値（駆動電流の目標振幅値ｉｄｔの値）を０以外の値とすることで、コイル電流相当値ｉａ、ｉｂの位相をロータ４の基準位相に対してずらすことができる。したがって、本実施形態では、コイル電流相当値ｉａ、ｉｂの位相をロータ４の基準位相に対してずらすことで、リラクタンストルクを利用することができ、電力効率を向上させることが可能となる。尚、リラクタンストルクとは、コイル電磁石とロータの導体が引き合うときのトルクである。

以上のように、本実施形態では、ｄ軸電流制御部５０２、ｑ軸電流制御部５０３及びベクトル回転部５０４、ベクトル回転部５０５により、コイル電流相当値ｉａ、ｉｂの位相をロータ４の基準位相に対して所定の関係となるように制御できる。

また、本実施形態では、交流であるコイル電流相当値ｉａ、ｉｂを、直流（低周波）のｄｑ軸電流に変換して制御することで、電流制御帯域を低域に抑えることができる。例えば、交流であるコイル電流相当値ｉａ、ｉｂを目標信号に追従させるように制御する場合等には、交流電流であるコイル電流相当値ｉａ、ｉｂの周波数よりも十分高い帯域で電流を制御しなければならない。この場合、コストが高くなる。これに対し、本実施形態では、上述したように、電流を制御する帯域を低くすることができ、コストを削減できる。

（第四の実施形態）
以下に図面を参照して第四の実施形態について説明する。第四の実施形態は、第一の実施形態のモータ制御装置１００を搭載した画像形成装置と搬送装置である。

図２２は、モータ制御装置が搭載された画像形成装置を説明する図である。

本実施形態の画像形成装置８００は、ＡＤＦ（Auto Document Feeder）８００Ａと、装置本体８００Ｂとを備える。装置本体８００Ｂは、給紙部８０２と、画像読取部８０３と、画像形成部８０４とを含む。

ＡＤＦ８００Ａは、原稿トレイ１１０と、原稿給紙ローラ１１１と、原稿搬送ベルト１１２と、原稿排紙ローラ１１３と、原稿排紙トレイ１１４とを有する。ＡＤＦ８００Ａは、画像読取部８０３に対し、ヒンジなどの開閉機構を介して開閉自在に取り付けられている。

原稿給紙ローラ１１１は、原稿トレイ１１０に載置された原稿束から原稿を１枚ずつ分離して、画像読取部８０３に向かって搬送する。原稿搬送ベルト１１２は、原稿給紙ローラ１１１によって分離された原稿を画像読取部８０３に搬送する。原稿排紙ローラ１１３は、原稿搬送ベルト１１２によって画像読取部８０３から排紙される原稿を、原稿トレイ１１０の下方の原稿排紙トレイ１１４に排紙する。

画像読取部８０３は、筐体１２０と、走査光学ユニット１２１と、コンタクトガラス１２２と、駆動手段とを有する。走査光学ユニット１２１はＬＥＤユニットを備え、筐体１２０の内部に設けられている。走査光学ユニット１２１は、ＬＥＤユニットから主走査方向に光を照射するとともに、駆動手段によって全照射領域内において副走査方向に走査される。これにより、走査光学ユニット１２１は、原稿の二次元カラー画像を読み取るようになっている。

コンタクトガラス１２２は、画像読取部８０３の筐体１２０の上部に設けられ、筐体１２０の上面部を構成している。駆動手段は、走査光学ユニット１２１に固定されたワイヤと、このワイヤに橋架される複数の従動プーリ及び駆動プーリと、駆動プーリを回転させるモータとを備えている。

給紙部８０２は、給紙カセット１３０と、給紙手段１３１とを有する。給紙カセット１３０は用紙サイズの異なる記録媒体としての用紙を収容する。給紙手段１３１は、給紙カセット１３０に収納された用紙を画像形成部８０４の主搬送路１４０まで搬送する。

また、画像形成部８０４の側面には、手差しトレイ１３２が画像形成部８０４に対して開閉可能に配設されており、画像形成部８０４に対して開いた状態でトレイ上面に紙束が手差しされる。手差しされた紙束における一番上の用紙は、手差しトレイ１３２の送出ローラによって主搬送路１４０に向けて送り出される。

主搬送路１４０には、レジストローラ対１４１ａが配設されている。レジストローラ対１４１ａは、主搬送路１４０内を搬送されてくる用紙をローラ間に挟み込んだ後、所定のタイミングで二次転写ニップに向けて送り込む。

画像形成部８０４は、露光ユニット１５１、タンデム作像ユニット１５０、中間転写ベルト１５４、中間転写ローラ１５５、二次転写装置１５２、定着ユニット１５３などを有している。また、画像形成部８０４は、主搬送路１４０、反転搬送路１４３、排紙路１６０などを有している。

図２２に示すように、露光ユニット１５１は、タンデム作像ユニット１５０に隣接して配置されている。露光ユニット１５１は、イエロー、シアン、マゼンタ、ブラックの各色に対応して設けられた感光体ドラム１７０に露光を行うようになっている。

タンデム作像ユニット１５０は、中間転写ベルト１５４の上であって、中間転写ベルト１５４の回転方向に沿って配置されたイエロー、シアン、マゼンタ、ブラックの４つの作像ユニット１７１から構成されている。個々の作像ユニット１７１は、詳細な図示を省略するが、上記各色に対応して設けられた感光体ドラム１７０の周りに帯電装置、現像装置、感光体クリーニング装置、除電装置などを備えている。そして、各感光体ドラム１７０とその周りに設けられる上記各装置がユニット化されて１つのプロセスカートリッジを構成している。

タンデム作像ユニット１５０は、画像読取部８０３によって読み取られて色別分解された画像情報に基づいて、各感光体ドラム１７０に色分けしてトナーにより形成された可視画像（トナー画像）を形成するようになっている。また、各感光体ドラム１７０に形成された可視画像は、各感光体ドラム１７０と中間転写ローラ１５５との間で中間転写ベルト１５４に転写されるようになっている。

一方、中間転写ベルト１５４を挟んでタンデム作像ユニット１５０の反対側には、二次転写装置１５２が設けられている。二次転写装置１５２は、転写部材としての二次転写ローラ１８０を有している。この二次転写ローラ１８０を中間転写ベルト１５４に押し当てることにより、二次転写ニップを形成している。この二次転写ニップには、中間転写ベルト１５４に形成されたトナー画像が、給紙部８０２から主搬送路１４０を介して搬送された用紙に転写されるように構成されている。

二次転写ニップでトナー画像が転写された用紙は、２つの支持ローラ１５７に張架された用紙搬送ベルト１５６により定着ユニット１５３へ送り込まれる。

定着ユニット１５３は、無端ベルトである定着ベルト１５８に加圧ローラ１５９を押し当てて構成している。そして、定着ユニット１５３は、加圧ローラ１５９により用紙に熱と圧力を加えることにより、用紙に転写されたトナー画像のトナーを溶融して、用紙にカラー画像として定着するようになっている。

このようにしてカラー画像が定着された用紙は、排紙搬送路としての排紙路１６０を経由して機外の排紙トレイ１６１上にスタックされる。

また、図２２に示すように、反転搬送路１４３が、二次転写装置１５２及び定着ユニット１５３の下側に設けられている。反転搬送路１４３は、用紙の両面に画像を形成するために、定着ユニット１５３から排出された用紙の表裏を反転させて再度、主搬送路１４０を介して二次転写装置１５２に供給するためのものである。

以上のように構成される画像形成装置８００において、ＡＤＦ８００Ａは、シートの一例である原稿を搬送する搬送装置８００Ａとして機能する。また、装置本体１０１Ｂにおける給紙部８０２の給紙手段１３１、画像形成部８０４の主搬送路１４０、反転搬送路１４３及び排紙路１６０等は、それぞれシートの一例である用紙を搬送するシート搬送装置として機能する。これらのシート搬送装置は、モータの動力によりローラ部材を回転させてシートを搬送する。本実施形態の画像形成装置８００は、これらのシート搬送装置のモータを制御するために、本実施形態のモータ制御装置１００を備える。

図２３は、画像形成装置に接続される搬送装置の概略構成図である。図２３に示すように、搬送装置７００は、給紙本体部７１０と中継部７２０とを有し、中継部７２０を介して複数の給紙本体部７１０を直列に接続できる構成となっている。給紙本体部７１０は、給紙トレイ７１１、７１２から選択的に取り出された用紙、あるいは中継部７２０を介して直列に接続された上流側の給紙本体部７１０からの用紙を搬送経路Ｐに沿って搬送し、接続部７１３を介して接続された画像形成装置８００に供給する。中継部７２０は、接続部７２１を介して上流側の給紙本体部７１０に接続され、上流側の給紙本体部７１０から供給される用紙を下流側の給紙本体部７１０へと搬送する。

このように構成される搬送装置７００は、搬送経路Ｐに沿って設けられたローラ部材をモータの動力により回転させることで、シートの一例である用紙を搬送する。第一の実施形態のモータ制御装置１００は、例えば搬送装置７００に搭載されても良い。

また、第一の実施形態のモータ制御装置１００は、画像形成装置８００や搬送装置７００に限らず、モータの動力によりローラ部材を回転させることでシートを搬送する構成の様々なシート搬送装置に対して有効に適用できる。

尚、特許請求の範囲の記載の第一の電機子コイルはＡ相コイル２に相当し、第二の電機子コイルはＢ相コイル３に相当し、モータはステッピングモータ１に相当し、回転子はロータ４に相当する。また、特許請求の範囲の記載の第一のＰＷＭパルス信号は、ＰＷＭパルス信号Ａｐ、Ａｍに相当し、第二のＰＷＭパルス信号は、ＰＷＭパルス信号Ｂｐ、Ｂｍに相当する。また、特許請求の範囲の記載の駆動部は、モータ駆動装置２００に相当し、シフト部は、ＰＷＭシフト部２３０、２４０に相当する。また、特許請求の範囲の記載の第一及び第二のＨブリッジ部は、Ｈブリッジ部２５０、２６０に相当し、第一及び第二の電流検出器は、電流検出器１０１、１０２に相当する。

以上、各実施形態に基づき本発明の説明を行ってきたが、上記実施形態に示した要件に本発明が限定されるものではない。これらの点に関しては、本発明の主旨をそこなわない範囲で変更することができ、その応用形態に応じて適切に定めることができる。

１ ステッピングモータ
２ Ａ相コイル
３ Ｂ相コイル
４ ロータ
１００、４００ モータ制御装置
１０１、１０２ 電流検出器
１０４ Ａ／Ｄ変換器
２００ モータ駆動装置
２３０、２４０ ＰＷＭシフト部
２５０、２６０ Ｈブリッジ部
４１０、４２０、５０２、５０３ 電流制御部
５０１ 位置フィードバック制御部
５０４、５０５ ベクトル回転部
５０６ 位置推定部
７００ 搬送装置
８００ 画像形成装置

特開２０１２−１５７１２２号公報

Claims (7)

1. 互いに接続しないように巻かれた２相の電機子コイルに駆動電流としての交流電流を流して、回転子を回転させるモータ駆動装置であって、
   第一の電機子コイルの両端にそれぞれ第一のＰＷＭパルス信号、第二の電機子コイルの両端のそれぞれに第二のＰＷＭパルス信号を与え、各電機子コイルに駆動電流を流す駆動部を備え、
   前記駆動部は、
   前記第一の電機子コイルの一端に与えられる第一のＰＷＭパルス信号と、他端に与えられる第一のＰＷＭパルス信号のパルス幅の差が所定値以下のとき、
   前記第一の電機子コイルの一端又は他端に与えられる前記第一のＰＷＭパルス信号の何れか一方のパルスを前方へシフトさせる第一のシフト部と、
   前記第二の電機子コイルの一端に与えられる第二のＰＷＭパルス信号と、他端に与えられる第二のＰＷＭパルス信号のパルス幅の差が所定値以下のとき、
   前記第二の電機子コイルの一端又は他端に与えられる前記第二のＰＷＭパルス信号の何れか一方のパルスを後方へシフトさせる第二のシフト部と、
   前記第一の電機子コイルに流れる電流を検出する第一の電流検出器と、
   前記第二の電機子コイルに流れる電流を検出する第二の電流検出器と、
   を有し、
   前記第一のシフト部によるシフトと前記第二のシフト部によるシフトにより、前記第一の電流検出器に流れる電流検出と前記第二の電流検出器に流れる電流検出とを異なるタイミングで行う、モータ制御装置。
2. 互いに接続しないように巻かれた２相の電機子コイルに駆動電流としての交流電流を流して、回転子を回転させるモータ制御装置であって、
   第一の電機子コイルの両端にそれぞれ第一のＰＷＭパルス信号、第二の電機子コイルの両端のそれぞれに第二のＰＷＭパルス信号を与え、各電機子コイルに駆動電流を流す駆動部を備え、
   前記駆動部は、
   前記第一の電機子コイルの一端に与えられる第一のＰＷＭパルス信号と、他端に与えられる第一のＰＷＭパルス信号のパルス幅の差が所定値以下のとき、
   前記第一の電機子コイルの一端又は他端に与えられる前記第一のＰＷＭパルス信号の何れか一方のパルスを前方へシフトさせる第一のシフト部と、
   前記第二の電機子コイルの一端に与えられる第二のＰＷＭパルス信号と、他端に与えられる第二のＰＷＭパルス信号のパルス幅の差が所定値以下のとき、
   前記第二の電機子コイルの一端又は他端に与えられる前記第二のＰＷＭパルス信号の何れか一方のパルスを後方へシフトさせる第二のシフト部と、
   前記第一及び第二の電機子コイルのそれぞれと接続された第一及び第二のＨブリッジ部と、
   前記第一及び第二のＨブリッジ部のそれぞれについて、接地側又は電源側共通母線に流れるシャント電流を検出する第一及び第二の電流検出器と、を有し、
   前記第一のシフト部によるシフトと前記第二のシフト部によるシフトにより、前記第一の電流検出器に流れる電流検出と前記第二の電流検出器に流れる電流検出とを異なるタイミングで行う、モータ制御装置。
3. 前記第一及び第二の電流検出器は、
   前記第一のＰＷＭパルス信号の論理が異なる区間における第一のタイミングで、前記シャント電流をサンプリングして前記第一の電機子コイルのコイル電流を検出し、
   前記第二のＰＷＭパルス信号の論理が異なる区間における第二のタイミングで、前記シャント電流をサンプリングして前記第二の電機子コイルのコイル電流を検出する、請求項２記載のモータ制御装置。
4. 前記第一のタイミングは、前記第一のＰＷＭパルス信号のデューティが５０％の際の変化点の時刻又は前記変化点の時刻よりも所定期間前のタイミングであり、
   前記第二のタイミングは、前記第二のＰＷＭパルス信号のデューティが５０％の際の変化点の時刻から所定期間が経過したタイミングである、請求項３記載のモータ制御装置。
5. 前記第一及び第二の電流検出器が検出したコイル電流に応じた信号が目標値になるように、前記第一及び第二のＰＷＭパルス信号のパルス幅を制御する電流制御部を有する請求項２乃至４の何れか一項に記載のモータ制御装置。
6. 互いに接続しないように巻かれた２相の電機子コイルと、
   前記２相の電機子コイルに駆動電流としての交流電流を流して、回転子を回転させるモータ駆動装置と、を有する搬送装置であって、
   前記モータ駆動装置は、
   第一の電機子コイルの両端にそれぞれ第一のＰＷＭパルス信号、第二の電機子コイルの両端のそれぞれに第二のＰＷＭパルス信号を与え、各電機子コイルに駆動電流を流す駆動部を備え、
   前記駆動部は、
   前記第一の電機子コイルの一端に与えられる第一のＰＷＭパルス信号と、他端に与えられる第一のＰＷＭパルス信号のパルス幅の差が所定値以下のとき、
   前記第一の電機子コイルの一端又は他端に与えられる前記第一のＰＷＭパルス信号の何れか一方のパルスを前方へシフトさせる第一のシフト部と、
   前記第二の電機子コイルの一端に与えられる第二のＰＷＭパルス信号と、他端に与えられる第二のＰＷＭパルス信号のパルス幅の差が所定値以下のとき、
   前記第二の電機子コイルの一端又は他端に与えられる前記第二のＰＷＭパルス信号の何れか一方のパルスを後方へシフトさせる第二のシフト部と、
   前記第一の電機子コイルに流れる電流を検出する第一の電流検出器と、
   前記第二の電機子コイルに流れる電流を検出する第二の電流検出器と、
   を有し、
   前記第一のシフト部によるシフトと前記第二のシフト部によるシフトにより、前記第一の電流検出器に流れる電流検出と前記第二の電流検出器に流れる電流検出とを異なるタイミングで行う、搬送装置。
7. 互いに接続しないように巻かれた２相の電機子コイルに駆動電流としての交流電流を流して、回転子を回転させるモータ駆動装置によるモータ駆動方法であって、
   第一の電機子コイルの両端にそれぞれ第一のＰＷＭパルス信号、第二の電機子コイルの両端のそれぞれに第二のＰＷＭパルス信号を与え、各電機子コイルに駆動電流を流す駆動手順を有し、
   前記駆動手順は、
   前記第一の電機子コイルの一端に与えられる第一のＰＷＭパルス信号と、他端に与えられる第一のＰＷＭパルス信号のパルス幅の差が所定値以下のとき、
   前記第一の電機子コイルの一端又は他端に与えられる前記第一のＰＷＭパルス信号の何れか一方のパルスを前方へシフトさせる第一のシフト手順と、
   前記第二の電機子コイルの一端に与えられる第二のＰＷＭパルス信号と、他端に与えられる第二のＰＷＭパルス信号のパルス幅の差が所定値以下のとき、
   前記第二の電機子コイルの一端又は他端に与えられる前記第二のＰＷＭパルス信号の何れか一方のパルスを後方へシフトさせる第二のシフト手順と、
   前記第一の電機子コイルに流れる電流を第一の電流検出器により検出する第一の電流検出手順と、
   前記第二の電機子コイルに流れる電流を第二の電流検出器により検出する第二の電流検出手順と、を有し、
   前記第一のシフト手順によるシフトと前記第二のシフト手順によるシフトにより、前記第一の電流検出手順と前記第二の電流検出手順とを異なるタイミングで行う、モータ駆動方法。

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