JP2017135881A - 角度推定装置、モータ駆動装置、及びそれを備えたモータ駆動システム、並びにそれを適用した画像形成装置、及び搬送装置 - Google Patents

Abstract

【課題】微分特性を持たず、角度推定ループの安定性が優れて高帯域化を具現できるモータ駆動装置を提供する。
【解決手段】この装置では、モータ１０の回転子１１を回転駆動するための電流制御部３５からの電圧指令値の制御指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に対して重畳部６００の高周波生成部６１０で生成した高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊を加算器６２で重畳し、コイル端子１２を介してコイル１３に供給される応答信号である三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流の高調波成分に基づいて電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅを推定する際、復調部７１から推定角度誤差Ｄｉｆが入力される角度推定（速度推定）部５００において入力直後に低域通過フィルタを通過させて誤差Ｄｉｆを零に収束するように平滑化させた上で機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔと電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔとを生成するため、実用時に生じる推定角度誤検出系の微分特性がキャンセルされる。
【選択図】図６

Description

本発明は、角度推定装置、モータ駆動装置、及びそれを備えたモータ駆動システム、並びにそれを適用した画像形成装置、及び搬送装置に関する。

従来、例えば画像形成装置に備えられる給紙ローラやドラムを回転駆動するためのモータ駆動システムのモータ駆動装置に用いられるブラシレスモータについては、インバータにより生成される三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗが供給されて回転駆動される回転子の速度や位置を検出するための専用センサを用いることなく、センサレスで回転子の速度や位置を検出してモータを回転駆動して制御できる機能が要求されている。

一般にブラシレスモータを回転させるためには、回転子の角度を検出し、検出した回転子角度に応じて周期的に変化する交流電力をコイルへ供給する所謂転流が必要であるため、従来では環境耐性に問題がなければ回転子の角度を検出するために光学式エンコーダや磁気センサ等の位置センサを備えるようにしている。ところが、こうした位置センサの多くは、高温等の環境耐性が低いという問題があって、実際には画像形成装置等には適用し難いという難点がある。

そこで、こうした問題を対処するため、位置センサを用いずに回転子の角度や速度を推定してブラシレスモータを回転駆動するセンサレス駆動手法が提案されている。その多くは回転子がゼロ速度、即ち停止状態では回転子角度を推定できないという制約付きの速度起電力に基づいた手法である。それ故、回転子が停止状態でも回転子の角度を推定できる高調波重畳方式のセンサレス駆動手法が注目されている。一般に高調波重畳方式のセンサレス駆動手法では電流制御であるベクトル制御を行い、回転子に対する速度や位置制御を伴った回転子駆動装置として構成されるものである。

このような回転子駆動装置における高調波重畳方式のセンサレス駆動手法では、基本的に回転子としてのモータを回転駆動するための基本波周波数に対して十分に周波数が高い高調波信号を基本波信号に重畳し、重畳を行わせるために回転子の角度に応じてコイルのインダクタンスが変化する突極性と呼ばれるモータ特性を利用している。この重畳処理に際して、高調波信号の入力に対してモータのコイルに生じる高調波信号の応答が回転位置に応じて変化するため、高調波信号の応答を検出してその変化から回転子の位置を推定することができる。

因みに、こうした回転子の位置推定に関連する周知技術として、例えば非特許文献１には、高調波信号について入力を電圧とし、応答を電流とした上、高調波信号を矩形波とする手法が開示されている。

上述した非特許文献１に係る回転子駆動装置（モータ駆動装置）の技術によれば、回転子の角度を直接測定できないものの、高調波重畳を利用して電気角相当の回転子の推定角度と回転子の角度との誤差を検出し、この推定角度誤差に基づいて回転子の位置を推定することができるものであるが、ここでの推定角度誤差の検出は時間に依存しないものの、実用上では誤差の差分である微分特性を持つため、角度推定ループの安定性が不足して高帯域化対応を具現できないという難点がある。

本発明は、このような問題点を解決すべくなされたもので、その技術的課題は、微分特性を持たず、角度推定ループの安定性が優れて高帯域化対応を具現できる角度推定装置、モータ駆動装置、及びそれを備えたモータ駆動システム、並びにそれを適用した画像形成装置、及び搬送装置を提供することにある。

上記技術的課題を解決するため、本発明の第１の手段は、モータに設けられた回転子の角度を推定する角度推定装置であって、モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と高周波成分とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を検出する電流検出器と、電流検出器により検出されたコイル電流の高調波成分に基づいて回転子の角度と推定角度との誤差を示す推定角度誤差を出力する復調部と、推定角度誤差の高周波数域を平滑化した平滑化誤差に基づいて回転子の角度を推定する角度推定部と、を備えたことを特徴とする。

また、本発明の第２の手段は、上記角度推定装置を含み、回転子がＳ極、Ｎ極を交互に並べた永久磁石から構成されると共に、互いに１２０度の位相差を持ち、Ｙ字結線されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相で構成されてコイル電流が供給されるコイル端子を持つコイルと対向する位置に配置されてモータ部品として用いられたモータ駆動装置であることを特徴とする。

更に、本発明の第３の手段は、上記モータ駆動装置と機械角相当の推定速度に従ってモータへのトルク指令を生成するために必要な速度指令を与える中央演算処理機能の制御部とを備えたモータ駆動システムであることを特徴とする。

加えて、本発明の第４の手段は、上記モータ駆動システムにおけるモータ駆動装置を給紙ローラを駆動するＤＣモータ又はドラムを回転駆動するドラム駆動モータの少なくとも一方に適用した画像形成装置であることを特徴とする。

その他、本発明の第５の手段は、上記モータ駆動システムにおけるモータ駆動装置を搬送ローラを駆動するモータに適用した搬送装置であることを特徴とする。

本発明によれば、上記何れか１つの構成により、微分特性を持たず、角度推定ループの安定性が優れて高帯域化対応を具現できるようになる。上記した以外の課題、構成及び効果は、以下の実施の形態の説明により明らかにされる。

非特許文献１に係るブラシレスモータ駆動装置の全体的構成を示すブロック図である。 図１に示すブラシレスモータ駆動装置に備えられる座標逆変換部における座標系の定義を示す模式図である。 図１に示すブラシレスモータ駆動装置に備えられるブラシレスモータのコイルに供給される高調波成分を含むコイル電流の波形を時間に対するコイル電流特性の関係として例示した図である。 図１に示すブラシレスモータ駆動装置の誤差検出動作に要する演算を周期毎に順番に実行する際のフロー処理を信号波形との関係で示したタイミングチャートである。 図４のフロー処理で電気角相当の推定角度から復調部の復調処理により生成されるｑ軸電流までの開ループにおける周波数に対する利得特性の実測結果を例示した図である。 本発明の実施例１に係るブラシレスモータ駆動装置の全体的構成を示すブロック図である。 図６に示すブラシレスモータ駆動装置に備えられるインバータの細部構成を示す図である。 図６に示すブラシレスモータ駆動装置に備えられる電流検出器の細部構成を示す図である。 図６に示すブラシレスモータ駆動装置に備えられる角度推定（速度推定）部の細部構成を示す図である。 図９に示す角度推定（速度推定）部に備えられる低域通過フィルタの汎用例であるデジタルフィルタの細部構成を示した図である。 図１０に示すデジタルフィルタに適用されるカットオフ周波数の設定を説明するための周波数に対するゲインの特性図である。 図９に示す角度推定（速度推定）部に備えられる積分部の汎用例に係る細部構成を示した図である。 図６に示すブラシレスモータ駆動装置における電気角相当の回転子の角度から電気角相当の推定角度までの角度推定ループの開ループ特性を周波数に対するゲインの関係で示した図である。 本発明の実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置の誤差検出動作に要する演算を周期毎に順番に実行する際のフロー処理を信号波形との関係で示したタイミングチャートである。 実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置に備えられる角度推定（速度推定）部の細部構成を示す図である。 実施例１又は実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置が適用される機器の一例である画像形成装置の概略構成を示した側面図である。

以下に、本発明の角度推定装置、モータ駆動装置、及びそれを備えたモータ駆動システム、並びにそれを適用した画像形成装置、及び搬送装置について、幾つかの実施例を挙げ、図面を参照して詳細に説明する。

最初に、本発明の理解を助けるため、非特許文献１に係る回転子駆動装置（ブラシレスモータ駆動装置）における高調波重畳方式のセンサレス駆動手法について、図面を参照して説明する。尚、以下の信号名の末尾に付した＊は指令値を示すものとする。

図１は、非特許文献１に係るブラシレスモータ駆動装置の全体的構成を示すブロック図である。図１を参照し、このブラシレスモータ駆動装置による高調波信号の注入からブラシレスモータ１０の角度の推定までの処理機能の流れを説明すれば、まず略図する外部から入力されるか、或いは予め設定されたブラシレスモータ１０における回転子１１に対する回転速度の目標を示す速度指令Ｗｍｔ＊と後述する機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔとを入力した速度制御部３０が発生すべきトルクの目標であるトルク指令Ｔｅ＊を出力し、これを受けた電流制御部３５がｄｑ軸成分の制御指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を重畳部６０へ出力する。

重畳部６０では、数１式（高調波電圧指令を示す式）に示される演算機能に従って周期で符号が反転する高周波入力振幅Ａｃの矩形波の高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊を内蔵する高周波生成部６１で生成し、電流制御部３５が出力する制御指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊のｄ軸成分にのみを対象として内蔵する加算器６２で高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊に加算した結果を出力指令Ｖｍｄ＊、Ｖｍｑ＊として出力する。なお、数１式中のｎは高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊の周期毎のカウント数であって、ｎ回目のカウント数を示すもので、符号の反転の都度、整数型の変数の値を１増やす処理のインクリメント処理が行われることを示す。

重畳部６０の加算器６２からの出力指令Ｖｍｄ＊、Ｖｍｑ＊を受けた座標逆変換部４６では、図２の座標逆変換における座標系の定義を示す模式図を参照すれば、後述する角度推定（速度推定）部５０で生成される電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔで回転する回転直交座標系であるｄｑ軸座標系から互いに１２０度の位相差を持つ固定座標系であるＵＶＷ軸座標系へｄ軸成分のみの高調波が重畳されるように出力指令を変換し、３相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）分の端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊として出力する。インバータ８０は、この端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に従ってパルス幅変調（ＰＷＭ）した電圧をブラシレスモータ１０のコイル端子１２へ印加して回転子１１に付設されるコイル１３へ三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流を供給する。このとき、コイル電流は図３に示されるように、ブラシレスモータ１０を駆動するための周期の遅い基本波成分に高調波成分が重畳された波形となる。

また、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流を検出する電流検出器２０は、インバータ８０が出力するアナログデジタル（ＡＤ）変換器を用いたトリガｔｒｇに従ってコイル電流をサンプリングして取り込み、検出交流電流値ｄＩｕ、ｄＩｖとして座標変換部４０へ出力する。座標変換部４０では、この検出交流電流値ｄＩｕ、ｄＩｖを図２に示されるＵＶＷ軸座標系からｄｑ軸座標系へ角度推定（速度推定）部５０で生成された電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔに従って座標変換し、検出直流電流値ｄＩｄ、ｄＩｑとして出力する。このときの検出直流電流値ｄＩｄ、ｄＩｑのｑ軸成分は、数２式［ｑ軸電流ｉｑを示す式であり、非特許文献１での（３１）式に該当］で表わされる。

数２式による検出直流電流値ｄＩｄ、ｄＩｑのｑ軸成分は、モータ特性及び装置仕様により決まる定数ｋｃ、ｋｆと、装置から直接計測できない電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅ及び機械角相当の回転子１１の速度Ｗｅを用いて表わされ、第１項が高調波成分であり、第２項がブラシレスモータ１０を駆動する基本波成分となる。復調部７０では、高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊に従って検出直流電流値ｄＩｄ、ｄＩｑに基づいて数３式の関係（ｑ軸電流ｉｑの高調波の復調した信号を示す式）に示されるような高調波の復調処理を実施し、復調後のｑ軸電流ｉｑｄｅｍを生成して角度推定（速度推定）部５０へ出力する。

復調部７０は、数３式の１段目に示されるように検出直流電流値ｄＩｄ、ｄＩｑのｑ軸成分ｉｑに対してカウント数ｎに応じて符号反転することにより高調波の復調処理を実施すると共に、電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔと電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅとの差値（Ｔｈｅｓｔ−Ｔｈｅ）が十分小さいとして、近似を利用して２段目の式が得られる。これは差値（Ｔｈｅｓｔ−Ｔｈｅ）に比例係数が掛かった格好となる。因みに、数２式中に示される基本波成分は、復調処理によって高い周波数となるが、非特許文献１のＦｉｇ．６等を参照すれば明らかであるように、角度推定（速度推定）部５０を用いた推定ループの閉ループ特性により十分に減衰される。この角度推定（速度推定）部５０では、略図するオブザーバを備え、電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔと電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅとの誤差に相当する復調後のｑ軸電流ｉｑｄｅｍを零に収束するように電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔを生成する。

このように、非特許文献１のブラシレスモータ駆動装置によれば、電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅを直接測定することはできないが、高調波重畳を利用して電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔと電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅとの誤差を検出することができる。尚、ここでは位置・速度制御、電流制御についての説明を省略するが、多くの場合、誤差検出動作は電流検出器２０の一部を除き、マイコン機能のプロセッサで実行されるソフトウェア、マイコン機能の周辺回路、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）等により実現される。

図４は、このブラシレスモータ駆動装置の誤差検出動作に要する演算を周期Ｔｓ毎に順番に実行する際のフロー処理を信号波形との関係で示したタイミングチャートである。但し、図４中では、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流をインバータ８０から電流検出器２０に送出されるコイル電流サンプリングのタイミングを示すトリガｔｒｇは、矩形波の高調波の符号が反転するタイミング（高調波電圧Ｖｄｈや高調波電流Ｉｑｈが周期Ｔｓ毎に反転するタイミング）で周期的に生成されるものとする。

図４を参照すれば、ここでのフロー処理では、カウント数ｎ番目の電流サンプリングタイミング（トリガ）ｔｒｇを起点として順に、ＡＤ変換（コイル電流検出）、係る変換時間を経た後の座標変換、復調、角度推定の処理が完了すると、電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔの値が更新される様子を示している。また、この後は位置・速度・電流制御、及び高調波重畳に係る各種制御演算／高調波加算の処理が完了してから座標逆変換が行われ、更新された端子電圧指令が次のカウント数（ｎ＋１）番目のトリガｔｒｇのタイミングで端子へ印加する電圧に反映されて電圧反映タイミングとなる様子を示している。

以下の説明は非特許文献１に記述されたものでないが、係る非特許文献１記載の技術を解析すると、図４中でカウント数ｎ番目の電圧反映タイミングで端子電圧へ反映される高調波を含む端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の生成に係る座標逆変換部４６での座標逆変換は、カウント数（ｎ−１）番目の電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ（ｎ−１）を対象として行われる。次に、カウント数ｎ番目の電圧反映タイミングで反映された電圧の高調波成分の電流応答は、カウント数（ｎ＋１）番目のトリガｔｒｇでサンプリングされ、このときの電流検出器２０で得られる検出交流電流値ｄＩｕ、ｄＩｖは、カウント数ｎ番目の電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ（ｎ）を対象として座標変換部４０で座標変換される。即ち、ここでは入力の座標逆変換に用いる電気角相当の推定角度の値と入力対応する応答の座標変換に用いる電気角相当の推定角度の値とが異なることになる。そこで、カウント数ｎ番目とカウント数（ｎ＋１）番目との電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔの差分をｄＴｈと置けば、数４式に示される関係（１サンプル後の推定角度との差分ｄＴｈを定義する式）が得られる。

数４式では、座標逆変換と座標変換とで使用する電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔの差分ｄＴｈを示しており、このときの数３式で示したｑ軸電流ｉｑｄｅｍは数５式の関係式（ｑ軸電流ｉｑの高調波を復調した信号を示す式）のように導出することができる。因みに、数５式において、定数ｋ０はモータ特性や装置仕様により決まる定数であり、Ｌ０、Ｌ１はｄ軸のインダクタンスＬｄ、ｑ軸のインダクタンスＬｑにより決まる定数である。

更に、電気角相当の推定角度Ｔｈｅｔａ（ｎ）と電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅとが十分に近いとする（推定角度が実際の角度に追従している）と、ｑ軸電流ｉｑｄｅｍを数６式の関係（数５を近似した式）で示すことができる。

尚、数６式においても、定数ｋ０はモータ特性や装置仕様により決まる定数であり、Ｌ０、Ｌ１はｄ軸のインダクタンスＬｄ、ｑ軸のインダクタンスＬｑにより決まる定数である。ここでの第２項にある推定角度誤差の項は、上述した数３式にはない第１項に差分ｄＴｈの項が残ることを示している。この差分ｄＴｈは、連続時間ならば電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔの微分に相当する項である。因みに、図１に示すブラシレスモータ駆動装置において、ブラシレスモータ１０の回転子１１を対象にしてコイル端子１２へ三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流を供給する際の回転子１１の角度推定を行う機能構成部分については、回転子角度推定装置とみなすことができる。

図５は、図４のフロー処理で電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔから復調部７０の復調処理により生成されるｑ軸電流ｉｑｄｅｍまでの開ループにおける周波数に対するゲイン（利得）［ｄＢ］伝達特性の実測結果を例示した図である。

図５を参照すれば、復調部７０での高調波の復調処理が数３式通りに行われるならば、図中に示される特性にはならないが、実際には実線で示す特性通りに或る周波数を境にして低い周波数域は比例特性であり、高い周波数域では２０［ｄＢ／ｄｅｃ］の微分特性を示すことになり、これは数６式の形態と一致する。即ち、非特許文献１記載の技術では推定角度誤差の検出は時間に依存しないものの、実際には誤差の差分である微分特性を持つため、角度推定ループの安定性が不足して高帯域化を具現できないという難点がある。そこで、本発明ではこうした問題を解決することを技術的要旨とする。

図６は、本発明の実施例１に係るブラシレスモータ駆動装置の全体的構成を示すブロック図である。

図６を参照すれば、実施例１に係るブラシレスモータ駆動装置は、図１に示した装置構成と比較すると、機能構成上で重畳部６００における高調波生成部６１０で高調波電圧振幅Ｖｈｆの矩形波の高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊を生成する点と、復調部７１が重畳部６００の高周波生成部６１０で生成される矩形波の高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊を利用せず、座標変換部４０からの検出直流電流値ｄＩｄ、ｄＩｑの高調波成分に基づいて電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅと電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔとの誤差を示す推定角度誤差Ｄｉｆを出力する点と、角度推定（速度推定）部５００が後文で説明する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）５１を有し、復調部７１からの推定角度誤差Ｄｉｆに基づいて推定角度誤差Ｄｉｆを零に収束するように低域通過フィルタ５１を通過させて平滑化させた上で速度制御に供される機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔを生成すると共に、電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔを生成する点とが相違している。

また、実施例１に係るブラシレスモータ駆動装置の場合も、高調波重畳式のセンサレス駆動手法が適用されており、処理機能として位置推定、ベクトル制御、速度制御が含まれている。細部構成を説明すれば、ブラシレスモータ１０は、互いに１２０度の位相差を持ち、Ｙ字結線されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相で構成されるコイル１３と、コイル１３と対向する位置に配置され、Ｓ極、Ｎ極が交互に並んだ図示されない永久磁石である回転子１１とにより構成され、コイル端子１２からコイル１３へと回転子１１の角度に応じて適切に転流された電流が供給されることによって回転子１１が回転する。尚、実施例１における回転子１１の永久磁石は２×ｐ極（ｐは極ペア数）とする。

インバータ部８０は、その細部構成を示す図７を参照すれば、パルス幅変調（ＰＷＭ）８１及び駆動回路部８５を備え、端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の値に従ってパルス幅変調（ＰＷＭ）された電圧をコイル端子１２へ印加し、コイル１３へ三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流を供給する。駆動回路部８５は、電源電圧Ｖｃｃに接続されたスイッチング素子８８とダイオード８９とが並列に接続された上側アーム８６と、同様な構成の接地ＧＮＤに接続された下側アーム８７とが３相分接続されて構成されており、それぞれのスイッチング素子は、ゲート信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬによりＯＮ・ＯＦＦが駆動される。また、各相の上側アーム８６と下側アーム８７との接続点でブラシレスモータ１０のコイル端子１２に接続され、パルス幅変調された電圧を印加し、コイル１３へ電流を供給して回転子１１を回転駆動する。パルス幅変調８１は、コイル端子１２へ印加すべき電圧値を示す３相の端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をパルス幅変調（ＰＷＭ）して所定の論理に基づき、３相のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれのゲート信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨ、ＵＬ、ＶＬ、ＷＬを生成する。上側アーム８６のゲート信号ＵＨ、ＶＨ、ＷＨと、下側アーム８７のゲート信号ＵＬ、ＶＬ、ＷＬは、各相毎に上側アーム８６と下側アーム８７とのスイッチング素子の短絡破壊防止を目的に設けられた短絡防止区間（デッドタイム）ｔｄを挟んで相補的にスイッチング素子をＯＮ・ＯＦＦするように生成する（詳細は周知技術を適用できるために略図する）。また、パルス幅変調８１は、図４を参照して説明した場合と同様に、三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流をサンプリングするタイミング、及び端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を端子電圧に反映するタイミングを示すトリガｔｒｇを出力する。実施例１でのトリガｔｒｇは、端子電圧に反映された矩形波の高調波符号が反転するタイミングとする。

電流検出器２０は、コイル１３に流れる三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流のうちのＵ相の交流電流Ｉｕ、Ｖ相の交流電流Ｉｖを検出して検出交流電流値ｄＩｕ、ｄＩｖを出力する。その細部構成を示す図８を参照すれば、一般にＵ相、Ｖ相、Ｗ相のうちの少なくとも２相を対象として検出処理機能を構成するもので、実施例１ではＵ相及びＶ相を検出対象とする。即ち、Ｕ相について、シャント抵抗２１Ｕは、コイル端子１２とインバータ８０との間の電流経路上に挿入された抵抗であり、抵抗を流れる電流の大きさに比例した電圧降下が生じる。シャント抵抗２１Ｕの両端に接続された差動アンプ２２Ｕは、シャント抵抗２１Ｕに流れる電流の大きさに比例して生じる電圧降下を検出し、所定の倍率で増幅して出力する。この倍率は、モータの動作条件から想定されるコイル電流の振幅とシャント抵抗２１Ｕの抵抗値とに基づいて作動アンプ２２Ｕの出力が伝送されるＡＤ変換部２３Ｕにおける入力のフルスケールの範囲内に収まるように設定する。ＡＤ変換部２３Ｕは、トリガｔｒｇが到来する毎に差動アンプ２２Ｕの出力信号をサンプリングした値を所定の量子化分解能を最小単位とするデジタル値に変換してＵ相の検出交流電流値ｄ_Ｉｕとして出力する。Ｖ相についても同様であり、シャント抵抗２１Ｖの両端に接続された差動アンプ２２Ｖがシャント抵抗２１Ｖに流れる電流の大きさに比例して生じる電圧降下を検出し、所定の倍率で増幅して出力し、ＡＤ変換部２３Ｖではトリガｔｒｇが到来する毎に差動アンプ２２Ｖの出力信号をサンプリングした値を所定の量子化分解能を最小単位とするデジタル値に変換してＶ相の検出交流電流値ｄ_Ｉｖとして出力する。

速度制御部３０は、図１の装置の場合と同様に、外部から入力されるか、或いは予め設定されたブラシレスモータ１０における回転子１１に対する回転速度の目標を示す速度指令Ｗｍｔ＊と後述する機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔとを入力し、発生すべきトルクの目標であるトルク指令Ｔｅ＊を出力する。電流制御部３５は、図１の装置の場合と同様に、トルク指令Ｔｅ＊に基づいてｄ軸及びｑ軸の座標系上でそれぞれ流すべき電流指令を生成する図示されない電流指令生成部と、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれに図示されない比例積分制御部と、を備え、比例積分制御部がｄ軸及びｑ軸の電流目標値と検出交流電流値ｄ_Ｉｕ、ｄ_Ｉｖとに基づいてｄ軸及びｑ軸のそれぞれへ印加すべき電圧の指令値である制御指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を生成する。

重畳部６００は、高調波生成部６１０で数７式の関係（高調波電圧指令を示す式）に従って生成した高調波電圧振幅Ｖｈｆの矩形波の高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊を加算器６２で制御指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に重畳し、出力指令Ｖｍｄ＊、Ｖｍｑ＊として出力する。

この数７式に従えば、ｄ軸の高調波指令Ｖｄｈ＊については高調波電圧振幅Ｖｈｆであり、所定の周期Ｔｓでカウント数ｎがインクリメントされることにより符号が反転する矩形波となるが、ｑ軸の高調波指令Ｖｑｈ＊については常にゼロとなることを示している。

座標逆変換部４６は、角度推定（速度推定）部５００からの電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔに従って重畳部６００の加算器６２からの出力指令Ｖｍｄ＊、Ｖｍｑ＊を従来装置の場合と同様に、図２に示す電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔで回転する回転直交座標系であるｄｑ軸座標系から互いに１２０度の位相差を持つ固定座標系であるＵＶＷ軸座標系へ座標逆変換し、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれのコイル端子１２に印加すべき電圧である端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊として出力する。具体的には、数８式に示される変換行列Ｃ（ＵＶＷ軸からｄｑ軸への変換行列Ｃを示す式）を用い、数９式で示される行列演算（端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のｄｑ軸からＵＶＷ軸への変換を示す式）によって座標逆変換を行う。

座標変換部４０は、角度推定（速度推定）部５００からの電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔに従って電流検出器２０で検出したＵ相、Ｖ相の検出交流電流値ｄ_Ｉｕ、ｄ_Ｉｖを、図２に示した固定座標系のＵＶＷ軸座標系から回転直交座標系のｄｑ軸座標系へ座標変換し、検出直流電流値ｄ_Ｉｄ、ｄ_Ｉｑとして出力する。具体的には、数８式に示される変換行列Ｃを用い、数１０式で示される行列演算（検出交流電流値ｄ_Ｉｕ、ｄ_Ｉｖの検出直流電流値ｄ_Ｉｄ、ｄ_Ｉｑへの変換を示す式）によって座標変換を行う。

復調部７１は、ｑ軸の検出直流電流値ｄ_Ｉｑの高調波成分を復調し、電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔと実際の電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅとの誤差を示す推定角度誤差Ｄｉｆとして出力する。具体的には、数１１式に示される関係（高調波成分の復調処理を示す式）に従って復調処理を行う。

数１１式では、非負の整数ｍを用い、高調波におけるカウント数ｎが（ｎ＝２ｍ）の場合、推定角度誤差Ｄｉｆ（ｎ）の値は１カウント前の値Ｄｉｆ（ｎ−１）を保持し、カウント数ｎが（ｎ＝２ｍ＋１）の場合、ｑ軸直流データｄ_Ｉｑ（ｎ）と１カウント前のｑ軸直流データｄ_Ｉｑ（ｎ−１）との差を推定角度誤差Ｄｉｆ（ｎ）の値として更新することを示している。

復調部７１の復調動作の効果について、実施例１のｑ軸の検出直流電流値ｄＩｑに相当する従来装置における上述した数２式を用いて説明すると、ｑ軸成分ｉｑの連続する２サンプル（カウント数ｎ、ｎ＋１）の差分とすることにより、第１項の高調波成分の符号を復調すると共に、第２項の周波数の遅い基本波成分を減衰することにより、復調処理と同時に角度推定でノイズとなる基本波成分を減衰することができる。それ故、復調部７１は復調処理に際して三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのモータ電流について、２回のサンプリングに基づいて生成された検出直流電流値ｄＩｑの差分を出力する差分フィルタ機能を持つものとみなせる。

角度推定（速度推定）部５００は、その細部構成を示す図９を参照すれば、１次の低域通過フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）５１、誤差収束部５６、及び積分部５７を備え、復調部７１からの推定角度誤差Ｄｉｆに基づいてその推定角度誤差Ｄｉｆを零に収束するように低域通過フィルタ５１を通過させることで高周波数域が平滑化された平滑化誤差Ｄｉｆ_ｆとして出力し、誤差収束部５６が平滑化誤差Ｄｉｆ_ｆを誤差収束処理して機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔを生成し、積分部５７が機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔを積分（１／ｓ）処理して電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔを生成する。

低域通過フィルタ５１の汎用例であるデジタルフィルタの細部構成について、図１０を参照して説明すれば、実用的には周期Ｔｓ毎の演算処理で実行されるため、或る推定角度誤差Ｄｉｆ（ｎ）を低域通過させた後の平滑化誤差出力Ｄｉｆ_ｆ（ｎ）の一部についてのフィードバック分をディレイ（Ｄ）５８を介在させて一定量遅延させて次の実行周期Ｔｓまで値を保持するホールド機能を持たせて入力側で推定角度誤差Ｄｉｆ（ｎ）に対して加減算を行わせると共に、予め設定されたカットオフ周波数ｆｌｐｆに周期Ｔｓ及び２πを乗算した値で帯域濾波を行った結果に遅延されたフィードバック分を加算させて平滑化誤差出力Ｄｉｆ_ｆ（ｎ）を得る構成としている。

図１１に示す周波数［Ｈｚ］に対するゲイン（利得）の特性図を参照し、カットオフ周波数ｆｌｐｆの設定について説明すれば、ここでは技術的課題とした微分特性の折れ点と一致するよう設定する。これにより、図５を参照して説明した電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔに対する高調波重畳による推定角度誤差Ｄｉｆの検出系が持つ微分特性をキャンセルすることができる。因みに、実施例１では、低域通過フィルタ５１として、１次ＬＰＦを用いるものとしたが、この構成に限定されるものではなく、例えばカットオフ周波数ｆｌｐｆよりも高い周波数に別の折れ点を持ち、高周波数の信号を更に減衰するよう構成した２次ＬＰＦを適用することも可能である。また、低域通過フィルタ５１の配置は、図９に示した位置に限定されるものではないが、機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔ及び電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔを生成するための推定角度誤差Ｄｉｆが必ず通過する位置とする必要がある。

また、誤差収束部５６は、低域通過フィルタ５１が出力する平滑化誤差Ｄｉｆ_ｆについて、積分（１／ｓ）して積分ゲインＫｉを乗じた値と比例ゲインＫｐを乗じた値との和を出力するＰＩ制御器によって構成されるものであり、演算結果を機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔとして出力する。この機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔから電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔを生成する積分部５７は、図１２に汎用的な細部構成を示すように、実用的には周期Ｔｓ毎の演算処理で実行されるため、図１０に示したデジタルフィルタの場合と同様な機能のディレイ５９を介在させて出力の一部を所定量遅延させたフィードバック分を加算するようにして電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔを出力する。因みに、機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔと電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔとは数１２式の関係（機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔと電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔの関係を示す式）で示されるように、機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔの積分結果に極ペア数ｐを乗じた値が電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔとして得られるものである。

実施例１に係るブラシレスモータ駆動装置の各部の処理機能は以上に説明した通りであるが、誤差検出動作に要する演算を周期Ｔｓ毎に順番に実行する際のフロー処理は、図４に示した従来装置の場合と同様にスケジュールが実行される。

図１３は、実施例１に係るブラシレスモータ駆動装置における電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅから電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔまでの角度推定ループの開ループ特性を周波数［Ｈｚ］に対するゲイン（利得）の関係で示した図である。

図１３を参照すれば、実施例１に係るブラシレスモータ駆動装置の開ループ特性において、低域では−４０［ｄＢ／ｄｅｃ］の傾きであり、上述した比例ゲインＫｐ、積分ゲインＫｉで決まる折れ点より高い周波数域では−２０［ｄＢ／ｄｅｃ］の傾きとなることが判る。また、技術的課題とした高調波重畳式による推定誤差検出系の微分特性がある場合には傾きが０［ｄＢ／ｄｅｃ］になるが、実施例１の角度推定（速度推定）部５００の場合のように復調部７１からの推定角度誤差Ｄｉｆに対して低域通過フィルタ５１を通過させることにより、図１３中の点線で示されるように−２０［ｄＢ／ｄｅｃ］の傾きを保つことができる。この結果、推定ループの安定性を保つことができ、角度推定ループの帯域を上げることができる。

以上に説明した通り、実施例１に係るブラシレスモータ駆動装置によれば、ブラシレスモータ１０の回転子１１を回転駆動するための電流制御部３５からの電圧の指令値である制御指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に対して重畳部６００の高周波生成部６１０で生成した高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊を加算器６２で重畳し、コイル端子１２を介してコイル１３に供給される応答信号である三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流の高調波成分に基づいて電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅをセンサレスで推定する際、復調部７１から推定角度誤差Ｄｉｆが入力される角度推定（速度推定）部５００において、入力直後に低域通過フィルタ５１を通過させて推定角度誤差Ｄｉｆを零に収束するように平滑化させた上で機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔと電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔとを生成するため、実用時に生じる推定角度誤検出系の微分特性がキャンセルされ、角度推定ループの安定性が改善化され、高帯域化対応を具現できるようになる。因みに、図６に示すブラシレスモータ駆動装置においても、ブラシレスモータ１０の回転子１１を対象にしてコイル端子１２へ三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流を供給する際の回転子１１の角度推定を行う機能構成部分については、角度推定装置とみなすことができる。この場合の角度推定装置における特徴的な構成部分は、ブラシレスモータ１０を回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号（制御指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊）と高周波成分（高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊）とが重畳された信号（出力指令Ｖｍｄ＊、Ｖｍｑ＊）に応じて生成される三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流を検出する電流検出器２０と、電流検出器２０により検出されたコイル電流の高調波成分に基づいて回転子１１の角度と推定角度との誤差を示す推定角度誤差Ｄｉｆを出力する復調部７０と、推定角度誤差Ｄｉｆの高周波数域を平滑化した平滑化誤差Ｄｉｆ_ｆに基づいて回転子１１の角度を推定する角度推定（速度推定）部５００と、が該当する。

実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置の基本構成は、図６に示した実施例１の装置構成と同様であり、ここでの角度推定（速度推定）部５００は推定角度誤差Ｄｉｆに基づいて推定角度誤差Ｄｉｆを零に収束させて速度制御に供される機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔを生成すると共に、電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔを生成する機能も同じであるが、低域通過フィルタ５１を用いておらず、それに代えて座標逆変換部４６及び座標変換部４０において、角度推定（速度推定）部５００からの電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔの値に基づいて座標逆変換部４６により変換されて生成された端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の高調波成分に対する応答となる電流検出器２０で検出される検出交流電流値ｄ_Ｉｕ、ｄ_Ｉｖの高調波成分に対して座標変換部４０が電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔの同一の値に基づいて図２を参照して説明したように座標変換して検出直流電流値ｄ_Ｉｄ、ｄ_Ｉｑを生成することにより、実施例１の場合と同様に実用時に生じる推定角度誤検出系の微分特性をキャンセルし、角度推定ループの安定性が改善化され、高帯域化対応を具現できるようにしたものである。このため、角度推定（速度推定）部５００は、電流検出器２０で所定の周期Ｔｓでサンプリングして検出される検出交流電流値ｄ_Ｉｕ、ｄ_Ｉｖを１周期前の電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ_ｄに従って座標変換部４０で座標変換して生成された検出直流電流値ｄ_Ｉｄ、ｄ_Ｉｑから復調部７１で生成した推定角度誤差Ｄｉｆに基づいて１サンプル分遅れた電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ（ｎ−１）を生成して同一の値とすることになる。

具体的に云えば、周期Ｔｓ毎に実行される都度、数８式の変換行列Ｃを用いて、数１０式の行列演算により座標変換する。但し、実施例２では、変換行列Ｃにおいて電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔに代えて１サンプル前の電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ_ｄを用いる。

図１４は、本発明の実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置の誤差検出動作に要する演算を周期毎に順番に実行する際のフロー処理を信号波形との関係で示したタイミングチャートである。

図１４を参照すれば、１サンプル前の電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ_ｄは、１つ前の実行周期Ｔｓで入力された電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔの値であり、座標変換部４０で座標変換処理が終了した後に入力されている電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔの値を１サンプル前の電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ_ｄとして更新することを示している。

実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置の角度推定（速度推定）部５００は、その細部構成を示す図１５を参照すれば、誤差収束部５６及び積分部５７を備え、復調部７１からの推定角度誤差Ｄｉｆに基づいて誤差収束部５６がその推定角度誤差Ｄｉｆを零に収束させるように誤差収束処理して機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔを生成し、積分部５７が機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔを積分（１／ｓ）処理して電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔを生成する。ここでの誤差収束部５６は、推定角度誤差Ｄｉｆについて、積分（１／ｓ）して積分ゲインＫｉを乗じた値と比例ゲインＫｐを乗じた値との和を出力するＰＩ制御器によって構成されるものであり、演算結果を推定速度Ｗｍｅｓｔとして出力する。この機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔから電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔを生成する積分部５７は、実施例１と同様であり、図１２に示した構成を適用できる。

実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置において、周期Ｔｓで実行される処理フローは、図１４に示したように各処理の順序が従来装置や実施例１の場合と同様に行われるが、座標変換部４０で座標変換に用いる電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔが１サンプル周期遅れた値の電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ_ｄを用いている点が異なる。ここで、図１４中の（ａ）を起点にフローを説明すれば、（ａ）では制御指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊と高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊とが加算された出力指令Ｖｍｄ＊、Ｖｍｑ＊が更新される。次に、座標逆変換部４６で座標逆変換により、電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ（ｎ−１）を用いて端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗが更新された後、更新された端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗはカウント数ｎ番目の電圧反映タイミングで三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流に反映される。更に、インバータ８０に印加された端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗに対する電流応答は、カウント数（ｎ＋１）番目のＡＤトリガｔｒｇでＡＤ変換され、電流検出器２０で検出交流電流値ｄ_Ｉｕ、ｄ_Ｉｖとしてサンプリングされる。引き続いて、図１４中の（ｂ）に該当する座標変換部４０の座標変換により、電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ（ｎ−１）を用いて検出直流電流値ｄ_Ｉｄ、ｄ_Ｉｑが更新される。以降の復調、角度推定の処理順序については説明を省略する。

即ち、実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置では、端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗの座標逆変換に用いた電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ（ｎ−１）と、電流検出器２０で検出した検出交流電流値ｄ_Ｉｕ、ｄ_Ｉｖの座標変換部４０での座標変換に用いた電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ（ｎ−１）と、が同じ値になるように構成している。これにより、数４式に示した差分ｄＴｈが零となるため、数６式の第１項も零となり、技術的課題とした推定誤差検出系の微分特性が生じないことになる。この結果、微分特性を持たず、角度推定ループの安定性が優れて高帯域化を具現できるようになる。

以上に説明した通り、実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置によれば、ブラシレスモータ１０の回転子１１を回転駆動するための電流制御部３５からの電圧の指令値である制御指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊に対して重畳部６００の高周波生成部６１０で生成した高調波指令Ｖｄｈ＊、Ｖｑｈ＊を加算器６２で重畳し、コイル端子１２を介してコイル１３に供給される応答信号である三相交流電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗのコイル電流の高調波成分に基づいて電気角相当の回転子１１の角度Ｔｈｅをセンサレスで推定する際、座標逆変換部４６で出力指令Ｖｍｄ＊、Ｖｍｑ＊を座標逆変換して端子電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗを生成する際に用いる電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔの値と、その応答である電流検出器２０で検出された検出交流電流値ｄ_Ｉｕ、ｄ_Ｉｖを座標変換して検出直流電流値ｄ_Ｉｄ、ｄ_Ｉｑを生成する座標変換部４０で用いる電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔの値とを１サンプル分遅れた電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔ（ｎ−１）として同じ値にしているため、実用時に生じる推定角度誤検出系の微分特性をキャンセルすることができる。

因みに、実施例２のブラシレスモータ駆動装置における角度推定（速度推定）部５００は、低域通過フィルタ５１を持たない構成として説明したが、座標逆変換部４６及び座標変換部４０で同じ値の電気角相当の推定角度Ｔｈｅｓｔを用いる機能を維持しつつ、実施例１の場合のように角度推定（速度推定）部５００に低域通過フィルタ５１を持つ構成として変形することもできる。何れにしても、こうしたブラシレスモータ駆動装置と機械角相当の推定速度Ｗｍｅｓｔに従ってトルク指令Ｔｅ＊を生成するために必要な速度指令Ｗｍｔ＊を与える中央演算処理機能の制御部と、を備えてモータ駆動システムを構成すれば、各種分野の回転駆動機器へ適用することが可能となる。

図１６は、実施例１又は実施例２に係るブラシレスモータ駆動装置が適用される機器の一例である画像形成装置１００の概略構成を示した側面図である。

図１６を参照すれば、ここでの画像形成装置１００は、プリンタ、複写機、スキャナ、ファクシミリ等の複数の機能を一つの筐体に纏めたデジタル複合機である多機能周辺装置（ＭＦＰ：ＭｕｌｔｉＦｕｎｃｔｉｏｎ Ｐｅｒｉｐｈｅｒａｌ）仕様であり、スキャナ部１０１とレーザ記録部１０２とによって画像形成と用紙への印字とを行い、トレー１０３へ搬出紙を揃えて後処理を行うもので、上述したモータ駆動システムにおけるモータ駆動装置がレーザ記録部１０２の用紙搬送部１０７内に設けられる給紙ローラ１１７を駆動するＤＣモータや電子写真プロセス部１０９内に設けられるカラー印刷（ブラックｋ、マゼンタｍ、シアンｃ、イエローｙ）用の感光体であるドラム１１９を回転駆動するドラム駆動モータ等の少なくとも何れかに適用される。

図１６に示す画像形成装置１００自体の基本構成及び処理機能は良く知られているために簡略的に説明する。ここでのスキャナ部１０１は、透明ガラス体の原稿台１０４の上面に原稿を給送する自動両面原稿送り装置（ＲＡＤＦ：Ｒｅｖｅｒｓｅ Ａｕｔｏｍａｉｃ Ｄｏｃｕｍｅｎｔ Ｆｅｅｄｅｒ）１０５と、原稿台１０４の上面に載置された原稿の画像を読み取るスキャナユニット１０６とによって構成される。スキャナ部１０１において読み取られた画像データは、レーザ記録部１０２に出力される。自動両面原稿送り装置１０５は、略図する原稿トレイから原稿台１０４を経由して同様に略図する排出トレイに至る片面原稿給送路、スキャナユニット１０６による片面の画像の読み取りが完了した原稿の表裏面を反転して再度原稿台に導く両面原稿給送路を有し、片面・両面の原稿何れでも対応できるようになっている。

スキャナユニット１０６は、原稿を半導体レーザが発生する光で照射し、レンズやミラー等で原稿の反射光を光電変換素子の受光面に結像させる。その光電変換素子は原稿の画像面における反射光を電気信号に変換し、略図する画像処理ボード（上述した中央演算処理機能の制御部に該当する）に出力する。レーザ記録部１０２は、上述した給紙ローラ１１７が備えられて用紙を搬送する用紙搬送部１０７、レーザ書込ユニット１０８、及び電子写真プロセス部（画像形成部）１０９を備えている。用紙搬送部１０７は、用紙の両面に画像を形成する両面複写モード時、定着ローラを通過した用紙に対してその表裏面を反転して再度電子写真プロセス部１０９に導く副搬送路を備えている。レーザ書込ユニット１０８は、画像処理ボードから供給される画像データに基づいてレーザ光Ｌを照射する半導体レーザを備え、その半導体レーザから照射されたレーザ光Ｌをミラーやレンズを通して電子写真プロセス部１０９のドラム１１９の表面に配光する。ドラム１１９の表面には静電潜像が形成され、現像装置からトナーが供給されることにより、トナー画像に顕在化される。このトナー画像は用紙搬送部１０７から導かれた用紙上に転写され、その後に定着ローラによる加熱及び加圧を受け、トナー画像が溶融して用紙の表面に定着する。このようにして、用紙に画像データの書き込みが終了した後、一部分の搬出用紙が揃えられた上でトレイ１０３に排出されて後処理が行われる。

本発明のモータ駆動装置やモータ駆動システムは、上述した画像形成装置以外にも、自動車やロボット、或いはアミューズメント機器等の回転駆動系が必要とされる各種分野の機器へ適用させることができる。

その他、本発明のモータ駆動システムは、プリプレグやプラスチックシート、紙幣等のシートを搬送する搬送装置において、搬送ローラを駆動するモータ等に用いるものであっても良い。

１０ ブラシレスモータ
１１ 回転子
１２ コイル端子
１３ コイル
２０ 電流検出器
２１Ｕ Ｕ相のシャント抵抗
２１Ｖ Ｖ相のシャント抵抗
２２Ｕ Ｕ相の差動アンプ
２２Ｖ Ｖ相の差動アンプ
２３Ｕ Ｕ相のＡＤ変換部（ＡＤ）
２３Ｖ Ｖ相のＡＤ変換部（ＡＤ）
３０ 速度制御部
３５ 電流制御部
４０ 座標変換部
４６ 座標逆変換部
５０、５００ 角度推定（速度推定）部
５１ 低域通過フィルタ（ＬＰＦ）
５６ 誤差収束部
５７ 積分部
５８、５９ ディレイ
６０、６００ 重畳部
６１、６１０ 高調波生成部
６２ 加算器
７０、７１ 復調部
８０ インバータ
８１ パルス幅変調（ＰＷＭ）部
８５ 駆動回路部
８６ 上側アーム
８７ 下側アーム
８８ スイッチング素子
８９ ダイオード
１００ 画像形成装置
１０１ スキャナ部
１０２ レーザ記録部
１０３ トレー
１０４ 原稿台
１０５ 自動両面原稿送り装置（ＲＡＤＦ）
１０６ スキャナユニット
１０７ 用紙搬送部
１０８ レーザ書込ユニット
１０９ 電子写真プロセス部（画像形成部）
１１７ 給紙ローラ
１１９ ドラム

Ｒ.Ｌｅｉｄｈｏｌｄ ａｎｄ Ｐ.Ｍｕｔｓｃｈｌｅｒ,"Ｉｍｐｒｏｖｅｄ ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ ｈｉｇｈｅｒ ｄｙｎａｍｉｃｓ ｉｎ ｓｅｎｓｏｒｌｅｓｓ ｐｏｓｉｔｉｏｎ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ"，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ．ＩＥＥＥ ＩＥＣＯＮ２００８，ｐｐ．１２４０―１２４５（２００８）

Claims (9)

1. モータに設けられた回転子の角度を推定する角度推定装置であって、
   前記モータを回転駆動させる駆動電流を制御する制御信号と高周波成分とが重畳された信号に応じて生成されるコイル電流を検出する電流検出器と、前記電流検出器により検出された前記コイル電流の高調波成分に基づいて前記回転子の角度と推定角度との誤差を示す推定角度誤差を出力する復調部と、前記推定角度誤差の高周波数域を平滑化した平滑化誤差に基づいて前記回転子の角度を推定する角度推定部と、を備えたことを特徴とする角度推定装置。
2. 請求項１記載の角度推定装置において、
   前記角度推定部は、低域通過フィルタを備え、
   前記平滑化誤差は、前記推定角度誤差に対して前記低域通過フィルタを通過させて得られることを特徴とする角度推定装置。
3. 請求項１又は２記載の角度推定装置において、
   前記角度推定部は、前記平滑化誤差に基づいて機械角相当の推定速度を生成することを特徴とする角度推定装置。
4. 請求項２記載の角度推定装置において、
   前記低域通過フィルタは、電気角相当の推定角度に対する重畳部での高周波重畳を経て前記復調部で生成される前記推定角度誤差の検出系が持つ微分特性の折れ点と一致するようにカットオフ周波数が設定されたことを特徴とする角度推定装置。
5. 請求項１〜４の何れか１項記載の角度推定装置において、
   前記高調波指令は、矩形波であることを特徴とする角度推定装置。
6. 請求項１〜５の何れか１項記載の角度推定装置を含み、前記回転子がＳ極、Ｎ極を交互に並べた永久磁石から構成されると共に、互いに１２０度の位相差を持ち、Ｙ字結線されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相で構成されて前記コイル電流が供給されるコイル端子を持つコイルと対向する位置に配置されてモータ部品として用いられたことを特徴とするモータ駆動装置。
7. 請求項６記載のモータ駆動装置と機械角相当の推定速度に従って前記モータへのトルク指令を生成するために必要な速度指令を与える中央演算処理機能の制御部とを備えたことを特徴とするモータ駆動システム。
8. 請求項７記載のモータ駆動システムにおける前記モータ駆動装置を給紙ローラを駆動するＤＣモータ又はドラムを回転駆動するドラム駆動モータの少なくとも一方に適用したことを特徴とする画像形成装置。
9. 請求項７記載のモータ駆動システムにおける前記モータ駆動装置を搬送ローラを駆動するモータに適用したことを特徴とする搬送装置。