JP2022067172A - モータ制御装置、シート搬送装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 ＰＷＭ信号を生成する際に必要な演算をＰＷＭ信号の１周期の半分の時間で行わなければならず、演算処理性能が比較的高い演算処理装置を用いなければならない。【解決手段】 電流値Ｉ（ｎ－２）に基づいて生成される駆動電圧０Ｖは、（ｎ）番目の周期の開始タイミング（時刻ｔ４）における駆動電圧ＶＬ（ｎ）として用いられる。また、電流値Ｉ（ｎ－１）に基づいて生成される駆動電圧１２Ｖは、（ｎ）番目の周期における中心タイミング（時刻ｔ５）における駆動電圧ＶＲ（ｎ）として用いられる。【選択図】 図１１

Description

本発明は、モータを制御するモータ制御装置、シート搬送装置及び画像形成装置に関する。

従来、モータを制御する方法として、モータの回転子の回転位相を基準とした回転座標系における電流値を制御することによってモータを制御するベクトル制御と称される制御方法が知られている。具体的には、回転子の指令位相と回転位相との偏差が小さくなるように回転座標系における電流値を制御する位相フィードバック制御を行うことによってモータを制御する制御方法が知られている。なお、回転子の指令速度と回転速度との偏差が小さくなるように回転座標系における電流値を制御する速度フィードバック制御を行うことによってモータを制御する制御方法も知られている。

ベクトル制御では、回転子の回転位相を決定する構成が必要となる。特許文献１では、回転子が回転することによってモータの各相の巻線に発生する誘起電圧を、検出された駆動電流に基づいて決定し、決定された誘起電圧に基づいて回転子の回転位相を決定する構成が述べられている。前記特許文献１では、モータの巻線に流れる駆動電流を一定の時間間隔で検出するために、ＰＷＭ信号のデューティ比に基づいて三角搬送波を反転させる構成が述べられている。このような構成により、回転子の回転位相を高精度に決定することができ、モータをより効率的に駆動することができる。

特開２０１７－１９５７６１号公報

前記特許文献１では、駆動電流のサンプリングがＰＷＭ信号の１周期における中心のタイミングで行われる。そして、当該サンプリングによって得られた電流値が、次の周期のＰＷＭ信号の生成に用いられる。即ち、前記特許文献１では、ＰＷＭ信号を生成する際に必要な演算をＰＷＭ信号の１周期の半分の時間で行わなければならず、演算処理性能が比較的高い演算処理装置を用いなければならない。そのため、演算処理性能が比較的低い（より安価な）演算処理装置を用いてモータをより効率的に駆動することができる構成が求められていた。

上記課題に鑑み、本発明は、より安価な構成でモータを効率的に駆動することができるモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明に係るモータ制御装置は、
ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を含み、モータの巻線に電流を供給する駆動回路と、
前記駆動回路とグランドとの間を流れる電流を検出する検出手段と、
前記検出手段によって検出された電流の値をサンプリングするサンプリング手段と、
前記サンプリング手段がサンプリングした値と前記モータに供給すべき駆動電流の目標値との差に基づいて、前記駆動回路を駆動する駆動電圧を生成する電圧生成手段と、
前記複数のスイッチング素子をオン・オフするためのＰＷＭ信号であって、ハイレベル及びローレベルの一方である第１レベルの信号と前記ハイレベル及び前記ローレベルの他方である第２レベルの信号とを含む前記ＰＷＭ信号を、前記電圧生成手段によって生成された駆動電圧に基づいて生成するパルス生成手段と、
を有し、
前記電圧生成手段は、ｎ番目（ｎは３以上の整数）の前記ＰＷＭ信号の周期の開始タイミングと当該開始タイミングから第１所定時間後の中間タイミングとの間の第１期間における駆動電圧を、（ｎ－２）番目の前記ＰＷＭ信号の周期において前記サンプリング手段によってサンプリングされた値と当該（ｎ－２）番目の前記ＰＷＭ信号の周期における前記駆動電流の目標値との差に基づいて生成し、前記中間タイミングと前記ｎ番目の前記ＰＷＭ信号の周期の終了タイミングとの間の第２期間における駆動電圧を、（ｎ－１）番目の前記ＰＷＭ信号の周期において前記サンプリング手段によってサンプリングされた値と当該前記（ｎ－１）番目の前記ＰＷＭ信号の周期における前記駆動電流の目標値との差に基づいて生成することを特徴とする。

本発明によれば、より安価な構成でモータを効率的に駆動することができるモータ制御装置を提供することができる。

第１実施形態に係る画像形成装置を説明する断面図である。 前記画像形成装置の制御構成を示すブロック図である。 Ａ相及びＢ相から成る２相のモータと、ｄ軸及びｑ軸によって表される回転座標系との関係を示す図である。 第１実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 モータ駆動部の構成を示す図である。 第１実施形態に係るＰＷＭ生成器２０３の構成を示すブロック図である。 ＰＷＭ信号が生成される構成を説明する図である。 ＰＷＭ信号が生成される方法を説明する図である。 駆動電流が検出されるタイミングを示す図である。 反転制御部の制御が適用された場合における三角波搬送波及びＰＷＭ信号を示す図である。 第１実施形態におけるサンプリングされた電流値の制御への反映を説明する図である。 駆動電圧の設定方法を説明するフローチャートである。 第２実施形態におけるサンプリングされた電流値の制御への反映を説明する図である。 速度フィードバック制御を行うモータ制御装置の構成を示すブロック図である。

以下に図面を参照して、本発明の好適な実施の形態を説明する。ただし、この実施の形態に記載されている構成部品の形状及びそれらの相対配置などは、この発明が適用される装置の構成や各種条件により適宜変更されるべきものであり、この発明の範囲が以下の実施の形態に限定される趣旨のものではない。なお、以下の説明においては、モータ制御装置が画像形成装置に設けられる場合について説明するが、モータ制御装置が設けられるのは画像形成装置に限定されるわけではない。例えば、記録媒体や原稿等のシートを搬送するシート搬送装置等にも用いられる。

〔第１実施形態〕
［画像形成装置］
図１は、本実施形態で用いられるシート搬送装置を有するモノクロの電子写真方式の複写機（以下、画像形成装置と称する）１００の構成を示す断面図である。なお、画像形成装置は複写機に限定されず、例えば、ファクシミリ装置、印刷機、プリンタ等であっても良い。また、記録方式は、電子写真方式に限らず、例えば、インクジェット等であっても良い。更に、画像形成装置の形式はモノクロ及びカラーのいずれの形式であっても良い。

以下に、図１を用いて、画像形成装置１００の構成および機能について説明する。図１に示すように、画像形成装置１００は、原稿給送装置２０１、読取装置２０２及び画像印刷装置３０１を有する。

原稿給送装置２０１の原稿積載部２０３に積載された原稿は、給紙ローラ２０４によって１枚ずつ給紙され、搬送ガイド２０６に沿って読取装置２０２の原稿ガラス台２１４上に搬送される。更に、原稿は、搬送ベルト２０８によって一定速度で搬送されて、排紙ローラ２０５によって不図示の排紙トレイへ排紙される。読取装置２０２の読取位置において照明２０９によって照明された原稿画像からの反射光は、反射ミラー２１０、２１１、２１２からなる光学系によって画像読取部１１１に導かれ、画像読取部１１１によって画像信号に変換される。画像読取部１１１は、レンズ、光電変換素子であるＣＣＤ、ＣＣＤの駆動回路等で構成される。画像読取部１１１から出力された画像信号は、ＡＳＩＣ等のハードウェアデバイスで構成される画像処理部１１２によって各種補正処理が行われた後、画像印刷装置３０１へ出力される。前述の如くして、原稿の読取が行われる。即ち、原稿給送装置２０１及び読取装置２０２は、原稿読取装置として機能する。

また、原稿の読取モードとして、第１読取モードと第２読取モードがある。第１読取モードは、一定速度で搬送される原稿の画像を、所定の位置に固定された照明系２０９及び光学系によって読み取るモードである。第２読取モードは、読取装置２０２の原稿ガラス２１４上に載置された原稿の画像を、一定速度で移動する照明系２０９及び光学系によって読み取るモードである。通常、シート状の原稿の画像は第１読取モードで読み取られ、本や冊子等の綴じられた原稿の画像は第２読取モードで読み取られる。

画像印刷装置３０１の内部には、シート収納トレイ３０２、３０４が設けられている。シート収納トレイ３０２、３０４には、それぞれ異なる種類の記録媒体を収納することができる。例えば、シート収納トレイ３０２にはＡ４サイズの普通紙が収納され、シート収納トレイ３０４にはＡ４サイズの厚紙が収納される。なお、記録媒体とは、画像形成装置によって画像が形成されるものであって、例えば、用紙、樹脂シート、布、ＯＨＰシート、ラベル等は記録媒体に含まれる。

シート収納トレイ３０２に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０３によって給送されて、搬送ローラ３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。また、シート収納トレイ３０４に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０５によって給送されて、搬送ローラ３０７及び３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。

読取装置２０２から出力された画像信号は、半導体レーザ及びポリゴンミラーを含む光走査装置３１１に入力される。また、感光ドラム３０９は、帯電器３１０によって外周面が帯電される。感光ドラム３０９の外周面が帯電された後、読取装置２０２から光走査装置３１１に入力された画像信号に応じたレーザ光が、光走査装置３１１からポリゴンミラー及びミラー３１２、３１３を経由し、感光ドラム３０９の外周面に照射される。この結果、感光ドラム３０９の外周面に静電潜像が形成される。なお、感光ドラムの帯電には、例えば、コロナ帯電器や帯電ローラを用いた帯電方法が用いられる。

続いて、静電潜像が現像器３１４内のトナーによって現像され、感光ドラム３０９の外周面にトナー像が形成される。感光ドラム３０９に形成されたトナー像は、感光ドラム３０９と対向する位置（転写位置）に設けられた転写帯電器３１５によって記録媒体に転写される。この転写タイミングに合わせて、レジストレーションローラ３０８は記録媒体を転写位置へ送り込む。

前述の如くして、トナー像が転写された記録媒体は、搬送ベルト３１７によって定着器３１８へ送り込まれ、定着器３１８によって加熱加圧されて、トナー像が記録媒体に定着される。このようにして、画像形成装置１００によって記録媒体に画像が形成される。

片面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８を通過した記録媒体は、排紙ローラ３１９、３２４によって、不図示の排紙トレイへ排紙される。また、両面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８によって記録媒体の第１面に定着処理が行われた後に、記録媒体は、排紙ローラ３１９、搬送ローラ３２０、及び反転ローラ３２１によって、反転パス３２５へと搬送される。その後、記録媒体は、搬送ローラ３２２、３２３によって再度レジストレーションローラ３０８へと搬送され、前述した方法で記録媒体の第２面に画像が形成される。その後、記録媒体は、排紙ローラ３１９、３２４によって不図示の排紙トレイへ排紙される。

また、第１面に画像形成された記録媒体がフェースダウンで画像形成装置１００の外部へ排紙される場合は、定着器３１８を通過した記録媒体は、排紙ローラ３１９を通って搬送ローラ３２０へ向かう方向へ搬送される。その後、記録媒体の後端が搬送ローラ３２０のニップ部を通過する直前に搬送ローラ３２０の回転が反転することによって、記録媒体の第１面が下向きになった状態で、記録媒体が排紙ローラ３２４を経由して、画像形成装置１００の外部へ排出される。

以上が画像形成装置１００の構成および機能についての説明である。なお、本発明における負荷とはモータによって駆動される対象物である。例えば、給紙ローラ２０４、３０３、３０５、レジストレーションローラ３０８及び排紙ローラ３１９等の各種ローラ（搬送ローラ）や感光ドラム３０９、搬送ベルト２０８、３１７、照明系２０９及び光学系等は本発明における負荷に対応する。本実施形態のモータ制御装置は、これら負荷を駆動するモータに適用することができる。

図２は、画像形成装置１００の制御構成の例を示すブロック図である。システムコントローラ１５１は、図２に示すように、ＣＰＵ１５１ａ、ＲＯＭ１５１ｂ、ＲＡＭ１５１ｃを備えている。また、システムコントローラ１５１は、画像処理部１１２、操作部１５２、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１５３、高圧制御部１５５、モータ制御装置６００、センサ類１５９、ＡＣドライバ１６０と接続されている。システムコントローラ１５１は、接続された各ユニットとの間でデータやコマンドの送受信をすることが可能である。

ＣＰＵ１５１ａは、ＲＯＭ１５１ｂに格納された各種プログラムを読み出して実行することによって、予め定められた画像形成シーケンスに関連する各種シーケンスを実行する。

ＲＡＭ１５１ｃは記憶デバイスである。ＲＡＭ１５１ｃには、例えば、高圧制御部１５５に対する設定値、モータ制御装置６００に対する指令値及び操作部１５２から受信される情報等の各種データが記憶される。

システムコントローラ１５１は、画像処理部１１２における画像処理に必要となる、画像形成装置１００の内部に設けられた各種装置の設定値データを画像処理部１１２に送信する。更に、システムコントローラ１５１は、センサ類１５９からの信号を受信して、受信した信号に基づいて高圧制御部１５５の設定値を設定する。高圧制御部１５５は、システムコントローラ１５１によって設定された設定値に応じて、高圧ユニット１５６（帯電器３１０、現像器３１４、転写帯電器３１５等）に必要な電圧を供給する。なお、センサ類１５９には、搬送ローラによって搬送される記録媒体を検知するセンサ等が含まれる。

モータ制御装置６００は、ＣＰＵ１５１ａから出力された指令に応じて、負荷を駆動するモータ５０９を制御する。なお、図２においては、画像形成装置のモータとしてモータ５０９のみが記載されているが、実際には、画像形成装置には複数個のモータが設けられているものとする。また、１個のモータ制御装置が複数個のモータを制御する構成であっても良い。また、図２においては、モータ制御装置が１個しか設けられていないが、実際には、複数個のモータ制御装置が画像形成装置に設けられているものとする。

Ａ／Ｄ変換器１５３は、定着ヒータ１６１の温度を検出するためのサーミスタ１５４が検出した検出信号を受信し、検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してシステムコントローラ１５１に送信する。システムコントローラ１５１は、Ａ／Ｄ変換器１５３から受信したデジタル信号に基づいてＡＣドライバ１６０の制御を行う。ＡＣドライバ１６０は、定着ヒータ１６１の温度が定着処理を行うために必要な温度となるように定着ヒータ１６１を制御する。なお、定着ヒータ１６１は、定着処理に用いられるヒータであり、定着器３１８に含まれる。

システムコントローラ１５１は、使用する記録媒体の種類（以下、紙種と称する）等の設定をユーザが行うための操作画面を、操作部１５２に設けられた表示部に表示するように、操作部１５２を制御する。システムコントローラ１５１は、ユーザが設定した情報を操作部１５２から受信し、ユーザが設定した情報に基づいて画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。また、システムコントローラ１５１は、画像形成装置の状態を示す情報を操作部１５２に送信する。なお、画像形成装置の状態を示す情報とは、例えば、画像形成枚数、画像形成動作の進行状況、原稿読取装置２０１及び画像印刷装置３０１におけるシート材のジャムや重送等に関する情報である。操作部１５２は、システムコントローラ１５１から受信した情報を表示部に表示する。

前述の如くして、システムコントローラ１５１は画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。

［モータ制御部］
次に、本実施形態におけるモータ制御装置について説明する。本実施形態におけるモータ制御装置は、ベクトル制御を用いてモータを制御する。

＜ベクトル制御＞
まず、図３及び図４を用いて、本実施形態におけるモータ制御装置６００がベクトル制御を行う方法について説明する。なお、以下の説明におけるモータには、モータの回転子の回転位相を検出するためのロータリエンコーダなどのセンサは設けられていない。

図３は、Ａ相（第１相）とＢ相（第２相）との２相から成るステッピングモータ（以下、モータと称する）５０９と、ｄ軸及びｑ軸によって表される回転座標系との関係を示す図である。図３では、静止座標系において、Ａ相の巻線に対応した軸であるα軸と、Ｂ相の巻線に対応した軸であるβ軸とが定義されている。また、図３では、回転子４０２に用いられている永久磁石の磁極によって作られる磁束の方向に沿ってｄ軸が定義され、ｄ軸から反時計回りに９０度進んだ方向（ｄ軸に直交する方向）に沿ってｑ軸が定義されている。α軸とｄ軸との成す角度はθと定義され、回転子４０２の回転位相は角度θによって表される。ベクトル制御では、回転子４０２の回転位相θを基準とした回転座標系が用いられる。具体的には、ベクトル制御では、巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルの、回転座標系における電流成分であって、回転子にトルクを発生させるｑ軸成分（トルク電流成分）と巻線を貫く磁束の強度に影響するｄ軸成分（励磁電流成分）とが用いられる。

ベクトル制御とは、回転子の目標位相を表す指令位相と実際の回転位相との偏差が小さくなるようにトルク電流成分の値と励磁電流成分の値とを制御する位相フィードバック制御を行うことによってモータを制御する制御方法である。また、回転子の目標速度を表す指令速度と実際の回転速度との偏差が小さくなるようにトルク電流成分の値と励磁電流成分の値とを制御する速度フィードバック制御を行うことによってモータを制御する方法もある。

図４は、モータ５０９を制御するモータ制御装置６００の構成の例を示すブロック図である。本実施形態におけるモータ制御装置６００は、ベクトル制御を用いてモータを制御するモータ制御部１５７及びモータの巻線に駆動電流を供給してモータを駆動させるモータ駆動部１５８によって構成されている。なお、モータ制御装置１５７は、少なくとも１つのＡＳＩＣで構成されており、以下に説明する各機能を実行する。

図４に示すように、モータ制御部１５７は、ベクトル制御を行う回路として、位相制御器５０２、電流制御器５０３、座標逆変換器５０５、座標変換器５１１、モータの巻線に駆動電流を供給するＰＷＭインバータ５０６等を有する。座標変換器５１１は、モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルを、α軸及びβ軸で表される静止座標系からｑ軸及びｄ軸で表される回転座標系に座標変換する。この結果、巻線に流れる駆動電流は、回転座標系における電流値であるｑ軸成分の電流値（ｑ軸電流）とｄ軸成分の電流値（ｄ軸電流）とによって表される。なお、ｑ軸電流は、モータ５０９の回転子４０２にトルクを発生させるトルク電流に相当する。また、ｄ軸電流は、モータ５０９の巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流に相当し、回転子４０２のトルクの発生には寄与しない。モータ制御部１５７は、ｑ軸電流及びｄ軸電流をそれぞれ独立に制御することができる。この結果、モータ制御部１５７は、回転子４０２にかかる負荷トルクに応じてｑ軸電流を制御することによって、回転子４０２が回転するために必要なトルクを効率的に発生させることができる。

モータ制御部１５７は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θを後述する方法により決定し、その決定結果に基づいてベクトル制御を行う。ＣＰＵ１５１ａは、モータ５０９の回転子４０２の目標位相を表す指令位相θ＿ｒｅｆを生成し、所定の時間周期で指令位相θ＿ｒｅｆをモータ制御部１５７へ出力する。

減算器１０１は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θと指令位相θ＿ｒｅｆとの偏差を演算し、該偏差を位相制御器５０２に出力する。

位相制御器５０２は、比例制御（Ｐ）、積分制御（Ｉ）、微分制御（Ｄ）に基づいて、減算器１０１から出力された偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。具体的には、位相制御器５０２は、Ｐ制御、Ｉ制御、Ｄ制御に基づいて減算器１０１から出力された偏差が０になるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。なお、Ｐ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差に比例する値に基づいて制御する制御方法である。また、Ｉ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差の時間積分に比例する値に基づいて制御する制御方法である。また、Ｄ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差の時間変化に比例する値に基づいて制御する制御方法である。本実施形態における位相制御器５０２は、ＰＩＤ制御に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成しているが、これに限定されるものではない。例えば、位相制御器５０２は、ＰＩ制御に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成しても良い。なお、回転子４０２に永久磁石を用いる場合、通常は巻線を貫く磁束の強度に影響するｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆは０に設定されるが、これに限定されるものではない。

モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流は、モータ駆動部１５８によって後述する方法により検出される。モータ駆動部１５８によって検出された駆動電流の電流値は、静止座標系における電流値ｉα及びｉβとして、図３に示す電流ベクトルの位相θｅを用いて次式によって表される。なお、電流ベクトルの位相θｅは、α軸と電流ベクトルとの成す角度と定義される。また、Ｉは電流ベクトルの大きさを示す。

ｉα＝Ｉ＊ｃｏｓθｅ （１）
ｉβ＝Ｉ＊ｓｉｎθｅ （２）
これらの電流値ｉα及びｉβは、座標変換器５１１と誘起電圧決定器５１２に入力される。

座標変換器５１１は、静止座標系における電流値ｉα及びｉβを、次式によって、回転座標系におけるｑ軸電流の電流値ｉｑ及びｄ軸電流の電流値ｉｄに変換する。

ｉｄ＝ ｃｏｓθ＊ｉα＋ｓｉｎθ＊ｉβ （３）
ｉｑ＝－ｓｉｎθ＊ｉα＋ｃｏｓθ＊ｉβ （４）
減算器１０２には、位相制御器５０２から出力された目標値としてのｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された電流値ｉｑとが入力される。減算器１０２は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆと電流値ｉｑとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０３に出力する。

また、減算器１０３には、位相制御器５０２から出力された目標値としてのｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された電流値ｉｄとが入力される。減算器１０３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆと電流値ｉｄとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０３に出力する。

電流制御器５０３は、ＰＩＤ制御に基づいて、前記偏差がそれぞれ小さくなるように駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成する。具体的には、電流制御器５０３は、前記偏差がそれぞれ０になるように駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成して座標逆変換器５０５に出力する。即ち、電流制御器５０３は、電圧生成手段として機能する。なお、本実施形態における電流制御器５０３は、ＰＩＤ制御に基づいて駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成しているが、これに限定されるものではない。例えば、電流制御器５０３は、ＰＩ制御に基づいて駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成しても良い。

座標逆変換器５０５は、電流制御器５０３から出力された回転座標系における駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを、次式によって、静止座標系における駆動電圧Ｖα及びＶβに逆変換する。

Ｖα＝ｃｏｓθ＊Ｖｄ－ｓｉｎθ＊Ｖｑ （５）
Ｖβ＝ｓｉｎθ＊Ｖｄ＋ｃｏｓθ＊Ｖｑ （６）
座標逆変換器５０５は、逆変換された駆動電圧Ｖα及びＶβを誘起電圧決定器５１２、ＰＷＭインバータ５０６及び電流値生成器５３０に出力する。電流値生成器５３０については後述する。

ＰＷＭインバータ５０６は、フルブリッジ回路を有する。なお、フルブリッジ回路（モータ駆動回路）は、図１５において説明したモータ駆動回路５０と同様の構成である。なお、図１５においては、巻線Ｌ１は、実際には、モータ５０９に設けられている巻線である。即ち、巻線Ｌ１はモータ制御装置１５７の外部に設けられている。フルブリッジ回路は座標逆変換器５０５から入力された駆動電圧Ｖα及びＶβに基づくＰＷＭ信号によって駆動される。その結果、ＰＷＭインバータ５０６は、駆動電圧Ｖα及びＶβに応じた駆動電流ｉα及びｉβを生成し、駆動電流ｉα及びｉβをモータ５０９の各相の巻線に供給することによって、モータ５０９を駆動させる。即ち、ＰＷＭインバータ５０６は、パルス生成手段として機能する。なお、本実施形態においては、ＰＷＭインバータはフルブリッジ回路（ブリッジ接続）を有しているが、ＰＷＭインバータはハーフブリッジ回路等であっても良い。

次に、回転位相θを決定する構成について説明する。回転子４０２の回転位相θの決定には、回転子４０２の回転によってモータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に誘起される誘起電圧Ｅα及びＥβの値が用いられる。誘起電圧の値は誘起電圧決定器５１２によって決定（算出）される。具体的には、誘起電圧Ｅα及びＥβは、Ａ／Ｄ変換器５１０から誘起電圧決定器５１２に入力された電流値ｉα及びｉβと、座標逆変換器５０５から誘起電圧決定器５１２に入力された駆動電圧Ｖα及びＶβとから、次式によって決定される。

Ｅα＝Ｖα－Ｒ＊ｉα－Ｌ＊ｄｉα／ｄｔ （７）
Ｅβ＝Ｖβ－Ｒ＊ｉβ－Ｌ＊ｄｉβ／ｄｔ （８）
ここで、Ｒは巻線レジスタンス、Ｌは巻線インダクタンスである。Ｒ及びＬの値は使用されているモータ５０９に固有の値であり、ＲＯＭ１５１ｂ又はモータ制御装置６００に設けられたメモリ（不図示）等に予め格納されている。

誘起電圧決定器５１２によって決定された誘起電圧Ｅα及びＥβは位相決定器５１３に出力される。

位相決定器５１３は、誘起電圧決定器５１２から出力された誘起電圧Ｅαと誘起電圧Ｅβとの比に基づいて、次式によってモータ５０９の回転子４０２の回転位相θを決定する。

θ＝ｔａｎ＾－１（－Ｅβ／Ｅα） （９）
なお、本実施形態においては、位相決定器５１３は、式（９）に基づく演算を行うことによって回転位相θを決定したが、この限りではない。例えば、誘起電圧Ｅα及び誘起電圧Ｅβと誘起電圧Ｅα及び誘起電圧Ｅβとに対応する回転位相θとの関係を示すテーブルをＲＯＭ１５１ｂ等に記憶しておき、前記テーブルを参照することによって回転位相θを決定してもよい。

前述の如くして得られた回転子４０２の回転位相θは、減算器１０１、座標逆変換器５０５及び座標変換器５１１に入力される。

モータ制御装置１５７は、上述の制御を繰り返し行う。

以上のように、本実施形態におけるモータ制御装置１５７は、指令位相θ＿ｒｅｆと回転位相θとの偏差が小さくなるように回転座標系における電流値を制御する位相フィードバック制御を用いたベクトル制御を行う。ベクトル制御を行うことによって、モータが脱調状態となることや、余剰トルクに起因してモータ音が増大すること及び消費電力が増大することを抑制することができる。

［モータ駆動部］
以上のように、モータの駆動制御においては、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値に基づいて巻線に流れる駆動電流を制御する。即ち、モータの駆動制御においては、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する構成、及び、駆動電流を巻線に供給する構成が必要となる。

図５は、本実施形態におけるモータ駆動部１５８の構成の例を示す図である。図５に示すように、モータ駆動部１５８は、Ａ相におけるＰＷＭインバータ５０６ａ、Ａ／Ｄ変換器５１０ａ、電流値生成器５３０ａを有する。また、モータ駆動部１５８は、Ｂ相におけるＰＷＭインバータ５０６ｂ、Ａ／Ｄ変換器５１０ｂ、電流値生成器５３０ｂを有する。なお、図４に示すＰＷＭインバータ５０６にはＰＷＭインバータ５０６ａとＰＷＭインバータ５０６ｂとが含まれる。また、図４に示すＡ／Ｄ変換器５１０にはＡ／Ｄ変換器５１０ａとＡ／Ｄ変換器５１０ｂとが含まれる。更に、図４に示す電流値生成器５３０には電流値生成器５３０ａと電流値生成器５３０ｂとが含まれる。このように、ＰＷＭインバータ、Ａ／Ｄ変換器及び電流値生成器はモータ５０９のＡ相とＢ相それぞれに対応して設けられており、相毎に独立に駆動される。なお、ＰＷＭインバータ５０６ａの構成とＰＷＭインバータ５０６ｂの構成は同じ構成であるため、図５においては、ＰＷＭインバータ５０６ａの具体的構成を示している。ＰＷＭインバータ５０６ａは、モータ駆動回路５０ａ、モータ駆動回路５０ａに設けられた複数のＦＥＴのオン動作／オフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成器２０３、抵抗器２００の両端の電圧信号を増幅する増幅器３００を有する。

また、図５に示すように、モータ制御部１５７は、Ａ相の巻線に発生する誘起電圧の値を決定する誘起電圧決定器５１２ａとＢ相の巻線に発生する誘起電圧の値を決定する誘起電圧決定器５１２ｂとを有する。なお、図４に示す誘起電圧決定器５１２には誘起電圧決定器５１２ａと誘起電圧決定器５１２ｂとが含まれる。

以下に、モータ駆動部１５８がＡ相の巻線に駆動電流を供給する方法、及び、モータ駆動部１５８がＡ相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法について説明する。なお、Ｂ相については、Ａ相と同様の構成であるため説明を省略する。

＜駆動電流を供給する方法＞
まず、モータ駆動部１５８が巻線に駆動電流を供給する方法について説明する。

モータ駆動回路５０ａは、スイッチング素子としてのＦＥＴ Ｑ１～Ｑ４及びモータの巻線Ｌ１等を有する。具体的には、ＦＥＴ Ｑ１～Ｑ４はＨブリッジ回路を構成し、巻線Ｌ１は、ＦＥＴ Ｑ１とＱ３との接続点とＦＥＴ Ｑ２とＱ４との接続点とを繋ぐように接続されている。また、ＦＥＴ Ｑ１及びＱ２のドレイン端子は２４Ｖの電源端子に接続され、ＦＥＴ Ｑ３及びＱ４のソース端子は、抵抗器２００の一端に接続される。更に、抵抗器２００の他端はグランド（ＧＮＤ）に接続される。即ち、抵抗器２００は接地されている。

ＦＥＴ Ｑ１及びＱ４はＰＷＭ生成器２０３から出力されるＰＷＭ信号であるＰＷＭ＋によって駆動され、ＦＥＴ Ｑ２及びＱ３はＰＷＭ生成器２０３から出力されるＰＷＭ信号であるＰＷＭ－によって駆動される。なお、ＰＷＭ＋とＰＷＭ－は互いに逆位相の関係にある。即ち、ＰＷＭ＋が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、ＰＷＭ－は‘Ｌ（ローレベル）’である。また、ＰＷＭ－が‘Ｈ’である場合は、ＰＷＭ＋は‘Ｌ’である。なお、ＰＷＭ信号が‘Ｈ’である場合はＦＥＴの動作はオン状態となり、ＰＷＭ信号が‘Ｌ’である場合はＦＥＴの動作はオフ状態となる。

ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である場合は、電源１、ＦＥＴ Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ２、電源の順に駆動電流が流れる。

また、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である場合は、電源、ＦＥＴ Ｑ２、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ３、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ４、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ１、電源の順に駆動電流が流れる。

ＰＷＭ生成器２０３は、入力される駆動電圧Ｖαに対応するデューティ比に応じたＰＷＭ信号を、三角波比較方式によって生成して出力する。

図６は、本実施形態におけるＰＷＭ生成器２０３の構成を示すブロック図である。また、図７は、ＰＷＭ信号が生成される構成を説明する図である。図６に示すように、ＰＷＭ生成器２０３は、所定の周波数の三角波搬送波を生成する搬送波生成部５２２、変調波と搬送波とを比較してＰＷＭ信号を生成する比較器２０３ａ、比較器２０３ａからのＰＷＭ信号の位相を反転させる位相反転器５２４を有する。更に、ＰＷＭ生成器２０３は、搬送波生成部５２２から出力された三角波搬送波の位相を反転させる搬送波反転部５２３、比較器２０３ａに出力される搬送波を切り替える切替スイッチ５２５、切替スイッチ５２５を制御する反転制御部５２１を有する。なお、本実施形態においては、三角波搬送波の周波数（所定の周波数）は、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００を制御する周波数、即ち、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００に指令位相θ＿ｒｅｆを出力する周波数に同期しているものとする。

以下では、比較器２０３ａには搬送波生成部５２２から出力された三角波搬送波が入力される場合について説明する。

図７に示すように、比較器２０３ａは、モータ制御部１５７から出力された変調波としての駆動電圧Ｖαと搬送波生成部５２２によって生成された搬送波としての三角波とを比較することによってＰＷＭ信号であるＰＷＭ＋を生成して出力する。

位相反転器５２４は、比較器２０３ａから出力されたＰＷＭ＋の位相を反転させ、位相が反転したＰＷＭ信号であるＰＷＭ－を出力する。なお、三角波の値が極小値となるタイミングから次に極小値となるタイミングまでの期間を一周期とした場合に、該三角波の１周期の波形（極小値から次の極小値までの波形）は、該三角波の値が極大値となるタイミングを基準として線対称となるような波形とする。また、Ａ相における三角波搬送波はＢ相における三角波搬送波に同期している。なお、切替スイッチ５２５、反転制御部５２１及び搬送波反転部５２３については後述する。

図８は、ＰＷＭ信号が生成される方法を説明する図である。以下に、図８を用いて、ＰＷＭ信号が生成される方法を説明する。

前述したように、比較器２０３ａは変調波としての駆動電圧Ｖαと三角波搬送波とを比較してＰＷＭ信号を生成する。具体的には、比較器２０３ａは、駆動電圧Ｖαが三角波搬送波よりも大きい期間（ハイ期間）は‘Ｈ’、駆動電圧Ｖαが三角波搬送波よりも小さい期間（ロー期間）は‘Ｌ’としてＰＷＭ＋を生成する。また、ＰＷＭ生成器２０３は、ＰＷＭ＋の位相を反転させたＰＷＭ－を生成する。

図５に示すように、ＰＷＭ生成器２０３は、ＰＷＭ＋をＦＥＴ Ｑ１及びＱ４に出力し、ＰＷＭ－をＦＥＴ Ｑ２及びＱ３に出力する。ＦＥＴ Ｑ１乃至Ｑ４は、ＰＷＭ＋とＰＷＭ－によって、オン・オフ動作が制御される。この結果、Ａ相の巻線Ｌ１に供給する駆動電流の大きさ及び向きを制御することができる。

本実施形態においては、駆動電圧が２４Ｖである場合はデューティ比が１００％、駆動電圧が０Ｖである場合はデューティ比が５０％、駆動電圧が－２４Ｖである場合はデューティ比が０％に対応する。即ち、本実施形態においては、駆動電圧ＶαはＰＷＭ＋のデューティ比に対応する値である。なお、本実施形態においては、ＰＷＭ＋の周期に対するハイ期間の割合をデューティ比と定義するが、ＰＷＭ＋の周期に対するロー期間の割合をデューティ比と定義しても良い。

＜駆動電流を検出する方法＞
次に、モータ駆動部１５８が巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法について説明する。

巻線に流れる駆動電流は抵抗器２００にかかる電圧Ｖｓｎｓに基づいて検出される。増幅器３００は、電圧Ｖｓｎｓの信号を増幅してＡ／Ｄ変換器５１０ａに出力する。Ａ／Ｄ変換器５１０ａは、電圧Ｖｓｎｓをアナログ値からデジタル値へと変換して、電流値生成器５３０ａに出力する。電流値生成器５３０ａは、Ａ／Ｄ変換器５１０ａから出力されたデジタル値を所定の周期（ＰＷＭ信号の周期）でサンプリングする。

前述のように、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である場合は、電源１、ＦＥＴ Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ２、電源の順に駆動電流が流れる。即ち、モータ５０９のＡ相の巻線に流れる駆動電流が、ＦＥＴ Ｑ１とＦＥＴ Ｑ３との接続点からＦＥＴ Ｑ２とＦＥＴ Ｑ４との接続点の方向に流れる場合であっても、駆動電流が電源からＧＮＤへ向かう方向に流れる場合と、駆動電流がＧＮＤから電源へ向かう方向に流れる場合とがある。したがって、抵抗器２００の両端の電圧に基づいて駆動電流が検出される場合、検出された駆動電流の向きと実際に巻線に流れている駆動電流の向きとが異なっている可能性がある。この場合、検出された駆動電流の電流値に基づいてモータが制御されると、モータの制御が不安定になってしまう可能性がある。なお、モータ５０９のＡ相の巻線に流れる駆動電流が、ＦＥＴ Ｑ２とＦＥＴ Ｑ４との接続点からＦＥＴ Ｑ１とＦＥＴ Ｑ３との接続点の方向に流れる場合についても同様の現象が起こる。

そこで、本実施形態においては、電流値生成器５３０ａは、駆動電流（デジタル値）がサンプリングされるタイミングにおけるＰＷＭ信号のレベルに応じて、検出した電流値（電圧値）の極性を反転させる。

具体的には、例えば、電流値生成器５３０ａは、駆動電流がサンプリングされるタイミングにおけるＰＷＭ信号がＨレベルである場合は、検出した電流値（電圧値）の極性を反転させない。また、電流値生成器５３０ａは、駆動電流がサンプリングされるタイミングにおけるＰＷＭ信号がＬレベルである場合は、検出した電流値（電圧値）の極性を反転させる。

ＰＷＭ信号のレベルが切り替わってから、更にＰＷＭ信号のレベルが切り替わるまでの時間間隔（ＨレベルまたはＬレベルの継続時間）が短いと、ＦＥＴ Ｑ１～Ｑ４がＰＷＭ信号のレベルの切り替わりに応答出来ない可能性がある。この場合、電流値（電圧値）の極性を切り替える必要が無いにもかかわらず電流値（電圧値）の極性が切り替わってしまい、検出された駆動電流の向きと実際に巻線に流れている駆動電流の向きとが異なってしまう可能性がある。

そこで、本実施形態では、電流値生成器５３０ａは、ＰＷＭ信号がＨレベルである期間（以下、「Ｈ期間（ハイ期間）」と称する。）とＬレベルである期間（以下、「Ｌ期間（ロー期間）」と称する。）とのうちで長い方の期間に、駆動電流の検出を行う。このような構成が用いられることによって、検出された駆動電流の向きと実際に巻線に流れている駆動電流の向きとが異なってしまうことを防止することができる。

電流値生成器５３０ａには、ＰＷＭ信号のデューティ比に対応する駆動電圧ＶαとＰＷＭ生成器２０３から出力される三角波搬送波の情報としての周波数及び位相の情報が入力される。

電流値生成器５３０ａは、デューティ比が５０％以上の場合はＨ期間に電流値をサンプリングする。具体的には、電流値生成器５３０ａは、ＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ信号が立ち上がった（ＬレベルからＨレベルに切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値をサンプリングする。また、電流値生成器５３０ａは、デューティ比が５０％未満の場合はＬ期間に電流値をサンプリングする。具体的には、電流値生成器５３０ａは、ＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ信号が立ち下がった（ＨレベルからＬレベルに切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値をサンプリングする。このように、三角波搬送波が極値となるタイミングで電流値がサンプリングされることによって、ＰＷＭ信号が立ち上がる又は立ち下がるタイミングにおいて電流値がサンプリングされることを防止することが出来る。この結果、ＰＷＭ信号が立ち上がる又は立ち下がる際にスイッチング素子がスイッチングすることに起因して発生するノイズが、検出された値に含まれることを抑制することができる。

｛三角搬送波の反転｝
図９は、駆動電流が検出されるタイミングを示す図である。図９に示すように、駆動電圧が０Ｖ以上である場合は、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングで電流値が検出される。また、駆動電圧が負である場合は、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングで電流値が検出される。また、駆動電圧が正の値から負の値へと変化する場合、電流値が検出されるタイミングが、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングから三角波搬送波の値が極大値となるタイミングに変わる。また、駆動電圧が負の値から正の値へと変化する場合、電流値が検出されるタイミングが、三角波搬送波の値が極大値となるタイミングから三角波搬送波の値が極小値となるタイミングに変わる。

このように、駆動電圧の値に応じて電流値が検出されるタイミングが変わると、一定の周期で電流値が検出されなくなってしまう。

Ａ相の駆動回路５０ａとＢ相の駆動回路５０ｂは、それぞれ独立に駆動される。したがって、駆動電圧の値に応じて電流値が検出されるタイミングが変わると、図９に示すように、Ａ相における検出時刻とＢ相における検出時刻とが一致しない場合がある。この場合、異なるタイミングで得られたＡ相の電流値とＢ相の電流値とに基づいてモータが制御されてしまう。

そこで、本実施形態では、以下の構成を用いることによって、各相の駆動電流の検出を各ＰＷＭ周期におけるＨ期間及びＬ期間のうちの長い方の期間内に実行し、且つ一定の時間間隔で実行できるようにする。この結果、異なるタイミングで得られたＡ相の値とＢ相の値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することができる。

反転制御部５２１は、駆動電圧Ｖαに基づいて、キャリア生成部５２２によって生成されたキャリア（三角波）の正負の極性を反転させる（位相を反転させる）反転処理を行うか否かを決定し、決定した結果に従って切替スイッチ５２５を制御する。具体的には、反転制御部５２１は、ＰＷＭ周期（例えば図９のｔ０～ｔ２の期間）の開始タイミング（例えば図９のｔ０）における駆動電圧Ｖαが０以上であれば（Ｖα≧０）、搬送波反転部５２３から出力された三角波搬送波が比較器２０３ａに入力されるように切替スイッチ５２５を制御する。一方、反転制御部５２１は、ＰＷＭ周期の開始タイミングにおける駆動電圧Ｖαが負であれば（Ｖα＜０）、搬送は生成部５２２から出力された三角波搬送波が比較器２０３ａに入力されるように切替スイッチ５２５を制御する。

図１０は、反転制御部５２１の制御が適用された場合における三角波搬送波及びＰＷＭ信号を示す図である。

前述のように、電流値生成器５３０ａは、入力されたデューティ比が５０％以上（駆動電圧Ｖαが０以上）の場合はＨ期間に電流値をサンプリングする。具体的には、電流値生成器５３０ａは、ＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ信号が立ち上がった（ＬレベルからＨレベルに切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値を検出する。また、電流値生成器５３０ａは、入力されたデューティ比が５０％未満（駆動電圧Ｖαが０未満）の場合はＬ期間に電流値を検出する。具体的には、電流値生成器５３０ａは、ＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ信号が立ち下がった（ＨレベルからＬレベルに切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電流値を検出する。

したがって、図１０に示すように、電流値生成器５３０ａはＰＷＭ周期の中心のタイミングで電流値をサンプリングする。即ち、一定の周期で電流値がサンプリングされる。この結果、異なるタイミングで得られたＡ相の電流値とＢ相の電流値とに基づいてモータが制御されてしまうことを抑制することができる。

｛駆動電圧の生成方法｝
図１１は、本実施形態におけるサンプリングされた電流値の制御への反映を説明する図である。図１１では、一例として、（ｎ－２）番目の周期（時刻ｔ０～ｔ２）における駆動電圧が－１２Ｖ（デューティ比が２５％）、（ｎ－１）番目の周期（時刻ｔ２～ｔ４）における駆動電圧が０Ｖ（デューティ比が５０％）、ｎ番目の周期（時刻ｔ４～ｔ６）における駆動電圧が１２Ｖ（デューティ比が７５％）である場合が示されている。即ち、図１１では、一例として、（ｎ－２）番目の周期においてサンプリングされた電流値Ｉ（ｎ－２）に基づいて生成される駆動電圧は０Ｖであり、（ｎ－１）番目の周期においてサンプリングされた電流値Ｉ（ｎ－１）に基づいて生成される駆動電圧は１２Ｖである場合が示されている。時刻ｔ２、ｔ４、ｔ６は終了タイミングに対応する。なお、ｎは整数である。

上述の構成では、電流値のサンプリングがＰＷＭ信号の１周期における中間タイミングとしての中心のタイミングで行われる。そして、当該サンプリングによって得られた電流値が、次の周期のＰＷＭ信号の生成に用いられる。具体的には、図１１（ａ）に示すように、電流値Ｉ（ｎ－２）に基づいて生成される駆動電圧０Ｖは、（ｎ－１）番目の周期における駆動電圧Ｖ（ｎ－１）として用いられる。また、電流値Ｉ（ｎ－１）に基づいて生成される駆動電圧１２Ｖは、ｎ番目の周期における駆動電圧Ｖ（ｎ）として用いられる。即ち、ＰＷＭ信号を生成する際に必要な演算をＰＷＭ信号の１周期の半分の時間で行わなければならず、演算処理性能が比較的高い演算処理装置を用いなければならない。そのため、演算処理性能が比較的低い（より安価な）演算処理装置を用いてモータをより効率的に駆動することができる構成が求められていた。

そこで、本実施形態では、以下の構成が適用されることにより、より安価な構成でモータを効率的に駆動することができる。以下では、図１１（ｂ）を用いて、ｎ番目の周期における駆動電圧Ｖ（ｎ）の生成について説明する。

本実施形態では、ｎ番目の周期における駆動電圧は、時刻ｔ４～ｔ５までの期間における駆動電圧ＶＬ（ｎ）と時刻ｔ５～ｔ６までの期間における駆動電圧ＶＲ（ｎ）とによって構成される。駆動電圧ＶＬ（ｎ）は、電流値Ｉ（ｎ－２）に基づいて生成された駆動電圧０Ｖに設定される。また、駆動電圧ＶＲ（ｎ）は、以下の式（１０）に基づいて設定される。

ＶＲ（ｎ）＝Ｖ＿ｃｏｎｔ＊２－ＶＬ（ｎ） （１０）
ここで、Ｖ＿ｃｏｎｔは、図１１の例においては、電流値Ｉ（ｎ－１）に基づいて生成される駆動電圧１２Ｖに相当する。このようにＶＬ（ｎ）及びＶＲ（ｎ）が設定されると、（ｎ）番目の周期における駆動電圧の平均値は、１２Ｖとなる（図１１（ａ）における（ｎ）番目の周期における駆動電圧と同じ値になる）。

図１１（ｂ）の構成によれば、電流値Ｉ（ｎ－２）に基づいて生成される駆動電圧０Ｖは、ｎ番目の周期の開始タイミング（時刻ｔ４）における駆動電圧ＶＬ（ｎ）として用いられる。また、電流値Ｉ（ｎ－１）に基づいて生成される駆動電圧１２Ｖは、ｎ番目の周期における中心タイミング（時刻ｔ５）における駆動電圧ＶＲ（ｎ）として用いられる。即ち、演算処理性能が従来よりも比較的低い（より安価な）演算処理装置を用いてモータをより効率的に駆動することができる。なお、本実施形態では、サンプリングされた電流値は不図示のメモリに格納され、当該電流値はＰＷＭ信号の生成に用いられると、メモリから削除される。

ただし、本実施形態ではＰＷＭ出力周期間での駆動電圧の変化幅は制限される。例えば、時刻ｔ０～ｔ２で出力する駆動電圧を－１２Ｖとした場合には次のＰＷＭ周期であるｔ２～ｔ４で出力可能な駆動電圧範囲は－１８Ｖから６Ｖとなる。これは現在の制御演算結果を駆動電圧として反映させる範囲がＰＷＭ周期の右側半分のみとすることに起因する。しかし一般的にＰＷＭ周波数は数十ｋＨｚに設定され、モータの応答周波数は１ｋＨｚ程度であるため、上述したベクトル制御を行う上では駆動電圧が制限されるような急峻な駆動電圧の変化は少ないと想定するので影響は少ないと考える。

図１２は、本実施形態における駆動電圧の設定方法を説明するフローチャートである。以下に、図１２を用いて、駆動電圧の設定方法を説明する。このフローチャートの処理は、モータ制御装置６００によって実行される。

モータの駆動を開始する指示がＣＰＵ１５１ａから出力されると、Ｓ１００１において、モータ制御装置６００はＰＷＭ周期のカウント数ｎを初期化する（ｎ＝０にする）。

次に、Ｓ１００２において、ＣＰＵ１５１ａは、駆動電圧ＶＬ（ｎ）及びＶＲ（ｎ）を所定値Ｖ０に設定する。本実施形態では、駆動電圧ＶＬ（ｎ）は２周期前においてサンプリングされた電流値に基づいて設定されるため、モータの駆動が開始されてから１周期目、２周期目の駆動電圧ＶＬ（ｎ）及びＶＲ（ｎ）は所定値Ｖ０に設定される。

その後、Ｓ１００３において、モータ制御装置６００はｎ＝ｎ＋１に設定する。

Ｓ１００４において、ｎが１以下である場合は、処理はＳ１００２に戻る。

一方、Ｓ１００４において、ｎが１より大きい場合は、Ｓ１００５において、モータ制御装置６００は、電流値Ｉ（ｎ－２）に基づいて生成される駆動電圧を駆動電圧ＶＬ（ｎ）に設定する。

その後、モータ制御装置６００は、式（１０）に基づいて駆動電圧ＶＲ（ｎ）を設定する。

Ｓ１００７において、モータの制御が終了されない場合は、処理はＳ１００３に戻る。

一方、Ｓ１００７において、モータの制御が終了される場合は、モータ制御装置６００はこのフローチャートの処理を終了する。

以上のように、本実施形態においては、電流値Ｉ（ｎ－２）に基づいて生成される駆動電圧０Ｖは、（ｎ）番目の周期の開始タイミング（時刻ｔ４）における駆動電圧ＶＬ（ｎ）として用いられる。また、電流値Ｉ（ｎ－１）に基づいて生成される駆動電圧１２Ｖは、（ｎ）番目の周期における中心タイミング（時刻ｔ５）における駆動電圧ＶＲ（ｎ）として用いられる。この結果、演算処理性能が従来よりも比較的低い（より安価な）演算処理装置を用いてモータをより効率的に駆動することができる。

なお、本実施形態においては、デューティ比が所定値以上であるか否か、具体的には、５０％以上であるか否かに基づいて、三角搬送波の反転制御を行ったが、この限りではない。例えば、デューティ比が７０％以上であるか否かに基づいて、三角搬送波の反転制御を行ってもよい。

また、本実施形態においては、負荷を駆動するモータとしてステッピングモータが用いられているが、ＤＣモータ等の他のモータであっても良い。また、モータは２相モータである場合に限らず、３相モータ等の他のモータであっても本実施形態を適用することができる。

〔第２実施形態〕
画像形成装置の構成が第１実施形態と同様である部分については説明を省略する。

上述したように、第１実施形態では、ＰＷＭ出力周期間での駆動電圧の変化幅は制限される。例えば、時刻ｔ０～ｔ２で出力する駆動電圧を－１２Ｖとした場合には次のＰＷＭ周期であるｔ２～ｔ４で出力可能な駆動電圧範囲は－１８Ｖから６Ｖとなる。即ち、中心電圧０Ｖ方向に対しては６Ｖ－（－１２Ｖ）＝１８Ｖの出力可能な変化幅があるのに対し、ピーク電圧－２４Ｖ方向に対しては－１２Ｖ－（－１８Ｖ）＝６Ｖと出力可能な変化幅は小さい。本実施形態では、出力可能な変化幅を中心電圧０Ｖ方向とピーク電圧方向とで均等にする。

図１３は、本実施形態におけるサンプリングされた電流値の制御への反映を説明する図である。駆動電圧（＝デューティ比）は一例として、－２４Ｖ（０％）、－１２Ｖ（＝２５％）、－２４Ｖ（＝０％）と順に変化した例を示す。図１３（ａ）に本実施形態の方法を示し、図１３（ｂ）に本実施形態の方法を示す。

図１３（ａ）、即ち、第１実施形態では、駆動電圧ＶＬ（ｎ）は、電流値Ｉ（ｎ－２）に基づいて生成された駆動電圧に設定されていたのに対し、本実施形態では、電流値Ｉ（ｎ－２）に基づいて生成された駆動電圧の大きさに応じてＶＬ（ｎ）を設定する。以下、電流値Ｉ（ｎ－２）に基づいて生成された駆動電圧をＶ＿ｃｏｎｔ（ｎ－１）とする。

Ｖ＿ｃｏｎｔ（ｎ－１）が－１２Ｖより小さい場合は、ＶＬ（ｎ）＝－２４Ｖとし、Ｖ＿ｃｏｎｔ（ｎ－１）が１２Ｖより大きい場合は、ＶＬ（ｎ）＝＋２４Ｖとし、Ｖ＿ｃｏｎｔ（ｎ－１）が－１２Ｖ以上且つ１２Ｖ以下の場合はＶＬ（ｎ）＝Ｖ＿ｃｏｎｔ（ｎ－１）×２とする。図１３（ｂ）においては、Ｖ＿ｃｏｎｔ（ｎ－１）＝－１２Ｖであるため、ＶＬ（ｎ）＝－１２Ｖ×２＝－２４Ｖとなり、ｔ５時刻でＶＲ（ｎ）＝－２４Ｖとなるため、時刻ｔ４からｔ６区間でＶ（ｎ）＝－２４Ｖを満足することが可能となる。これにより、ピーク電圧付近での電圧変化可能幅が拡がる。

なお、本実施形態におけるベクトル制御では、位相フィードバック制御を行うことによってモータ５０９を制御しているが、これに限定されるものではない。例えば、回転子４０２の回転速度ωをフィードバックしてモータ５０９を制御する構成であっても良い。具体的には、図１４に示すように、モータ制御装置内部に速度決定器５１４を設け、速度決定器５１４が位相決定器５１３から出力された回転位相θの時間変化に基づいて回転速度ωを決定する。なお、速度の決定には、式（１１）が用いられるものとする。

ω＝ｄθ／ｄｔ （１１）
そして、ＣＰＵ１５１ａは回転子の目標速度を表す指令速度ω＿ｒｅｆを出力する。更に、モータ制御装置内部に速度制御器５００を設け、速度制御器５００が回転速度ωと指令速度ω＿ｒｅｆとの偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する構成とする。このような速度フィードバック制御を行うことによって、モータ５０９を制御する構成であっても良い。

また、本実施形態においては、回転子として永久磁石が用いられているが、これに限定されるものではない。

５０ モータ駆動回路
Ｑ１～Ｑ４ ＦＥＴ
２０３ ＰＷＭ生成器
５０９ ステッピングモータ
５３０ 電流値生成器
６００ モータ制御装置

Claims (11)

1. ブリッジ接続された複数のスイッチング素子を含み、モータの巻線に電流を供給する駆動回路と、
   前記駆動回路とグランドとの間を流れる電流を検出する検出手段と、
   前記検出手段によって検出された電流の値をサンプリングするサンプリング手段と、
   前記サンプリング手段がサンプリングした値と前記モータに供給すべき駆動電流の目標値との差に基づいて、前記駆動回路を駆動する駆動電圧を生成する電圧生成手段と、
   前記複数のスイッチング素子をオン・オフするためのＰＷＭ信号であって、ハイレベル及びローレベルの一方である第１レベルの信号と前記ハイレベル及び前記ローレベルの他方である第２レベルの信号とを含む前記ＰＷＭ信号を、前記電圧生成手段によって生成された駆動電圧に基づいて生成するパルス生成手段と、
   を有し、
   前記電圧生成手段は、ｎ番目（ｎは３以上の整数）の前記ＰＷＭ信号の周期の開始タイミングと当該開始タイミングから第１所定時間後の中間タイミングとの間の第１期間における駆動電圧を、（ｎ－２）番目の前記ＰＷＭ信号の周期において前記サンプリング手段によってサンプリングされた値と当該（ｎ－２）番目の前記ＰＷＭ信号の周期における前記駆動電流の目標値との差に基づいて生成し、前記中間タイミングと前記ｎ番目の前記ＰＷＭ信号の周期の終了タイミングとの間の第２期間における駆動電圧を、（ｎ－１）番目の前記ＰＷＭ信号の周期において前記サンプリング手段によってサンプリングされた値と当該前記（ｎ－１）番目の前記ＰＷＭ信号の周期における前記駆動電流の目標値との差に基づいて生成することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記サンプリング手段は、前記ＰＷＭ信号の１周期における中心のタイミングにおいて、前記電流の値をサンプリングすることを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記パルス生成手段は、前記電圧生成手段によって生成された駆動電圧と第１の搬送波とに基づいて前記ＰＷＭ信号としての第１のＰＷＭ信号を生成し、前記電圧生成手段によって生成された駆動電圧と前記第１の搬送波の位相とは逆位相である第２の搬送波とに基づいて前記ＰＷＭ信号としての第２のＰＷＭ信号を生成し、
   前記第１期間は、前記パルス生成手段によって生成された前記第１のＰＷＭ信号が前記第２レベルであって、かつ、前記駆動電圧が所定値より小さい期間であり、
   前記第２期間は、前記パルス生成手段によって生成された前記第２のＰＷＭ信号が前記第１レベルであって、かつ、前記駆動電圧が前記所定値より大きい期間であることを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記第１の搬送波は三角波であり、前記第２の搬送波は前記第１の搬送波としての前記三角波の位相とは逆位相である三角波であることを特徴とする請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記サンプリング手段は、前記第１の搬送波の１周期ごとに、前記電流の値をサンプリングすることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
6. 前記第１のＰＷＭ信号が前記第１のレベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオンとなり、
   前記第１のＰＷＭ信号が前記第２のレベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオフとなり、
   前記第２のＰＷＭ信号が前記第１のレベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオンとなり、
   前記第２のＰＷＭ信号が前記第２のレベルである場合は前記複数のスイッチング素子はオフとなり、
   前記サンプリング手段は、前記第１のＰＷＭ信号が前記第１のレベルである期間又は前記第２のＰＷＭ信号が前記第１のレベルである期間に前記電流の値をサンプリングする場合はサンプリングした値の極性を反転させず、前記第１のＰＷＭ信号が前記第２のレベルである期間又は前記第２のＰＷＭ信号が前記第２のレベルである期間に前記電流の値をサンプリングする場合はサンプリングした値の極性を反転させる
   ことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
7. 前記駆動回路は、
   第１のスイッチング素子の一端及び第２のスイッチング素子の一端が電源に接続されており、
   前記第１のスイッチング素子の他端に第３のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
   前記第２のスイッチング素子の他端に第４のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
   前記第３のスイッチング素子の他端と前記第４のスイッチング素子の他端とに抵抗器が接続されており、
   前記抵抗器は接地されており、
   前記モータの巻線は、一端が前記第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続され、他端が前記第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続された回路である
   ことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
8. 前記パルス生成手段によって生成されたＰＷＭ信号は、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子へ供給され、
   前記パルス生成手段によって生成されたＰＷＭ信号とは逆位相であるＰＷＭ信号が、前記第２のスイッチング素子及び前記第３のスイッチング素子へ供給される
   ことを特徴とする請求項７に記載のモータ制御装置。
9. 前記モータ制御装置は、
   前記モータの回転子の回転によって前記巻線に誘起される誘起電圧の値を、前記サンプリング手段によってサンプリングされた値に基づいて決定する誘起電圧決定手段と、
   前記誘起電圧決定手段によって決定された前記誘起電圧の値に基づいて前記モータの回転子の回転位相を決定する位相決定手段と、
   前記位相決定手段によって決定された回転位相と前記回転子の目標位相を表す指令位相との偏差が小さくなるように、前記目標値としてのトルク電流成分の目標値を設定する設定手段と、
   を有し、
   前記電圧生成手段は、前記サンプリング手段がサンプリングした電流の前記トルク電流成分の値と前記設定手段によって設定された前記トルク電流成分の目標値とに基づいて、前記駆動電圧を生成することを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
10. シートを搬送する搬送ローラと、
    前記搬送ローラを駆動するモータと、
    前記モータを制御する、請求項１乃至９のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    を備えることを特徴とするシート搬送装置。
11. 記録媒体に画像を形成する画像形成装置であって、
    負荷を駆動するモータと、
    前記モータを制御する、請求項１乃至９のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。
    

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