JP2018033268A - モータ制御装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ハイ期間に検出された電流値とロー期間に検出された電流値とが異なってしまうことによって、検出した電流波形に段差が生じてしまう。【解決手段】 デューティ比が５０％未満の値から５０％以上の値へ、又は、５０％以上の値から５０％未満の値へと変化した場合は、電流値Ｉｓｎｓ［ｎ−１］と電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］との平均値を演算し、電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］を前記平均値に置き換える。この結果、デューティ比が５０％未満の値から５０％以上の値へ、又は、５０％以上の値から５０％未満の値へと変化する前の最後に検出された電流値Ｉｓｎｓ［ｎ−１］とデューティ比が５０％未満の値から５０％以上の値へ、又は、５０％以上の値から５０％未満の値へと変化した後の最初に検出された電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］との差を低減することができる。即ち、検出した電流波形に生じる段差を低減することができる。【選択図】 図１５

Description

本発明は、モータを駆動する際にモータの巻線に供給する駆動電流を制御するモータ制御装置及び該モータ制御装置を用いた画像形成装置に関する。

従来、モータの駆動制御において、モータの巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出された電流値に基づいて、巻線に流れる駆動電流を制御する制御方法が知られている。

図１は、モータ駆動回路１００の構成の例を示す図である。図１に示すように、モータ駆動回路１００には、スイッチング素子としてのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４及びモータの巻線Ｌ１等が設けられている。具体的には、ＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４はブリッジ接続され、巻線Ｌ１は、ＦＥＴ Ｑ１とＱ３との接続点とＦＥＴ Ｑ２とＱ４との接続点とを橋絡するように接続されている。

また、ＦＥＴ Ｑ１及びＱ２のドレイン端子は２４Ｖの電源端子に接続され、ＦＥＴ Ｑ３及びＱ４のソース端子は、グラウンド（ＧＮＤ）に接続される。

ＦＥＴ Ｑ１及びＱ４はＰＷＭ信号であるＰＷＭ＋によって駆動され、ＦＥＴ Ｑ２及びＱ３はＰＷＭ信号であるＰＷＭ−によって駆動される。なお、ＰＷＭ＋とＰＷＭ−は互いに逆位相の関係にある。即ち、ＰＷＭ＋が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、ＰＷＭ−は‘Ｌ（ローレベル）’である。また、ＰＷＭ−が‘Ｈ’である場合は、ＰＷＭ＋は‘Ｌ’である。なお、ＰＷＭ信号が‘Ｈ’である場合はＦＥＴの動作はオン状態となり、ＰＷＭ信号が‘Ｌ’である場合はＦＥＴの動作はオフ状態となる。

次に、モータ駆動回路１００の動作を図２及び図３を用いて説明する。

図２は、ＰＷＭ＋、ＰＷＭ−及び巻線Ｌ１に流れる駆動電流の電流値Ｉの関係を示すタイムチャートである。また、図３は、モータ駆動回路を流れる駆動電流の向きを説明する図である。

図２において、期間Ｔ１は、巻線Ｌ１に流れる駆動電流Ｉが正、即ち、図３に示す矢印の方向に駆動電流Ｉが流れる期間である。また、期間Ｔ２は、巻線Ｌ１に流れる駆動電流Ｉが負、即ち、図３に示す矢印と逆方向に駆動電流Ｉが流れる期間である。期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、図３（ａ）に示す実線のように駆動電流が流れる。具体的には、電源、ＦＥＴ Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｌ（ローレベル）’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、図３（ａ）に示す破線のように駆動電流が流れる。具体的には、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ２、電源の順に駆動電流が流れる。また、期間Ｔ２において、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である場合は、図３（ｂ）に示す実線のように駆動電流が流れる。具体的には、電源、ＦＥＴ Ｑ２、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ３、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、図３（ｂ）に示す破線のように駆動電流が流れる。具体的には、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ４、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ１、電源の順に駆動電流が流れる。

電流値Ｉを検出する検出場所としては、図１に示すＡ点、Ｂ点、Ｃ点がある。なお、モータ駆動回路１００と電源１とを繋ぐ導線上の点をＡ点とする。また、モータ駆動回路１００とグラウンドとを繋ぐ導線上の点をＣ点とする。Ａ点、Ｂ点において電流検出を行う場合は、２４Ｖという高電圧の入力が可能な電流検出器が必要となるため、コストが高くなる。一方、Ｃ点において電流検出を行う場合は、安価な部品で電流検出を行うことができる。しかしながら、前述したように、期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である場合は、電源、ＦＥＴ Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。また、期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である場合は、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ２、電源の順に駆動電流が流れる。即ち、期間Ｔ１において、駆動電流が電源側からＧＮＤへ向かう方向に流れる場合と、駆動電流がＧＮＤから電源側へ向かう方向に流れる場合とがある。なお、期間Ｔ２についても同様である。したがって、Ｃ点に抵抗器を設けて、該抵抗器の両端の電圧Ｖｓｎｓに基づいて駆動電流Ｉを検出すると、駆動電流Ｉが正であるか負であるかを正確に判定できない。即ち、駆動電流が流れる方向を正確に判定できない。

特許文献１においては、抵抗器がＣ点とグラウンドとの間に設けられている。また、前記抵抗器の両端電圧Ｖｓｎｓの極性を切り替える切替手段が設けられ、前記切替手段は、ＰＷＭ信号に応じてＶｓｎｓの極性の切り替えを行う、という構成が述べられている。

特開平８−９９６４５号公報

前記特許文献１において述べられている構成においては、ＰＷＭ＋の‘Ｈ’と‘Ｌ’とを切り替える時間間隔が短いことによって、スイッチング素子がＰＷＭ＋の‘Ｈ’と‘Ｌ’との切り替えに応答出来ない場合が考えられる。この場合、Ｖｓｎｓの極性を切り替える必要が無いにもかかわらずＶｓｎｓの極性を切り替えてしまい、巻線に流れる駆動電流の方向を誤って判定してしまう可能性がある。

前述のような場合、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である期間（ハイ期間）と‘Ｌ’である期間（ロー期間）のうち、期間が長い方における電流値を検出することが考えられる。即ち、デューティ比（ＰＷＭ＋の１周期に対するハイ期間の割合）が５０％以上の場合はハイ期間の電流値を検出し、デューティ比が５０％未満の場合はロー期間の電流値を検出することが考えられる。なお、電流値の検出は、ハイ期間又はロー期間の中央で行われるものとする。

図４は、ＰＷＭ＋の波形とモータに流れる駆動電流の波形との関係を示す図である。図４に示すように、デューティ比が５０％未満の場合はロー期間の電流値を検出し、デューティ比が５０％以上の場合はハイ期間の電流値を検出する。この結果、巻線に流れる駆動電流の過渡応答特性に起因して検出結果に差異が生じる。具体的には、ハイ期間に検出された電流値とロー期間に検出された電流値とが異なってしまう。したがって、期間が長い方における電流値を検出する構成を用いると、デューティ比が５０％未満の値から５０％以上の値に変化する際、又は、デューティ比が５０％以上の値から５０％未満の値に変化する際に、検出した電流波形が歪んでしまう。具体的には、図５に示すように、歪みに起因して検出した電流波形に段差が生じてしまう。

図５は、検出された電流波形を示す図である。図５に示すように、電流波形に歪みが生じてしまうと、巻線に供給する駆動電流を適切に制御することができなくなってしまう。その結果、モータの制御が不安定になってしまう。そのため、電流波形に生じる歪みに対する良い構成が求められていた。

本発明は、検出される電流波形に生じる歪みを低減することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明は、
モータの巻線に駆動電流を供給する電源と、
複数のスイッチング素子及び前記巻線を有するブリッジ回路で構成され、前記電源とグラウンドとの間に設けられたモータ駆動回路と、
前記電源とモータ駆動回路との間、又は、前記モータ駆動回路と前記グラウンドとの間に設けられた抵抗器と、
前記抵抗器の両端の電圧に基づいて、前記巻線に供給された駆動電流の電流値を検出する電流検出手段と、
前記複数のスイッチング素子のオン動作、オフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ手段と、
前記ＰＷＭ信号の周期に対する前記ＰＷＭ信号が第１レベルである第１期間の割合を表すデューティ比によって決まるタイミングで前記電流検出手段によって検出された電流値を取得する検出電流制御手段と、
を有し、
前記検出電流制御手段は、前記デューティ比が所定値より大きい場合は前記第１期間に前記電流値を取得し、前記デューティ比が前記所定値より小さい場合は前記ＰＷＭ信号が第２レベルである第２期間に前記電流値を取得し、
更に、前記検出電流制御手段は、前記電流値を取得する期間が第１期間から第２期間へと切り替わった場合、又は、前記電流値を取得する期間が第２期間から第１期間へと切り替わった場合は、前記電流値を取得する期間が切り替わる前の最後に取得した電流値と前記電流値を取得する期間が切り替わった後の最初に取得した電流値との平均値に基づいて、前記電流値を取得する期間が切り替わった後の最初に取得した電流値を補正することを特徴とする。

本発明によれば、検出される電流波形に生じる歪みを低減することができる。

モータの巻線に駆動電流を供給するモータ駆動回路の構成を示す図である。 ＰＷＭ＋、ＰＷＭ−及び巻線Ｌ１に流れる駆動電流の電流値Ｉの関係を示すタイムチャートである。 前記モータ駆動回路を流れる駆動電流の向きを説明する図である ＰＷＭ＋の波形と、モータに流れる駆動電流の波形との関係を示す図である。 検出された電流波形の概略図である。 第１実施形態に係る画像形成装置を説明する断面図である。 前記画像形成装置の制御構成を示すブロック図である。 第１実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 Ａ相及びＢ相から成る２相のモータと回転座標系のｄ軸及びｑ軸との関係を示す図である。 速度フィードバック制御を行うモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 第１実施形態におけるモータ駆動部の構成の例を示す図である。 第１実施形態におけるＰＷＭ生成器がＰＷＭ信号を生成する構成を説明する図である。 第１実施形態におけるＰＷＭ生成器２０３がＰＷＭ信号を生成する方法を説明する図である。 第１実施形態における検出電流制御器の構成の例を示す図である。 前記モータ駆動部を用いて巻線に流れる駆動電流を検出する方法を示すフローチャートである。

以下に図面を参照して、本発明の好適な実施の形態を説明する。ただし、この実施の形態に記載されている構成部品の形状及びそれらの相対配置などは、この発明が適用される装置の構成や各種条件により適宜変更されるべきものであり、この発明の範囲を以下の実施の形態に限定する趣旨のものではない。なお、モータ制御装置が設けられるのは画像形成装置に限定されるわけではない。

〔第１実施形態〕
［画像形成装置］
図６は、本実施形態で用いられている画像形成装置であるモノクロの電子写真方式の複写機（以下、画像形成装置と称する）１００の構成を示す断面図である。なお、画像形成装置は複写機に限定されず、例えば、ファクシミリ装置、印刷機、プリンタ等であっても良い。また、記録方式は、電子写真方式に限らず、例えば、インクジェット等であっても良い。更に、画像形成装置はモノクロ及びカラーのいずれの形式であっても良い。

以下に、図６を用いて、画像形成装置１００の構成および機能について説明する。画像形成装置１００には、原稿自動送り装置２０１、原稿読取装置２０２及び画像形成装置本体３０１が設けられている。

原稿自動送り装置２０１の原稿載置部２０３に載置された原稿は、給紙ローラ２０４によって１枚ずつ給紙され、搬送ガイド２０６に沿って原稿読取装置２０２の原稿ガラス台２１４上に搬送される。更に、原稿は、搬送ベルト２０８によって一定速度で搬送されて、排紙ローラ２０５によって原稿自動送り装置２０１の外部に設けられた不図示の排紙トレイへ排紙される。この間、原稿読取装置２０２の読取位相において照明２０９によって照明された原稿画像からの反射光は、反射ミラー２１０、２１１、２１２からなる光学系によって画像読取部１０１に導かれ、画像読取部１０１によって画像信号に変換される。画像読取部１０１は、レンズ、光電変換素子であるＣＣＤ、ＣＣＤの駆動回路等で構成される。画像読取部１０１から出力された画像信号は、ＡＳＩＣ等のハードウェアデバイスで構成される画像処理部１１２によって、各種補正処理が行われた後、画像形成装置本体３０１へ出力される。前述の如くして、原稿の読取が行われる。

また、読取装置２０２における原稿の読取モードとして、流し読みモードと固定読みモードがある。流し読みモードは、照明系２０９及び光学系を所定の位相に固定した状態で、原稿を一定速度で搬送しながら原稿の画像を読み取るモードである。固定読みモードは、読取装置２０２の原稿ガラス２１４上に原稿を載置し、照明系２０９及び光学系を一定速度で移動させながら、原稿ガラス２１４上に載置された原稿の画像を読み取るモードである。通常、シート状の原稿は流し読みモードで読み取られ、本や冊子等の綴じられた原稿は固定読みモードで読み取られる。

画像形成装置本体３０１の内部には、シート収納トレイ３０２、３０４が設けられている。シート収納トレイ３０２、３０４には、それぞれ異なる種類の記録媒体を収納することができる。例えば、シート収納トレイ３０２にはＡ４の普通紙が収納され、シート収納トレイ３０４にはＡ４の厚紙が収納される。なお、記録媒体とは、画像形成装置によって画像が形成されるものであって、例えば、用紙、樹脂シート、布、ＯＨＰシート、ラベル等が含まれる。

シート収納トレイ３０２に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０３によって給送されて、搬送ローラ３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。また、シート収納トレイ３０４に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０５によって給送されて、搬送ローラ３０７及び３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。

読取装置２０２から出力された画像信号は、半導体レーザ及びポリゴンミラーを含んでいる光走査装置３１１に入力される。また、感光ドラム３０９は、帯電器３１０によって外周面が帯電される。感光ドラム３０９の外周面が帯電された後、読取装置２０２から光走査装置３１１に入力された画像信号に応じたレーザ光が、光走査装置３１１からポリゴンミラー及びミラー３１２、３１３を経由し、感光ドラム３０９の外周面に照射される。この結果、感光ドラム３０９の外周面に静電潜像が形成される。なお、感光ドラムの帯電方法は、例えば、コロナ帯電器や帯電ローラを用いた帯電方法を用いる。

続いて、その静電潜像が現像器３１４内のトナーによって現像され、感光ドラム３０９の外周面にトナー像が形成される。感光ドラム３０９に形成されたトナー像は、感光ドラム３０９と対向する位相（転写位相）に設けられた転写分離器３１５によって記録媒体に転写される。この際、レジストレーションローラ３０８は、トナー像にタイミングを合わせて、記録媒体を転写位相へ送り込む。

前述の如くして、トナー像が転写された記録媒体は、搬送ベルト３１７によって定着器３１８へ送り込まれ、定着器３１８によって加熱加圧されて、トナー像が記録媒体に定着される。このようにして、画像形成装置１００によって記録媒体に画像が形成される。

片面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８を通過した記録媒体は、排紙ローラ３１９、３２４によって、不図示の排紙トレイへ排紙される。また、両面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８によって記録媒体の第１面に定着処理が行われた後に、記録媒体は、排紙ローラ３１９、搬送ローラ３２０、及び反転ローラ３２１によって、反転パス３２５へと搬送される。その後、記録媒体は、搬送ローラ３２２、３２３によって再度レジストレーションローラ３０８へと搬送され、前述した方法で記録媒体の第２面に画像が形成される。その後、記録媒体は、排紙ローラ３１９、３２４によって不図示の排紙トレイへ排紙される。

また、第１面に画像形成された記録媒体を、第１面が下向きになるように反転させて画像形成装置１００の外部へ排紙する場合は、定着器３１８を通過した記録媒体を、排紙ローラ３１９を通って搬送ローラ３２０へ向かう方向へ搬送する。その後、記録媒体の後端が搬送ローラ３２０のニップ部を通過する直前に、搬送ローラ３２０の回転を反転させる。この結果、記録媒体の第１面が下向きになった状態で、記録媒体を排紙ローラ３２４へ向かう方向へ搬送し、画像形成装置１００の外部へ排紙することができる。

以上が画像形成装置１００の構成および機能についての説明である。なお、本発明における負荷とはモータによって駆動される対象物である。例えば、給紙ローラ２０４、３０３、３０５、レジストレーションローラ３０８及び排紙ローラ３１９等の各種ローラ（搬送ローラ）や感光ドラム３０９、搬送ベルト２０８、３１７、照明系２０９及び光学系等は本発明における負荷に対応する。本実施形態のモータ制御装置は、これら負荷を駆動するモータに適用することができる。

図７は、画像形成装置１００の制御構成の例を示すブロック図である。システムコントローラ１５１は、図７に示すように、ＣＰＵ１５１ａ、ＲＯＭ１５１ｂ、ＲＡＭ１５１ｃを備えている。また、システムコントローラ１５１は、画像処理部１０２、操作部１５２、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１５３、高圧制御部１５５、モータ制御装置６００、センサ類１５９、ＡＣドライバ１６０と接続されている。システムコントローラ１５１は、接続された各ユニットとの間でデータやコマンドの送受信をすることが可能である。

ＣＰＵ１５１ａは、ＲＯＭ１５１ｂに格納された各種プログラムを読み出して実行することによって、予め定められた画像形成シーケンスに関連する各種シーケンスを実行する。

ＲＡＭ１５１ｃは記憶デバイスである。ＲＡＭ１５１ｃには、例えば、高圧制御部１５５に対する設定値、モータ制御装置６００に対する指令値及び操作部１５２から受信される情報等の各種データが格納される。

システムコントローラ１５１は、画像処理部１０２における画像処理に必要となる、画像形成装置１００の内部に設けられた各種装置の設定値データを画像処理部１０２に送信する。更に、システムコントローラ１５１は、各種装置からの信号（センサ類１５９からの信号）を受信して、受信した信号に基づいて高圧制御部１５５の設定値を設定する。高圧制御部１５５は、システムコントローラ１５１によって設定された設定値に応じて、高圧ユニット１５６（帯電器３１０、現像器３１４、転写分離器３１５等）に必要な電圧を供給する。なお、センサ類１５９には、搬送ローラによって搬送される記録媒体を検知するセンサ等が含まれる。

モータ制御装置６００は、ＣＰＵ１５１ａから出力された指令に応じて、前述した負荷を駆動するモータ５０９を制御する。

Ａ／Ｄ変換器１５３は、定着ヒータ１６１の温度を検出するためのサーミスタ１５４が検出した検出信号を受信し、前記検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してシステムコントローラ１５１に送信する。システムコントローラ１５１は、Ａ／Ｄ変換器１５３から受信したデジタル信号に基づいて、ＡＣドライバ１６０の制御を行う。ＡＣドライバ１６０は、定着ヒータ１６１の温度が定着処理を行うために必要な温度となるように定着ヒータ１６１を制御する。なお、定着ヒータ１６１は、定着処理に用いられるヒータであり、定着器３１８に含まれる。

システムコントローラ１５１は、使用する記録媒体の種類（以下、紙種と称する）等の設定をユーザが行うための操作画面を、操作部１５２に設けられた表示部に表示するように、操作部１５２を制御する。システムコントローラ１５１は、使用する紙種等のユーザが設定した情報を操作部１５２から受信し、前記ユーザが設定した情報に基づいて画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。また、システムコントローラ１５１は、画像形成装置の状態を示す情報を操作部１５２に送信する。なお、画像形成装置の状態を示す情報とは、例えば、画像形成枚数、画像形成中か否か、ジャム発生及びその発生箇所等の情報である。操作部１５２は、システムコントローラ１５１から受信した情報を表示部に表示する。

前述の如くして、システムコントローラ１５１は、画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。

［ベクトル制御］
次に、本実施形態におけるモータの制御方法について説明する。なお、以下の説明においては、負荷を駆動するモータとしてステッピングモータが用いられているが、これに限定されるものではない。また、モータは２相モータであるとは限らない。更に、本実施形態におけるモータには、モータの回転子の回転位相を検出するためのロータリエンコーダなどのセンサは設けられていないが、ロータリエンコーダなどのセンサが設けられている構成であっても良い。

図８は、ステッピングモータ（以下、モータと称する）５０９を制御するモータ制御装置６００の構成の例を示すブロック図である。本実施形態におけるモータ制御装置６００は、ベクトル制御を用いてモータを制御するモータ制御部１５７及びモータの巻線に駆動電流を供給してモータを駆動させるモータ駆動部１５８によって構成されている。

まず、図８及び図９を用いて、本実施形態におけるモータ制御装置６００がベクトル制御を行う方法について説明する。

図９は、Ａ相（第１相）とＢ相（第２相）の２相から成るモータ５０９と回転座標系のｄ軸及びｑ軸との関係を示す図である。図９では、静止座標系において、Ａ相の巻線に対応した軸をα軸、Ｂ相の巻線に対応した軸をβ軸と定義している。また、静止座標系におけるα軸と、回転子４０２に用いられている永久磁石の磁極によって作られる磁束の方向（ｄ軸方向）との成す角度をθと定義している。回転子４０２の回転位相は、角度θによって表される。ベクトル制御では、回転子４０２の磁束方向に沿ったｄ軸と、ｄ軸から反時計回りに９０度進んだ方向に沿った（ｄ軸と直交する）ｑ軸とで表される、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θを基準とした回転座標系が用いられる。

ベクトル制御とは、モータの回転子の回転位相を基準とした回転座標系における電流値を制御することによってモータを制御する制御方法である。具体的には、例えば、回転子の目標位相を表す指令位相と実際の回転位相との偏差が小さくなるように前記電流値を制御する位相フィードバック制御を行うことによってモータを制御する。なお、回転子の目標速度を表す指令速度と実際の回転速度との偏差が小さくなるように前記電流値を制御する速度フィードバック制御を行うことによってモータを制御する手法もある。回転座標系における電流値とは、モータの回転子にトルクを発生させるｑ軸成分（トルク電流成分）の電流値と、モータの回転子の磁束強度に影響するｄ軸成分（励磁電流成分）の電流値とに対応する。

モータ制御部１５７には、ベクトル制御を行う回路として、位相制御器５０２、電流制御器５０３、座標逆変換器５０５、座標変換器５１１等が設けられている。座標変換器５１１は、モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルを、α軸及びβ軸で表される静止座標系から、ｑ軸及びｄ軸で表される回転座標系に座標変換する。この結果、モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に供給する駆動電流を、回転座標系において、ｑ軸成分の電流値（ｑ軸電流）及びｄ軸成分の電流値（ｄ軸電流）を用いて表すことができる。なお、ｑ軸電流は、モータ５０９の回転子４０２にトルクを発生させるトルク電流に相当する。また、ｄ軸電流は、モータ５０９の回転子４０２の磁束強度に影響する励磁電流に相当し、回転子４０２のトルクの発生には寄与しない。モータ制御部１５７は、ｑ軸電流及びｄ軸電流をそれぞれ独立に制御することができる。即ち、回転子４０２が回転するために必要なトルクを、効率的に発生させることができる。

ＣＰＵ１５１ａは、モータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｈ’を出力することにより、モータ制御装置６００はＣＰＵ１５１ａから出力される指令に基づいてモータ５０９の駆動制御を開始する。即ち、モータ制御部１５７及びモータ駆動部１５８の稼働が開始する。ｅｎａｂｌｅ信号とは、モータ制御装置６００の稼働を許可又は禁止する信号である。ｅｎａｂｌｅ信号が‘Ｌ（ローレベル）’である場合は、ＣＰＵ１５１ａはモータ制御装置６００の稼働を禁止する。即ち、モータ制御装置６００によるモータ５０９の制御は終了される。また、ｅｎａｂｌｅ信号が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、ＣＰＵ１５１ａはモータ制御装置６００の稼働を許可して、モータ制御装置６００はＣＰＵ１５１ａから出力される指令に基づいてモータ５０９の駆動制御を行う。

モータ制御部１５７は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θを後述する方法により推定し、その推定結果に基づいてベクトル制御を行う。ＣＰＵ１５１ａは、モータ５０９の回転子４０２の回転位相の指令値（指令位相）θ＿ｒｅｆを生成し、所定の時間周期で指令位相θ＿ｒｅｆをモータ制御１５７へ出力する。

加算器１０１は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θと指令位相θ＿ｒｅｆとの偏差を演算し、該偏差を位相制御器５０２に出力する。

位相制御器５０２は、比例（Ｐ）、積分（Ｉ）補償器から構成されている。位相制御器５０２は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θと指令位相θ＿ｒｅｆとの偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。具体的には、位相制御器５０２は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θと指令位相θ＿ｒｅｆとの偏差が０になるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。なお、本実施形態における位相制御器５０２は、比例（Ｐ）、積分（Ｉ）補償器から構成されているが、比例（Ｐ）、積分（Ｉ）、微分（Ｄ）補償器から構成されていても良い。また、回転子４０２に永久磁石を用いる場合、通常は回転子４０２の磁束強度に影響するｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆは０に設定されるが、これに限定されるものではない。

モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流は、電流検出器５０７、５０８によって検出され、その後、Ａ／Ｄ変換器５１０によってアナログ値からデジタル値へと変換される。

Ａ／Ｄ変換器５１０によってアナログ値からデジタル値へと変換された駆動電流は、静止座標系における電流値ｉα及びｉβとして、回転子４０２の回転位置θを用いて次式によって表される。
ｉα＝Ｉ＊ｃｏｓθ （１）
ｉβ＝Ｉ＊ｓｉｎθ （２）
これらの電流値ｉα及びｉβは、座標変換器５１１と誘起電圧決定器５１２に入力される。

座標変換器５１１において、電流値ｉα及びｉβは、次式によって回転座標系におけるｑ軸電流の電流値ｉｑ及びｄ軸電流の電流値ｉｄに座標変換される。
ｉｄ＝ ｃｏｓθ＊ｉα＋ｓｉｎθ＊ｉβ （３）
ｉｑ＝−ｓｉｎθ＊ｉα＋ｃｏｓθ＊ｉβ （４）
前述のように、座標変換器５１１は、モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルを、α軸及びβ軸で表される静止座標系から、ｑ軸及びｄ軸で表される回転座標系に座標変換する。

加算器１０２は、位相制御器５０２から出力されたｉｑ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された前記電流値ｉｑとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０３に出力する。また、加算器１０３は、位相制御器５０２から出力されたｉｄ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された前記電流値ｉｄとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０３に出力する。

電流制御器５０３は、比例（Ｐ）、積分（Ｉ）補償器から構成されている。電流制御器５０３は、前記偏差がそれぞれ小さくなるように電流値ｉｑ＊及びｉｄ＊を生成する。具体的には、電流制御器５０３は、前記偏差がそれぞれ０になるように電流値ｉｑ＊及びｉｄ＊を生成する。その後、電流制御器５０３は、それぞれの電流値ｉｑ＊及びｉｄ＊に対応した駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成して座標逆変換器５０５に出力する。なお、本実施形態における電流制御器５０３は、比例（Ｐ）、積分（Ｉ）補償器から構成されているが、比例（Ｐ）、積分（Ｉ）、微分（Ｄ）補償器から構成されていても良い。

座標逆変換器５０５は、電流制御器５０３から出力された回転座標系における駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを、次式によって、静止座標系における駆動電圧Ｖα及びＶβに座標逆変換する。
Ｖα＝ｃｏｓθ＊Ｖｄ−ｓｉｎθ＊Ｖｑ （５）
Ｖβ＝ｓｉｎθ＊Ｖｄ＋ｃｏｓθ＊Ｖｑ （６）
座標逆変換器５０５は、回転座標系における駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを静止座標系における駆動電圧Ｖα及びＶβに座標逆変換した後、Ｖα及びＶβを誘起電圧決定器５１２とＰＷＭインバータ５０６に出力する。なお、本実施形態においては、電流値ｉｑ＊及びｉｄ＊に対応した駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成し、前記駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを座標逆変換することによって静止座標系における駆動電圧Ｖα及びＶβを得たが、この限りではない。例えば、電流値ｉｑ＊及びｉｄ＊を静止座標系における電流値ｉα＊及びｉβ＊に座標逆変換し、前記電流値ｉα＊及びｉβ＊に対応した駆動電圧Ｖα及びＶβを生成する構成であっても良い。

ＰＷＭインバータ５０６は、フルブリッジ回路を有している。フルブリッジ回路は座標逆変換器５０５から入力された駆動電圧Ｖα及びＶβによって駆動される。その結果、ＰＷＭインバータ５０６は、駆動電圧Ｖα及びＶβに応じた駆動電流ｉα及びｉβを生成し、駆動電流ｉα及びｉβをモータ５０９の各相の巻線に供給することによって、モータ５０９を駆動させる。なお、本実施形態においては、ＰＷＭインバータはフルブリッジ回路を有しているが、ハーフブリッジ回路等であっても良い。

次に、回転子４０２の回転位相θの推定方法について説明する。回転子４０２の回転位相θの推定には、回転子４０２の回転によってモータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に誘起される誘起電圧Ｅα及びＥβの値が用いられる。誘起電圧の値は誘起電圧決定器５１２によって算出される。具体的には、Ａ／Ｄ変換器５１０から誘起電圧決定器５１２に入力された電流値ｉα及びｉβと、座標逆変換器５０５から誘起電圧決定器５１２に入力された駆動電圧Ｖα及びＶβとから、次式によって、誘起電圧Ｅα及びＥβを決定（算出）する。
Ｅα＝Ｖα−Ｒ＊ｉα−Ｌ＊ｄｉα／ｄｔ （７）
Ｅβ＝Ｖβ−Ｒ＊ｉβ−Ｌ＊ｄｉβ／ｄｔ （８）
ここで、Ｒは巻線レジスタンス、Ｌは巻線インダクタンスである。Ｒ及びＬの値は使用されているモータ５０９に固有の値であり、ＲＯＭ１５１ｂ又はモータ制御装置６００に設けられたメモリ（不図示）等に予め格納されている。

誘起電圧決定器５１２によって決定された誘起電圧Ｅα及びＥβは、位相推定器５１３に入力される。位相推定器５１３は、Ａ相の誘起電圧ＥαとＢ相の誘起電圧Ｅβとの比に基づいて、次式によってモータ５０９の回転子４０２の回転位相θを推定する。
θ＝ｔａｎ＾−１（−Ｅβ／Ｅα） （９）

前述の如くして得られた回転子４０２の回転位相θは、加算器１０１、座標逆変換器５０５、座標変換器５１１に入力される。その後は、前述の制御を繰り返し行う。

前述の如くして、モータ制御装置６００はベクトル制御を用いてモータ５０９を制御する。ベクトル制御を用いてモータの駆動を制御することによって、モータが脱調状態となることや、余剰トルクに起因してモータ音が増大すること及び消費電力が増大することを抑制することができる。なお、本実施形態におけるベクトル制御では、前述した位相フィードバック制御を行うことによってモータ５０９を制御しているが、これに限定されるものではない。例えば、図１０に示すように、回転子４０２の回転速度ωをフィードバックしてモータ５０９の駆動を制御する構成であっても良い。具体的には、速度決定器５１４が位相推定器５１３から出力された回転位相θの時間変化に基づいて回転速度ωを決定する。速度の決定には、次式を用いる。
ω＝ｄθ／ｄｔ （１０）

そして、ＣＰＵ１５１ａは回転子の目標速度を表す指令速度ω＿ｒｅｆを出力する。更に、モータ制御部内部に速度制御器５０２を設け、前記速度制御器５０２が回転速度ωと指令速度ω＿ｒｅｆとの偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する構成とする。以上のような速度フィードバック制御を行うことによって、モータ５０９の駆動を制御する構成であっても良い。

［モータ駆動回路］
以上のように、モータの駆動制御においては、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値に基づいて巻線に供給する駆動電流を制御する。即ち、モータの駆動制御においては、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する構成、及び、駆動電流を巻線に供給する構成が必要となる。

以下に、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法、及び、駆動電流を巻線に供給する方法について説明する。

図１は、モータの巻線に駆動電流を供給するモータ駆動回路１００の構成の例を示す図である。図１に示すように、モータ駆動回路１００には、スイッチング素子としてのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４及びモータの巻線等が設けられている。具体的には、ＦＥＴ Ｑ１の一端及びＦＥＴ Ｑ２の一端が電源１に接続されている。また、ＦＥＴＱ１の他端にＦＥＴ Ｑ３の一端が直列に接続され、ＦＥＴＱ２の他端にＦＥＴ Ｑ４の一端が直列に接続されている。更に、巻線は、一端がＦＥＴ Ｑ１とＦＥＴ Ｑ３とを繋ぐ導線に接続され、他端がＦＥＴ Ｑ２とＦＥＴ Ｑ４とを繋ぐ導線に接続されている。

ＦＥＴ Ｑ１及びＱ４はＰＷＭ信号であるＰＷＭ＋によって駆動され、ＦＥＴ Ｑ２及びＱ３はＰＷＭ信号であるＰＷＭ−によって駆動される。なお、ＰＷＭ＋とＰＷＭ−は互いに逆位相の関係にある。即ち、ＰＷＭ＋が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、ＰＷＭ−は‘Ｌ（ローレベル）’である。また、ＰＷＭ−が‘Ｈ’である場合は、ＰＷＭ＋は‘Ｌ’である。なお、ＰＷＭ信号が‘Ｈ’である場合はＦＥＴの動作はオン状態となり、ＰＷＭ信号が‘Ｌ’である場合はＦＥＴの動作はオフ状態となる。

図２は、ＰＷＭ＋、ＰＷＭ−及び巻線Ｌ１に流れる駆動電流の電流値Ｉの関係を示すタイムチャートである。図２において、期間Ｔ１は、電流値Ｉが正、即ち、図３に示す矢印の方向に駆動電流が流れる期間である。また、期間Ｔ２は、電流値Ｉが負、即ち、図３に示す矢印と逆方向に駆動電流が流れる期間である。期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、図３（ａ）に示す実線のように駆動電流が流れる。具体的には、電源１、ＦＥＴ Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｌ（ローレベル）’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、図３（ａ）に示す破線のように駆動電流が流れる。具体的には、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ２、電源１の順に駆動電流が流れる。また、期間Ｔ２において、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である場合は、図３（ｂ）に示す実線のように駆動電流が流れる。具体的には、電源１、ＦＥＴ Ｑ２、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ３、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、図３（ｂ）に示す破線のように駆動電流が流れる。具体的には、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ４、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ１、電源１の順に駆動電流が流れる。

電流値Ｉを検出する検出場所としては、図１に示すＡ点、Ｂ点、Ｃ点がある。なお、モータ駆動回路１００と電源１とを繋ぐ導線上の点をＡ点とする。また、モータ駆動回路１００とグラウンドとを繋ぐ導線上の点をＣ点とする。Ａ点、Ｂ点において電流検出を行う場合は、２４Ｖという高電圧の入力が可能な電流検出器が必要となるため、コストが高くなる。一方、Ｃ点において電流検出を行う場合は、安価な部品で電流検出を行うことができる。したがって、本実施形態においては、図１に示すＣ点とグラウンドとの間に電流を検出する際に用いられる抵抗器を設ける。しかしながら、前述したように、期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である場合は、電源１、ＦＥＴ Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。また、期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である場合は、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ２、電源１の順に駆動電流が流れる。即ち、期間Ｔ１において、駆動電流が電源１側からＧＮＤへ向かう方向に流れる場合と、駆動電流がＧＮＤから電源１側へ向かう方向に流れる場合とがある。なお、期間Ｔ２についても同様である。したがって、Ｃ点とグラウンドとの間に抵抗器を設けて、該抵抗器の両端の電圧Ｖｓｎｓに基づいて電流値Ｉを検出すると、電流値Ｉが正であるか負であるかを正確に判定できない。即ち、駆動電流が流れる方向を正確に判定できない。

このような課題に対しては、例えば、検出された電流値Ｉ、又は、電流値Ｉに対応する電圧Ｖｓｎｓの極性を切り替える構成が考えられる。具体的には、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である期間においては、電流値Ｉ、又は、電流値Ｉに対応する電圧Ｖｓｎｓの極性を切り替えず、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である期間においては、電流値Ｉ、又は、電流値Ｉに対応する電圧Ｖｓｎｓの極性を切り替える構成が考えられる。

しかし、前述のような、極性を切り替える構成においては、ＰＷＭ＋の‘Ｈ’と‘Ｌ’とを切り替える時間間隔が短いことによって、スイッチング素子がＰＷＭ＋の‘Ｈ’と‘Ｌ’との切り替えに応答出来ない場合が考えられる。この場合、極性を切り替える必要が無いにもかかわらず極性を切り替えてしまい、巻線に流れる電流の方向を誤って判定してしまう可能性がある。

前述のような場合、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である期間（ハイ期間）と‘Ｌ’である期間（ロー期間）のうち、期間が長い方における電流値を検出することが考えられる。即ち、デューティ比（ＰＷＭ＋の１周期に対するハイ期間の割合）が５０％以上の場合はハイ期間の電流値を検出し、デューティ比が５０％未満の場合はロー期間の電流値を検出することが考えられる。なお、電流値の検出は、ハイ期間又はロー期間の中央で行われるものとする。

図４は、ＰＷＭ＋の波形と、モータに流れる駆動電流の波形との関係を示す図である。図４に示すように、デューティ比が５０％未満の場合はロー期間の電流値を検出し、デューティ比が５０％以上の場合はハイ期間の電流値を検出する。この結果、巻線に流れる駆動電流の過渡応答特性に起因して検出結果に差異が生じる。具体的には、ハイ期間に検出された電流値とロー期間に検出された電流値とが異なってしまう。したがって、ハイ期間とロー期間のうち、期間が長い方における電流を検出する構成を用いると、デューティ比が５０％未満の値から５０％以上の値に変化する際、又は、デューティ比が５０％以上の値から５０％未満の値に変化する際に、検出した電流波形が歪んでしまう。具体的には、検出した電流波形に段差が生じてしまう。

図５は、検出された電流波形の概略図である。図５に示すように、電流波形に歪みが生じてしまうと、巻線に供給する駆動電流を適切に制御することができなくなってしまう。その結果、モータの制御が不安定になってしまう。そのため、電流波形に生じる歪みに対する良い構成が求められている。

［モータ駆動部］
次に、本実施形態におけるモータ駆動部の構成及び動作について説明する。

図１１は、本実施形態におけるモータ駆動部１５８の構成の例を示す図である。図１１に示すように、本実施形態におけるモータ駆動部１５８には、モータ駆動回路１００、モータ駆動回路１００に設けられたＦＥＴのオン動作／オフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成して出力するＰＷＭ生成器２０３等が設けられている。なお、ＰＷＭインバータ５０６は、ＰＷＭ生成器２０３、モータ駆動回路１００等によって構成されている。モータ駆動回路１００は、電源１とグラウンド（ＧＮＤ）との間に設けられている。また、Ａ相の巻線Ｌ１に流れる駆動電流を検出する際に用いられる抵抗器１１０は、モータ駆動回路１００とＧＮＤとの間に設けられている。即ち、ＦＥＴ Ｑ３の他端とＦＥＴＱ４の他端とに抵抗器１１０が接続され、抵抗器１１０は接地されている。なお、モータ駆動回路はＡ相及びＢ相それぞれに設けられている。

以下、モータ駆動部１５８がＡ相の巻線に駆動電流を供給する方法、及び、モータ駆動部１５８がＡ相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法について説明する。なお、Ｂ相については、Ａ相の場合と同様であるため説明を省略する。

まず、モータ駆動部１５８がＡ相の巻線に駆動電流を供給する方法について説明する。

図１２は、本実施形態におけるＰＷＭ生成器２０３がＰＷＭ信号を生成する構成を説明する図である。図１２に示すように、本実施形態におけるＰＷＭ生成器２０３には、変調波と搬送波とを比較する比較器２０３ａが設けられている。ＰＷＭ生成器２０３は、比較器２０３ａを用いて変調波と搬送波とを比較することによってＰＷＭ信号を生成している。なお、本実施形態においては、ＰＷＭ生成器２０３が所定の周波数の三角波搬送波を生成しているものとする。また、該三角波搬送波の値が極小値となるタイミングから次に極小値となるタイミングまでの期間を一周期とした場合に、該三角波搬送波の波形は、１周期において該三角波搬送波の値が極大値となるタイミングを基準として線対称となるような波形とする。更に、本実施形態においては、前記所定の周波数は４０ｋＨｚであって、三角波搬送波の周波数とＰＷＭ＋及びＰＷＭ−の周波数とは同じ周波数であるとする。

図１３は、本実施形態におけるＰＷＭ生成器２０３がＰＷＭ信号を生成する方法を説明する図である。以下に、図１１乃至図１３を用いて、ＰＷＭ生成器２０３がＰＷＭ信号を生成する方法を説明する。

まず、ＰＷＭ生成器２０３は、モータ制御部１５７から出力された駆動電圧Ｖαと三角波搬送波とを比較し、比較結果に基づいてＰＷＭ＋のデューティ比を決定する。具体的には、ＰＷＭ生成器２０３は比較器２０３ａを用いて変調波としての駆動電圧信号と三角波搬送波とを比較し、駆動電圧信号が三角波搬送波よりも大きい期間（ハイ期間）を決定する。そして、三角波搬送波の１周期（ＰＷＭ＋の１周期）に対するハイ期間の割合を算出することによってＰＷＭ＋のデューティ比を決定する。ＰＷＭ生成器２０３は、決定したデューティ比を検出電流制御器２０５に出力する。

更に、ＰＷＭ生成器２０３は、図１３に示すように、決定したデューティ比に基づいてＰＷＭ＋及びＰＷＭ−を生成する。ＰＷＭ生成器２０３は、生成したＰＷＭ＋をＦＥＴ Ｑ１及びＱ４に出力する。また、ＰＷＭ生成器２０３は、生成したＰＷＭ＋の位相を反転させた信号をＰＷＭ−としてＦＥＴ Ｑ２及びＱ３に出力する。前述したように、ＦＥＴ Ｑ１乃至Ｑ４は、ＰＷＭ＋とＰＷＭ−によって、オン動作／オフ動作が制御される。この結果、Ａ相の巻線Ｌ１に供給する駆動電流の大きさ及び向きを制御することができる。

次に、図１１及び図１４を用いて、モータ駆動部１５８が巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法について説明する。図１４は、検出電流制御器２０５の構成の例を示す図である。図１４に示すように、検出電流制御器２０５には、Ａ／Ｄ変換器５１０から電流値Ｉｓｎｓのデジタル値を取得する電流値取得器２０５ｃ、電流値Ｉｓｎｓの極性を制御する極性制御器２０５ａ、電流値Ｉｓｎｓを補正する電流値補正器２０５ｂ等が設けられている。なお、本実施形態においては、ＰＷＭ生成器２０３から電流値取得器２０５ｃに搬送波の周波数及び位相等の情報が入力されているものとする。

電流検出器５０７は、抵抗器１１０の両端の電圧Ｖｓｎｓの信号に基づいて電流値Ｉｓｎｓを検出してＡ／Ｄ変換器５１０に出力する。Ａ／Ｄ変換器５１０は、電流検出器５０７から出力された電流値Ｉｓｎｓをアナログ値からデジタル値へと変換する。

電流値取得器２０５ｃは、ＰＷＭ生成器２０３から出力される三角波搬送波の周波数及び位相の情報とＰＷＭ生成器２０３から出力されるデューティ比とに基づいて、Ａ／Ｄ変換器５１０から電流値Ｉｓｎｓのデジタル値を取得する。具体的には、電流値取得器２０５ｃは、デューティ比が５０％未満の場合はＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ＋が立ち下がった（‘Ｈ’から‘Ｌ’に切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値Ｉｓｎｓを取得する。この結果、ロー期間において電流値Ｉｓｎｓを取得することができる。また、電流値取得器２０５ｃは、デューティ比が５０％以上の場合はＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ＋が立ち上がった（‘Ｌ’から‘Ｈ’に切り替わった）後に三角搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値Ｉｓｎｓを取得する。この結果、ハイ期間において電流値Ｉｓｎｓを取得することができる。また、三角波搬送波が極値となるタイミングで電流値を取得することによって、ハイ期間又はロー期間の中央のタイミングで電流値の取得が行われる。

なお、電流検出の方法は、前述した方法に限定されるものではない。例えば、電流値取得器２０５ｃは、三角波搬送波の周波数及び位相の情報に基づいて、ロー期間の中央のタイミングとハイ期間の中央のタイミングとの両方のタイミングで電流値を取得する。更に、電流値取得器２０５ｃは、デューティ比が５０％未満の場合はロー期間の電流値Ｉｓｎｓを採用し、デューティ比が５０％以上の場合はハイ期間の電流値Ｉｓｎｓを採用する、という構成であっても良い。

また、本実施形態においては、デューティ比が５０％を境に電流値を取得する期間をロー期間とハイ期間とで切り替えたが、これに限定されるものではない。例えば、デューティ比が７０％を境に電流値を取得する期間をロー期間とハイ期間とで切り替える構成であっても良い。

極性制御器２０５ａには、電流値取得器２０５ｃが取得した電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］とＰＷＭ生成器２０３から出力されたデューティ比とが入力される。極性制御器２０５ａは、入力された電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］がハイ期間に取得された電流値である場合、即ち、デューティ比が５０％以上の場合は、該電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］の極性を反転させずに電流値補正器２０５ｂに出力する。また、極性制御器２０５ａは、入力された電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］がロー期間に取得された電流値である場合、即ち、デューティ比が５０％未満の場合は、該電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］の極性を反転させて電流値補正器２０５ｂに出力する。なお、ｎは正の整数であって、Ｉｓｎｓ［ｎ］はｎ回目に検出された電流値を示す。また、本実施形態においては、極性制御器２０５ａは電流値の極性を制御する構成であったが、これに限定されるものではない。例えば、極性制御器２０５ａに電圧値Ｖｓｎｓ［ｎ］が入力され、該電圧値Ｖｓｎｓ［ｎ］の極性を制御し、極性が制御された電圧Ｖｓｎｓ［ｎ］に対応する電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］を電流値補正器２０５ｂに出力する等の構成であっても良い。

電流値補正器２０５ｂには、極性制御器２０５ａから出力された電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］とＰＷＭ生成器２０３から出力されたデューティ比とが入力される。電流値補正器２０５ｂの内部には、入力されたデューティ比と電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］とを取得することによって記憶するメモリが設けられている。

電流値補正器２０５ｂは、メモリに記憶されているデューティ比と該デューティ比が記憶された後の最初に取得したデューティ比とを比較し、比較結果に基づいて電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］の補正を行う。具体的には、メモリに記憶されているデューティ比が５０％未満の値であって、該デューティ比が記憶された後の最初に取得したデューティ比が５０％以上の値である場合は、電流値補正器２０５ｂは電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］の補正を行う。また、メモリに記憶されているデューティ比が５０％以上の値であって、該デューティ比が記憶された後の最初に取得したデューティ比が５０％未満の値である場合も、電流値補正器２０５ｂは電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］の補正を行う。また、デューティ比が５０％未満の範囲において変化した場合、又は、デューティ比が５０％以上の範囲において変化した場合は、電流値補正器２０５ｂは電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］の補正を行わない。なお、本実施形態においては、電流値補正器２０５ｂは、電流値補正器２０５ｂが適用された電流値をモータ制御部１５７に出力した後に、前記記憶手段に記憶されているデューティ比及び電流値を、取得したデューティ比及び電流値に更新する構成とする。

以下に、電流値補正器２０５ｂが極性制御器２０５ａから出力された電流値を補正する方法について説明する。

電流値補正器２０５ｂは、メモリに記憶されている電流値Ｉｓｎｓ［ｎ−１］と電流値極性制御器２０５ａから取得した電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］との平均値を演算する。電流値補正器２０５ｂは、前記平均値を検出電流値ｉαとしてモータ制御部１５７に出力する。即ち、電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］を前記平均値に置き換えてモータ制御部１５７に出力する。この結果、デューティ比が５０％未満の値から５０％以上の値へと変化する場合に、デューティ比が変化する前の最後に検出された電流値とデューティ比が変化した後の最初に検出された電流値との差を低減することができる。また、デューティ比が５０％以上の値から５０％未満の値へと変化する場合に、デューティ比が変化する前の最後に検出された電流値とデューティ比が変化した後の最初に検出された電流値との差を低減することができる。即ち、検出した電流波形に生じる段差を低減することができる。また、検出した電流波形に生じる段差を低減することによって、モータの制御が不安定になることを抑制することができる。

なお、電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］の補正を行わない場合は、電流値補正器２０５ｂは、極性制御器２０５ａから取得した電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］を検出電流値ｉαとしてモータ制御部１５７に出力する。

その後、モータ制御部１５７は、前述した方法によってモータ５０９を制御する。

なお、本実施形態においては、電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］の代わりに前記平均値を検出電流値ｉαとしてモータ制御部１５７に出力したが、この限りではない。例えば、電流値Ｉｓｎｓ［ｎ−１］の代わりに前記平均値を検出電流値ｉαとしてモータ制御部１５７に出力する構成であっても良いし、電流値Ｉｓｎｓ［ｎ−１］と電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］とを前記平均値に置き換える構成であっても良い。

図１５は、本実施形態におけるモータ駆動部１５８を用いて巻線に流れる駆動電流を検出する方法を示すフローチャートである。以下、図１５を用いて、本実施形態における電流検出方法について説明する。このフローチャートの処理は、ＣＰＵ１５１ａからの指示を受けたモータ制御装置６００によって実行される。

まず、ＣＰＵ１５１ａが、モータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｈ’を出力することにより、モータ制御装置６００はモータ５０９の駆動制御を開始する。即ち、モータ制御部１５７及びモータ駆動部１５８の稼働が開始する。

その後、Ｓ１０１において、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｌ’を出力した場合は、モータ制御装置６００はモータ５０９の駆動を終了する。即ち、モータ制御部１５７及びモータ駆動部１５８の稼働が終了する。

また、Ｓ１０１において、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｈ’を出力した場合は、モータ制御装置６００は処理をＳ１０２に進める。

Ｓ１０２において、ＰＷＭ＋のデューティ比が５０％以上である場合は、Ｓ１０３において、電流値取得器２０５ｃは、ハイ期間に電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］を取得する。その後、モータ制御装置６００は処理をＳ１０６に進める。

また、Ｓ１０２において、ＰＷＭ＋のデューティ比が５０％未満である場合は、Ｓ１０４において、電流値取得器２０５ｃは、ロー期間に電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］を取得する。その後、Ｓ１０５において、極性制御器２０５ａは電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］の極性を反転させて、モータ制御装置６００は処理をＳ１０６に進める。

Ｓ１０６において、デューティ比が５０％未満の値から５０％以上の値へと変化した場合、又は、デューティ比が５０％以上の値から５０％未満の値へと変化した場合は、モータ駆動部１５８は処理をＳ１０７に進める。Ｓ１０７において、電流値補正器２０５ｂは、メモリに記憶されている電流値Ｉｓｎｓ［ｎ−１］と極性制御器２０５ａから取得した電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］との平均値を演算する。その後、Ｓ１０８において、電流値補正器２０５ｂは、電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］を前記平均値に置き換えて、検出電流値ｉαとしてモータ制御部１５７に出力し、処理は再びＳ１０１に戻る。

また、Ｓ１０６において、デューティ比が５０％未満の範囲において変化した場合、又は、デューティ比が５０％以上の範囲において変化した場合は、モータ制御装置６００は処理をＳ１０８に進める。Ｓ１０８において、電流値補正器２０５は、極性制御器２０４から取得した電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］を検出電流値ｉαとしてモータ制御部１５７に出力し、処理は再びＳ１０１に戻る。

以降、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｌ’を出力するまで、モータ制御装置６００は前述した電流検出を繰り返し行う。

以上のように、デューティ比が５０％未満の値から５０％以上の値へ、又は、５０％以上の値から５０％未満の値へと変化した場合は、電流値Ｉｓｎｓ［ｎ−１］と電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］との平均値を演算し、電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］を前記平均値に置き換える。この結果、デューティ比が５０％未満の値から５０％以上の値へと変化する場合に、デューティ比が変化する前の最後に検出された電流値Ｉｓｎｓ［ｎ−１］とデューティ比が変化した後の最初に検出された電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］との差を低減することができる。また、デューティ比が５０％以上の値から５０％未満の値へと変化する場合に、デューティ比が変化する前の最後に検出された電流値Ｉｓｎｓ［ｎ−１］とデューティ比が変化した後の最初に検出された電流値Ｉｓｎｓ［ｎ］との差を低減することができる。即ち、検出した電流波形に生じる段差を低減することができる。また、段差が低減された電流波形に基づいて回転子の位相を推定し、該位相をフィードバックしてベクトル制御を行うことによって、モータの制御が不安定になることを抑制することができる。

なお、本実施形態においては、図１に示すモータ駆動回路のＣ点とグラウンドとの間に抵抗器を設けた場合における電流検出方法について説明したが、この限りではない。例えば、図１に示すモータ駆動回路のＡ点と電源１との間に抵抗器を設けた場合においても、本実施形態は適用できる。

また、本実施形態においては、モータを制御する方法としてベクトル制御の説明を行ったが、この限りではなく、検出電流をフィードバックしてモータを制御する構成において、本実施形態は適用できる。

更に、本実施形態における電流波形に生じる段差は、ローパスフィルタ等のノイズを低減するフィルタを用いても低減することができない。したがって、本実施形態において説明した電流値の補正は、前記段差を低減するために有効である。

１ 電源
１５１ａ ＣＰＵ
Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４ ＦＥＴ
１００ モータ駆動回路
１１０ 抵抗器
２０３ ＰＷＭ生成器
２０５ 検出電流制御器
５０７、５０８ 電流検出器
５０９ ステッピングモータ

Claims (20)

1. モータの巻線に駆動電流を供給する電源と、
   複数のスイッチング素子及び前記巻線を有するブリッジ回路で構成され、前記電源とグラウンドとの間に設けられたモータ駆動回路と、
   前記電源とモータ駆動回路との間、又は、前記モータ駆動回路と前記グラウンドとの間に設けられた抵抗器と、
   前記抵抗器の両端の電圧に基づいて、前記巻線に供給された駆動電流の電流値を検出する電流検出手段と、
   前記複数のスイッチング素子のオン動作、オフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ手段と、
   前記ＰＷＭ信号の周期に対する前記ＰＷＭ信号が第１レベルである第１期間の割合を表すデューティ比によって決まるタイミングで前記電流検出手段によって検出された電流値を取得する検出電流制御手段と、
   を有し、
   前記検出電流制御手段は、前記デューティ比が所定値より大きい場合は前記第１期間に前記電流値を取得し、前記デューティ比が前記所定値より小さい場合は前記ＰＷＭ信号が第２レベルである第２期間に前記電流値を取得し、
   更に、前記検出電流制御手段は、前記電流値を取得する期間が第１期間から第２期間へと切り替わった場合、又は、前記電流値を取得する期間が第２期間から第１期間へと切り替わった場合は、前記電流値を取得する期間が切り替わる前の最後に取得した電流値と前記電流値を取得する期間が切り替わった後の最初に取得した電流値との平均値に基づいて、前記電流値を取得する期間が切り替わった後の最初に取得した電流値を補正することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記ブリッジ回路は、
   第１のスイッチング素子の一端及び第２のスイッチング素子の一端が前記電源に接続されており、
   前記第１のスイッチング素子の他端に第３のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
   前記第２のスイッチング素子の他端に第４のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
   前記第３のスイッチング素子の他端と前記第４のスイッチング素子の他端とに前記抵抗器が接続されており、
   前記抵抗器は接地されており、
   前記巻線は、一端が前記第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続され、他端が前記第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続された回路であることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記検出電流制御手段は、前記デューティ比によって決まるタイミングで前記電流検出手段によって検出された電流値を取得する電流値取得手段を有し、
   前記電流値取得手段は、前記第１期間に電流値を取得する場合は前記第１期間の中央のタイミングで電流値を取得して、前記第２期間に電流値を取得する場合は前記第２期間の中央のタイミングで前記電流値を取得することを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記モータ制御装置は、前記モータ駆動回路を駆動する駆動電圧を生成するモータ制御手段を有し、
   前記ＰＷＭ手段は、前記モータ制御手段によって生成された駆動電圧信号と搬送波としての三角波との比較結果に基づいて前記デューティ比を決定し、
   更に、前記ＰＷＭ手段は、前記デューティ比に基づいて前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
5. 前記電流値取得手段は、前記デューティ比が前記所定値以上の場合は、前記ＰＷＭ信号が立ち上がった後に前記三角波が最初に極値となるタイミングで前記電流値を取得し、前記デューティ比が前記所定値未満の場合は、前記ＰＷＭ信号が立ち下がった後に前記三角波が最初に極値となるタイミングで前記電流値を取得することを特徴とする請求項４に記載のモータ制御装置。
6. 前記検出電流制御手段は、前記電流値取得手段によって取得された電流値の極性を、前記デューティ比に基づいて制御する極性制御手段を有し、
   前記極性制御手段は、前記デューティ比が前記所定値以上の場合は前記電流値の極性を反転させず、前記デューティ比が前記所定値未満の場合は前記電流値の極性を反転させることを特徴とする請求項３乃至５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
7. 前記検出電流制御手段は、前記極性制御手段が適用された電流値を補正する電流値補正手段を有し、
   前記電流値補正手段は、前記デューティ比と該デューティ比において取得された電流値とを取得することによって記憶する記憶手段を有し、
   更に、前記電流値補正手段は、前記記憶手段に記憶されているデューティ比が前記所定値未満の値であって、該デューティ比が記憶された後の最初に取得したデューティ比が前記所定値以上の値であった場合、又は、前記記憶手段に記憶されているデューティ比が前記所定値以上の値であって、該デューティ比が記憶された後の最初に取得したデューティ比が前記所定値未満の値であった場合は、前記記憶手段に記憶されている電流値と該電流値が記憶された後の最初に取得した電流値との平均値を演算し、前記平均値に基づいて、前記取得した電流値を補正することを特徴とする請求項６に記載のモータ制御装置。
8. 前記電流値補正手段は、前記デューティ比が前記所定値未満の範囲において変化した場合、又は、前記デューティ比が前記所定値以上の範囲において変化した場合は、取得した電流値を補正しないことを特徴とする請求項７に記載のモータ制御装置。
9. 前記モータ制御手段は、
   前記電流値補正手段が適用された電流値に基づいて、前記モータの回転子の回転によって前記第１相の巻線及び第２相の巻線に誘起される誘起電圧を決定する誘起電圧決定手段と、
   前記誘起電圧決定手段によって推定された前記第１相の誘起電圧の値と前記第２相の誘起電圧の値とに基づいて前記モータの回転子の回転位相を推定する位相推定手段と、
   前記回転子の目標位相を表す指令位相と前記回転位相との偏差が小さくなるように、前記巻線に供給するべき駆動電流の電流値を生成する位相制御手段と、
   前記位相推定手段によって推定された回転位相に基づいて、前記電流値補正手段が適用された静止座標系の電流値を前記回転座標系の電流値へと座標変換する座標変換手段と、
   前記位相制御手段から出力された電流値と前記座標変換手段によって座標変換された電流値との偏差が小さくなるように前記回転座標系の駆動電圧を生成する電圧生成手段と、
   前記電圧生成手段によって生成された前記回転座標系の駆動電圧を前記静止座標系の駆動電圧に座標逆変換する座標逆変換手段と、
   を有し、
   前記モータ駆動回路は、前記座標逆変換手段によって座標逆変換された駆動電圧によって駆動されることを特徴とする請求項７又は８に記載のモータ制御装置。
10. 前記電流値補正手段は、前記電流値補正手段が適用された電流値を前記モータ制御手段に出力した後に、前記記憶手段に記憶されているデューティ比及び電流値を、取得したデューティ比及び電流値に更新することを特徴とする請求項７乃至９のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
11. 前記ＰＷＭ手段は、前記第１のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とのオン動作、オフ動作を制御するＰＷＭ信号である第１の信号と、前記第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とのオン動作、オフ動作を制御するＰＷＭ信号である第２の信号とを生成し、
    前記第１の信号が第１レベルである場合は、前記第２の信号は第２レベルであって、前記第１の信号が第２レベルである場合は、前記第２の信号は第１レベルであることを特徴とする請求項２乃至１０のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
12. 前記第１期間は前記第１の信号が第１レベルである期間であって、前記第２期間は前記第１の信号が第２レベルである期間であることを特徴とする請求項１１に記載のモータ制御装置。
13. 前記電流値取得手段は、前記第１の信号の１周期に対する前記第１期間の割合を表すデューティ比によって決まるタイミングで前記電流検出手段によって検出された電流値を取得することを特徴とする請求項１２に記載のモータ制御装置。
14. 前記第１のスイッチング素子と第４のスイッチング素子は、前記第１の信号が第１レベルである場合は動作がオン状態となり、前記第１の信号が第２レベルである場合は動作がオフ状態となることを特徴とする請求項１１乃至１３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
15. 前記第２のスイッチング素子と第３のスイッチング素子は、前記第２の信号が第１レベルである場合は動作がオン状態となり、前記第２の信号が第２レベルである場合は動作がオフ状態となることを特徴とする請求項１１乃至１４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
16. 前記所定値は、５０％であることを特徴とする請求項１乃至１５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
17. 前記モータ制御装置は、
    前記モータの第１相の巻線が設けられた第１のモータ駆動回路と、
    前記モータの第２相の巻線が設けられた第２のモータ駆動回路と、
    を有することを特徴とする請求項１乃至１６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
18. 前記巻線に供給される駆動電流は、過渡応答特性を有することを特徴とする請求項１乃至１７のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
19. 記録媒体に画像を形成する画像形成装置であって、
    負荷を駆動するモータと、
    請求項１乃至１８のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    を有し、
    前記モータ制御装置は、前記負荷を駆動するモータの駆動を制御することを特徴とする画像形成装置。
20. 前記負荷は、前記記録媒体を搬送する搬送ローラであることを特徴とする請求項１９に記載の画像形成装置。

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