JPH1169863A - 直流ブラシレスモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 交流電源の電圧変動が回転数に影響し、安定
した駆動ができない。始動電流が大きいため高価な駆動
回路を必要とする。 【解決手段】 交流電源１２からの交流電力を直流電力
に変換して駆動回路１４に供給する交流直流変換回路１
３にスイッチング素子Ｔａ，Ｔｂを設け、制御部１５か
らの指令でスイッチング素子Ｔａ，Ｔｂをオン、オフ制
御することにより、直流ブラシレスモータ１１に所望の
直流電圧を印加できるようにし、また、始動時には直流
電圧を小さくすることで始動電流を抑制する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、永久磁石を回転子
とし、界磁に回転交流磁界を発生させて駆動する、いわ
ゆる直流ブラシレスモータ駆動装置に関するものであ
り、特に回転子の回転位置センサを必要とせずに駆動す
る駆動装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】直流ブラシレスモータの駆動は、直流電
源からの直流出力をスイッチングによって所望の周波数
の交流電圧に変換するスイッチング回路を使用し、この
スイッチング回路の出力電圧がステータの三相巻線に印
加されることにより行われる。スイッチング回路は電流
方向に沿って上流側と下流側に分かれる２つのスイッチ
ング素子、例えばトランジスタを直列接続し、その直列
回路を三相分設けたもので、これら直列回路のトランジ
スタ相互接続点に対しステータの各相巻線の非結線端が
接続される。

【０００３】ここで、スイッチング回路の各直列回路の
うち、１つの直列回路の上流側トランジスタと別の１つ
の直列回路の下流側トランジスタがオンされることで、
２つの相巻線に対する通電いわゆる２相通電がなされ
る。この２相通電によって磁界が生じると、それと永久
磁石が作る磁界との相互作用によってロータに回転トル
クが生じ、ロータが回転を始める。このとき、永久磁石
の回転に伴う磁気作用により非通電の１つの相巻線に電
圧が誘起し、非通電端子に端子電圧、いわゆる誘起電圧
が発生する。従って、非通電端子の電圧からロータの回
転位置が検出され、その回転位置に基づき、上記の２相
通電が順次切換えられる。この２相通電の切換が繰返さ
れることにより、ロータの回転が継続する。すなわち、
モータの三相の端子に対して、電気角１２０度毎に各相
に順番に２相通電して、非通電期間である電気角６０度
期間を用いて、モータの誘起電圧を検出する。電気角６
０度の期間は誘起電圧が直流部分の電圧の１／２を横切
る時刻、すなわち、ゼロクロスタイミングを電気角３０
度期間と計上し、その期間の２倍の期間が経過した時に
通電相を切換えるものである。

【０００４】ただし、始動時はロータの回転速度が小さ
いため誘起電圧の振幅も小さくゼロクロスタイミングが
検出しにくい。そこで、始動時はモータの印加電圧と回
転速度のパターンをあらかじめ用意し、そのパターンに
基づいて起動させ、回転速度が上昇して誘起電圧のゼロ
クロスタイミングが検出できるようになった段階で上述
の通電相を切り換える方法で駆動している。

【０００５】この１２０度通電は上流側トランジスタを
オン，オフし、下流側トランジスタをオフするＰＷＭ駆
動方式が公知である。

【０００６】また、１２０度通電では電流の急峻な変化
による騒音が発生するため、騒音が問題となる用途には
１２０度通電駆動が使用できない。そこで、このような
用途の場合は正弦波駆動が一般には使用されているが、
正弦波駆動では非通電期間が存在しないため、誘起電圧
を検出することができない。したがって、正弦波駆動を
行う場合は通電相の切り換えタイミングを検出するため
にホール素子などの回転位置センサを使用する装置が用
いられている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな始動方法では、誘起電圧を検出しないため電気角と
機械角がずれているかどうかが検出できず、電気角と機
械角が大きくずれていると過大な電流が流れたり騒音が
発生することがあり、スイッチング素子に大容量のもの
を必要としたり、過大電流のため永久磁石が減磁する可
能性があるなどの課題を有している。

【０００８】また、交流電源電圧が何らかの原因で高い
場合には直流ブラシレスモータに流れる電流も大きくな
り音が大きくなる。また、直流ブラシレスモータの最高
回転数は直流電圧にほぼ比例するため、運転中に交流電
源の電圧が何らかの原因で低下した時、所望の回転数が
得られなくなることがある。

【０００９】また、従来の１２０度通電方式のＰＷＭ駆
動では、図１０のように、電流がプラス側とマイナス側
で非対称になるため、電流位相と誘起電圧位相とを合わ
せることができず、効率の低下を招く。電流がプラス側
とマイナス側で非対称になるのは次の理由である。

【００１０】図１１は、Ｔｕ＋がＰＷＭ、Ｔｗ−がオン
していた状態から相切り換えが行われてＴｖ＋がＰＷ
Ｍ、Ｔｗ−がオンする状態になったときの電流の流れを
示す。Ｕ相に流れていた電流が０Ａになるまでには、Ｕ
相のインダクタンスＬｕに蓄えられていたエネルギーを
放電しなければならない。このときＬｕの働きで電流が
Ｕ相を流れ続けようとするためＴｕ−に並列接続された
ダイオードが導通するのでＵ相端子電圧はほぼＧＮＤで
ある。中性点端子ＮはＴｖ＋がオフのときにはほぼ０Ｖ
となり、Ｌｕ、ＬｖおよびＲｕ、Ｒｖによる還流ループ
でＬｕの電流を消費するが、Ｔｖ＋がオンのときにはＮ
の電圧は誘起電圧分によりＶ０程度となり、Ｖ０をＲｕ
とＬｕで短絡して還流をキャンセルする大きな電流が発
生し、急速にＬｕの電流を消費する。

【００１１】図１２は、Ｔｗ＋がＰＷＭ、Ｔｕ−がオン
していた状態から相切り換えが行われてＴｗ＋がＰＷ
Ｍ、Ｔｖ−がオンする状態になったときの電流の流れを
示す。Ｕ相に流れていた電流が０Ａになるまでには、Ｌ
ｕに蓄えられていたエネルギーを放電しなければならな
い。先述と同様の考えで、Ｔｗ＋がオフ時には、Ｖ０を
Ｌ，Ｒで短絡する大電流により、Ｌｕの電流が急速に消
費される。また、Ｔｗ＋がオン時には、（Ｖ０−誘起電
圧）の電圧をＬ，Ｒで短絡するので、やや大きな電流に
よりＬｕの電流が急速に消費される。

【００１２】以上のことから図１０に示すように、上流
側スイッチング素子の通電相の切り換え後に起こる電流
の転流時間と下流側スイッチング素子の通電相の切換え
時に起こる電流の転流時間とに差が生じ、電流がプラス
側とマイナス側で非対称になる。

【００１３】また、正弦波駆動を行う場合に使用する回
転位置センサは高価であり、安価な駆動装置を提供でき
ない。

【００１４】また、このような直流ブラシレスモータの
駆動装置は、駆動装置のみで用いられることよりも、モ
ータを組み込んだ機器、例えばヒートポンプ機器におい
て電動圧縮機などを駆動する場合も多い。この場合、人
が操作する部分や金属配管部分が存在し、そこにおける
温度情報などを読み込んで圧縮機の回転数指令などを作
成する部分も、制御部分で実現している場合がある。こ
のような場合には交流電源に関連する回路と、金属配管
部分や人が操作する部分は絶縁しておく必要がある。

【００１５】また、検出する誘起電圧波形は図２に示す
ように、パルス幅変調の影響を受け矩形波となるため、
誘起電圧検出回路としては特開平８−３２２２８２にあ
るように、モ−タの三相の端子電圧を、フィルタを使っ
てパルス幅変調の影響を取り除き、ゼロクロス電圧と比
較する方法が公知である。しかしながら、このフィルタ
回路はモ−タの回転数が変化しても、パルス幅変調のデ
ューティーが変化しても、誘起電圧の位相とフィルタ出
力に位相のずれを生じさせないよう設計する必要があ
り、回路として複雑なものとなるため高価にならざるを
得ない。請求項８記載の発明はこの事情を考慮したもの
で、誘起電圧を検出する安価な回路を提供することにあ
る。

【００１６】本発明は、従来のこのような直流ブラシレ
スモ−タの駆動における課題を考慮し、交流電圧の変動
に対して安定した運転を可能にし、始動時における過大
電流や騒音を抑制でき、安価で効率のよい直流ブラシレ
スモ−タ駆動装置を提供することを目的とするものであ
る。

【００１７】

【課題を解決するための手段】請求項１の本発明は、三
相巻線を有するステータおよび永久磁石を有するロータ
より構成された直流ブラシレスモータと、その直流ブラ
シレスモータを駆動するためのスイッチング素子を三相
分設けた駆動回路と、交流電力を電圧可変な直流電力に
変換し、その変換した直流電力を駆動回路に供給する交
流直流変換回路と、直流ブラシレスモ−タの電圧を検出
する電圧検出手段と、その検出電圧と所定の所望の電圧
とを比較し、その比較結果に基づいて、交流直流変換回
路からの直流電力の電圧を制御する電圧制御手段とを備
えた直流ブラシレスモータ駆動装置である。

【００１８】この構成により、直流交流変換回路の出力
電圧を所望の値にすることができ、運転中に交流電圧が
変化しても直流ブラシレスモ−タを駆動する直流電圧を
所望の値にできるので安定した運転が可能となる。ま
た、始動時には直流交流変換回路で印加電圧を小さくで
きるので、始動時における過大電流を抑制することがで
きる。

【００１９】請求項２の本発明は、三相巻線を有するス
テータおよび永久磁石を有するロータより構成された直
流ブラシレスモータと、その直流ブラシレスモータを駆
動するためのスイッチング素子を三相分設けた駆動回路
と、直流ブラシレスモータを始動させる際に、直流ブラ
シレスモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段
と、駆動回路の出力電気信号位相と検出誘起電圧位相と
の位相差を所定の値にするように、ＰＷＭの幅を変えて
印加電圧を調節する電圧調節手段とを備えた直流ブラシ
レスモータ駆動装置である。

【００２０】この構成により、始動時における電気角と
機械角との位相差を補正することができ、騒音や過大電
流を抑制することができる。

【００２１】請求項３の本発明は、三相巻線を有するス
テータおよび永久磁石を有するロータより構成された直
流ブラシレスモータと、その直流ブラシレスモータを駆
動するためのスイッチング素子を三相分設けた駆動回路
と、直流ブラシレスモータの誘起電圧を検出する誘起電
圧検出手段と、検出した誘起電圧が減少方向に変化する
ときの前半は駆動回路の各スイッチング素子のうち上流
側スイッチング素子をオンに、下流側スイッチング素子
をオン，オフに制御し、誘起電圧が減少方向に変化する
ときの後半は駆動回路の各スイッチング素子のうち上流
側スイッチング素子をオン，オフに、下流側スイッチン
グ素子をオンに制御し、誘起電圧が増大方向に変化する
ときの前半は駆動回路の各スイッチング素子のうち上流
側スイッチング素子をオン，オフに、下流側スイッチン
グ素子をオンに制御し、誘起電圧が増大方向に変化する
ときの後半は駆動回路の各スイッチング素子のうち上流
側スイッチング素子をオンに、下流側スイッチング素子
をオン，オフに制御する制御手段とを備えた直流ブラシ
レスモータ駆動装置である。

【００２２】この構成により、電流位相がプラス側とマ
イナス側で対称となるため、電流位相と誘起電圧位相を
合わせることができ、効率のよい運転が可能となる。

【００２３】請求項４の本発明は、三相巻線を有するス
テータおよび永久磁石を有するロータより構成された直
流ブラシレスモータと、その直流ブラシレスモータを駆
動するためのスイッチング素子を三相分設けた駆動回路
と、直流ブラシレスモータへ接続される３線のうち少な
くとも１線の電流を検出する電流検出手段と、その検出
された電流に基づいて、駆動回路のスイッチング素子を
制御して正弦波電圧を駆動回路から出力させる制御手段
とを備えた直流ブラシレスモータ駆動装置である。

【００２４】この構成により、電流検出手段を使用して
正弦波駆動ができる安価な直流ブラシレスモータ駆動装
置を提供することができる。

【００２５】請求項８の本発明は、三相巻線を有するス
テータおよび永久磁石を有するロータより構成された直
流ブラシレスモータと、直流ブラシレスモータを駆動す
るためのスイッチング素子を三相分設けた駆動回路と、
交流電力を直流電力に変換し、その変換した直流電力を
駆動回路に供給する交流直流変換回路と、駆動回路を制
御する制御部と、非通電期間を利用して直流ブラシレス
モータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段とを備
え、誘起電圧検出手段は、直流ブラシレスモータの端子
電圧を交流直流変換回路の出力の一端に対して分圧して
制御部に入力する分圧抵抗と、その分圧入力端と交流直
流変換回路の出力の一端との間に設けられた電圧制限手
段とを有する直流ブラシレスモータ駆動装置である。

【００２６】この構成に更に、駆動回路の信号以外の信
号の入出力に、絶縁手段を経由して接続することによ
り、直流ブラシレスモータ駆動装置とその他の回路とを
絶縁することができる。

【００２７】

【発明の実施の形態】以下に、本発明をその実施の形態
を示す図面に基づいて説明する。 （実施の形態１）図１は、本発明にかかる実施の形態１
の直流ブラシレスモ−タ駆動装置の構成図である。これ
は請求項１に記載の発明に対応する。図１において、１
１は直流ブラシレスモータで、星形結線の三相巻線を有
するステータおよび永久磁石を有するロータ（図示しな
い）より構成される。交流電源１２に交流直流変換回路
１３が接続され、その交流直流変換回路１３の出力端に
駆動回路１４が接続される。交流直流変換回路１３およ
び駆動回路１４は、それらを制御する制御部１５に接続
され、制御部１５の図示しない電圧検出手段には、直流
ブラシレスモ−タ１１の各巻線端子が接続されている。

【００２８】ここで、交流電源１２の交流電圧の波高値
よりも直流ブラシレスモータ１１が所望する印加電圧が
高い時は、交流直流変換回路１３は昇圧動作、すなわ
ち、スイッチング素子Ｔａをオンし、スイッチング素子
Ｔｂをオン，オフする。スイッチング素子Ｔａがオンす
ると、コンデンサＣに電荷が溜まりコンデンサの両端の
電圧は波高値程度となる。次に、スイッチング素子Ｔｂ
がオンすると、電流がスイッチング素子Ｔｂを通る。次
にスイッチング素子Ｔｂがオフすると、インダクタＬの
影響により電流が流れ続けようとするため、電流はダイ
オードＤｂを通りコンデンサＣはさらに充電されるた
め、コンデンサＣの両端の電圧が前回スイッチング素子
Ｔｂのオフ時よりも上昇する。したがって、スイッチン
グ素子Ｔａはオン動作、スイッチング素子Ｔｂはオン，
オフ動作の繰り返しにより所望の直流電圧を得ることが
できる。

【００２９】逆に、直流ブラシレスモータ１１が所望す
る印加電圧が波高値よりも低い場合は、交流直流変換回
路１３は降圧動作、すなわち、スイッチング素子Ｔａを
オン，オフしスイッチング素子Ｔｂをオフする。いわゆ
るＰＷＭの原理と同様で、スイッチング素子Ｔａがオ
ン，オフする時間比で波高値を分圧したことになる。し
たがって、スイッチング素子Ｔａをオン，オフしスイッ
チング素子Ｔｂをオフする動作によって所望の直流電圧
を得ることができる。

【００３０】また、駆動回路１４は、上流側スイッチン
グ素子と下流側スイッチング素子の直列回路を三相分設
けたもので、これらに並列に逆起電力防止用のフライホ
イールダイオードが接続される。駆動回路１４における
上流側と下流側トランジスタの相互接続点に、モータ端
子が接続される。制御部１５は、各相の誘起電圧を検出
し、その誘起電圧の変化を基にロータの回転位置を検出
して駆動回路１４の各トランジスタに対する駆動信号を
作成する。これら駆動信号は、駆動回路１４の各トラン
ジスタのベースに供給される。また、直流ブラシレスモ
ータ１１の回転数および負荷に応じてモータに印加すべ
き電圧を制御部１５で計算し、その計算結果から所望の
直流電圧となるように、交流直流変換回路１３のスイッ
チング素子ＴａならびにＴｂをオン，オフさせるための
信号をスイッチング素子ＴａならびにＴｂのベースにも
供給する。

【００３１】次に、制御部１５の具体例を図６に示す。
図６において、各相の端子電圧が比較器６１に送られ
る。この比較器６１は、通電モード更新器６３の通電モ
ードに基づいて、（表１）に示す非通電端子電圧と基準
電圧Ｖｃとの比較結果を選択し、端子電圧が基準電圧Ｖ
ｃよりも小さい場合には論理出力「０」を出力し、大き
い場合は論理出力「１」を出力する。

【００３２】

【表１】

【００３３】タイマ６２は通電モードが切換えられた時
点から比較器６１からの論理出力が変化した時点までの
時間Ｔｈを計測し、比較器６１からの論理出力が変化し
た時点を基準に、時間Ｔｈが経過した時に論理信号
「１」を発生する。この信号は通電モード更新器６３に
入力される。通電モード更新器６３には、１ないし６の
繰り返しカウンタが備わっていて、論理信号「１」がタ
イマ６２から入力された場合には繰り返しカウンタを進
める。そうすると、繰り返しカウンタの変化を監視する
通電切換器６４が各トランジスタの通電モードを変更す
ると同時に、通電モードが変更したことをタイマ６２に
通知する。この繰り返しカウンタの値と通電モードは、
（表１）に示された駆動回路１４の各トランジスタに対
する６種類の通電モード１，２，３，４，５，６に対応
する。（表１）でオンと記述したものは、その通電モー
ドの期間中、スイッチング素子がオンの動作を行い、オ
フと記述したものはその通電モードの期間中、スイッチ
ング素子がオフの動作を行う。以下同様に、通電モード
が変化してから基準電圧と端子電圧が交わる時刻までの
時間Ｔｈを順次計測し、基準電圧と端子電圧が交わる時
刻を基準に時間Ｔｈ経過した後に通電モードが変更さ
れ、ロータの回転が継続する。

【００３４】ロータの回転速度は通電モード更新器６３
に備わっている繰り返しカウンタが６から１に切り換わ
る時刻にのみ論理出力「１」を、それ以外の時間は論理
出力「０」をタイマ６５に出力する。タイマ６５はこの
論理出力「１」が入力される期間を計測し、ロータの回
転速度を計算する。計算結果を外部からの速度指令値と
照合し、ロータの回転速度が速度指令値よりも小さい場
合には論理出力「１」を、逆にロータの回転速度が速度
指令値よりも大きい場合には論理出力「０」を通電切換
器６４を介して電圧調整器６６に送信する。

【００３５】電圧調整器６６は交流直流変換回路１３が
昇圧動作をしているか、降圧動作をしているかの情報を
保持しており、昇圧動作の段階で論理出力「１」をタイ
マ６５から受信したら、駆動回路１３に印加する直流電
圧を昇圧させるようにスイッチング素子Ｔｂのデューテ
ィーを大きくする。また、降圧動作の段階で論理出力
「１」をタイマ６５から受信したら、駆動回路１３に印
加する直流電圧を昇圧させるようにスイッチング素子Ｔ
ａのデューティーを大きくする。スイッチング素子Ｔａ
のデューティーが１００％になっても論理出力「１」を
タイマ６５から受信した時には降圧動作から昇圧動作に
移行する。昇圧動作の段階で論理出力「０」をタイマ６
５から受信したら、スイッチング素子Ｔｂのデューティ
ーを小さくし、スイッチング素子Ｔｂのデューティーが
０％になっても論理出力「０」をタイマ６５から受信し
たら、昇圧動作から降圧動作に移行する。また、降圧動
作の段階で論理出力「０」をタイマ６５から受信した
ら、スイッチング素子Ｔａのデューティーを小さくす
る。

【００３６】これらの動作によって、駆動回路１３に投
入される直流電圧を調整できるので、ロータの回転速度
が速度指令と一致する。なお、始動時に流れる電流Ｉ
は、ステータの抵抗値Ｒと印加電圧Ｖからオームの法則
によって求めることができるので、印加電圧Ｖを過大電
流とならないように、交流直流変換回路１３で直流電圧
Ｖを制御すれば始動時における最大電流を抑制すること
ができる。なお、交流直流変換回路１３で過大電流とな
らないように印加電圧を下げることができない場合にお
いては、後述の実施の形態２で説明するＰＷＭによる始
動方法により過大電流を抑制することができるのはいう
までもない。 （実施の形態２）図７は、本発明にかかる実施の形態２
の直流ブラシレスモ−タ駆動装置における制御部のブロ
ック図である。これは請求項２に記載の発明に対応し、
装置全体の基本的な構成は図１と同様である。

【００３７】図７において、設定回転数はＶ／ｆ変換器
７１とタイマ７２に入力される。Ｖ／ｆ変換器７１はあ
らかじめ決められたモータのＶ／ｆ特性に基づいて設定
回転数に応じたモータへの印加電圧を通電切換器７４に
出力する。タイマ７２は設定回転数で決定される電気角
６０度の時間が過ぎるごとに論理出力「１」を通電モー
ドカウンタ７３に出力し、時間が６０度に達していない
ときは論理出力「０」を通電モードカウンタ７３に出力
する。通電モードカウンタ７３は１ないし６の繰り返し
カウンタが備わっていて、論理出力「１」がタイマ７２
から入力されると、繰り返しカウンタを進める。通電切
換器７４は通電モードカウンタ７３の値から通電モード
を決定し、（表２）で示した通電モードに基づいて各ト
ランジスタへ信号を出力する。このとき、Ｖ／ｆ変換器
７１と印加電圧補償器７５の和を印加電圧としてデュー
ティーを計算し、そのデューティーの結果に基づいてＰ
ＷＭの幅を決定する。また、ＰＷＭ動作のオンしている
タイミングで比較器７６へ同期信号を出力する。

【００３８】

【表２】

【００３９】比較器７６は通電切換器７４の同期信号と
通電モードカウンタ７３の値に基づいて、（表２）によ
り決定された端子電圧を読み取る。非通電区間全体の端
子電圧を平均化して、その値を通電モードカウンタ７３
の値が更新されたときにメモリＡ７７に書き込む。メモ
リＡ７７は比較器７６から結果が書き込まれるごとにメ
モリＡ７７の内容をメモリＢ７８に移動する。印加電圧
補正器７５は入力された基準位相に基づいて電気角と機
械角の位相差が基準位相となるように、メモリＡ７７の
内容とメモリＢ７８の内容の差から電圧の過不足を計算
し、通電切換器７４に出力する。その結果、基準位相を
θとしたときに発生する誘起電圧すなわち機械角と電気
角との関係が図２に示すようになる。

【００４０】なお、端子電圧を検出するのは、ＰＷＭ動
作のオンのときの、非通電区間全体の値を検出してもよ
いし、非通電区間のある一部の区間を検出してもよい。
ただし、ある一部の区間を検出する場合には誘起電圧の
増大方向と減少方向の検出位置を変える必要がある。例
えば、６０度非通電区間のうち、３０度から４０度を誘
起電圧の増大方向で検出する場合には、誘起電圧の減少
方向区間では２０度から３０度の区間で検出しなければ
ならない。

【００４１】また、本実施の形態２では、１２０度通電
の６０度非通電形式の通電方式について述べたが、１５
０度通電の３０度非通電形式などの通電区間を長くした
場合にも、非通電区間において端子電圧を検出できるの
で安定に始動できるのはいうまでもない。 （実施の形態３）図７は、本発明にかかる実施の形態３
の直流ブラシレスモ−タ駆動装置における制御部のブロ
ック図である。これは請求項３に記載の発明に対応し、
装置全体の基本的な構成は図１と同様である。また、本
実施の形態３における通電パターンを（表３）に示す。

【００４２】

【表３】

【００４３】（表３）は、通電相切換えの時にキャンセ
ル電流が流れやすい方向にＰＷＭを行う運転パターンに
なっており、そのときの１相の端子電圧および電流波形
を図３に示す。

【００４４】図８において、各相の端子電圧が比較器８
１に送られる。この比較器８１は、通電モード更新器８
３の通電モードに基づいて、（表３）に示す非通電端子
電圧と基準電圧Ｖｃとの比較結果を選択し、端子電圧が
基準電圧Ｖｃよりも小さい場合には論理出力「０」を出
力し、大きい場合には論理出力「１」を出力する。タイ
マ８２は通電モードが切換えられた時点から比較器８１
からの論理出力が変化した時点までの時間Ｔｈを計測
し、比較器８１からの論理出力が変化した時点を基準
に、時間Ｔｈが経過した時に論理信号「１」を発生する
機能と、比較器８１からの論理出力が変化した時点に、
論理信号「１」を発生する機能を備え、その他の時点で
は論理信号「０」を発生する。この信号は通電モード更
新器８３に入力される。通電モード更新器８３には１な
いし１２の繰り返しカウンタが備わっていて、論理信号
「１」がタイマ８２から入力された場合には繰り返しカ
ウンタを進める。そうすると、繰り返しカウンタの変化
を監視する通電切換器８４が各トランジスタの通電モー
ドを変更すると同時に、通電モードが２から３、４から
５、６から７、８から９、１０から１１、１２から１に
変更したときにタイマ８２に通知する。

【００４５】この繰り返しカウンタの値と通電モード
は、（表３）に示された駆動回路１４の各トランジスタ
に対する１２種類の通電モード１，２，３，４，５，
６，７，８，９，１０，１１，１２に対応する。（表
３）でオンと記述したものは、その通電モードの期間
中、スイッチング素子がオンの動作を行い、オフと記述
したものはその通電モードの期間中、スイッチング素子
がオフの動作を行い、ＰＷＭと記述したものはキャリア
周期およびタイマ８５からの出力結果に基づいてデュー
ティーが決定され、通電モードの期間中、スイッチング
素子がＰＷＭ動作を行う。以下同様に、通電モードが変
化してから基準電圧と端子電圧が交わる時刻までの時間
Ｔｈを順次計測すると同時に通電モードが更新され、基
準電圧と端子電圧が交わる時刻を基準に時間Ｔｈ経過し
た後に再び通電モードが更新され、ロータの回転が継続
する。

【００４６】ロータの回転速度は通電モード更新器８３
に備わっている繰り返しカウンタが１２から１に切り換
わる時刻にのみ論理出力「１」を、それ以外の時間は論
理出力「０」をタイマ８５に出力する。タイマ８５はこ
の論理出力「１」が入力される期間を計測し、ロータの
回転速度を計算する。計算結果を外部からの速度指令値
と照合し、ロータの回転速度が速度指令値よりも小さい
場合にはデューティーを大きくする指令を通電切換器８
４へ出力し、ロータの回転速度が速度指令値よりも大き
い場合にはデューティーを小さくする指令を通電切換器
８４へ出力する。通電パターンを（表３）のようにする
ことによって、通電相切換後の転流時間が短くなるので
通電位相と電流位相に位相差が小さくなり、電流のプラ
ス側波形とマイナス側波形が対称となるため、効率のよ
い運転ができる。

【００４７】なお、本実施の形態３では、いわゆる１２
０度通電の場合について説明したが、非通電区間を前半
と後半に分割できればよいので、例えば１５０度通電の
３０度非通電などの通電方式でもよいことはいうまでも
ない。 （実施の形態４）図４は、本発明にかかる実施の形態４
の直流ブラシレスモ−タ駆動装置を示す構成図である。
これは請求項５、６、又は７に記載の発明に対応する。
図４では、交流電源４２を整流平滑回路４３にて直流に
変換し、駆動回路４４に入力する。駆動回路４４は制御
部４５によって制御される。駆動回路４４の出力は直流
ブラシレスモータ４１に接続されている。一方、直流ブ
ラシレスモータ４１への線のうち、２線に電流検出手段
４６ｕ、４６ｖを設け、電流検出結果を制御部４５に入
力する。

【００４８】図４における制御部４５の制御方法につい
て説明する。制御部４５では、駆動回路４４にて三相正
弦波電圧が出力されるように、パルス幅変調指令を作成
する。そして、電流検出手段４６ｕおよび４６ｖより電
流検出された値Ｉｕ、Ｉｖとの間で、電圧出力位相をθ
とし、次式（数１）から（数７）までの演算を行う。

【００４９】

【数１】Ｉｗ＝−（Ｉｕ＋Ｉｖ）

【００５０】

【数２】Ａ＝Ｉｕ×ｃｏｓθ＋Ｉｖ×ｃｏｓ（θ＋１２
０ｄｅｇ）＋Ｉｗ×ｃｏｓ（θ＋２４０ｄｅｇ）

【００５１】

【数３】Ｂ＝Ｉｕ×ｓｉｎθ＋Ｉｖ×ｓｉｎ（θ＋１２
０ｄｅｇ）＋Ｉｗ×ｓｉｎ（θ＋２４０ｄｅｇ）

【００５２】

【数４】Ｃ＝Ａ／Ｂ ここで、（数２）は、ＩｕとＩｖとＩｗが互いに１２０
度の位相関係をもつ三相交流であり、電流と電圧の位相
差をφとすると、ＩｕをＩ１ｓｉｎ（θ＋φ）とおける
ので、（数２）の結果は、下記のようになる。

【００５３】

【数５】Ａ＝Ｉ１（３／２）ｓｉｎφ 同様に（数３）の結果は次のようになる。

【００５４】

【数６】Ａ＝Ｉ１（３／２）ｓｉｎφ したがって、（数４）の結果は次のようになる。

【００５５】

【数７】Ｃ＝ｔａｎ（φ） 一方、直流ブラシレスモータ４１は、誘起電圧の位相と
電流の位相が合致するところで最も効率がよいことが知
られている。従って、（数７）の位相φをゼロにしてや
ればよい。その制御手順として、第１の方法は、上記の
式の演算で求めた位相誤差φがゼロになるように、駆動
回路４４より出力される電圧の位相を書き換える。これ
により、印加電圧の位相と電流の位相が合致する。な
お、これにより回転速度は変化するが、制御部４５では
位相をどのように書き換えたのかは自分で検出できるた
め、容易に回転速度を検出することができ、結果として
速度制御も容易に実現できる。

【００５６】第２の方法は、位相誤差φに基づいて、制
御補償演算を行い、駆動回路４４より出力される電圧の
振幅を調整する。電流位相が進んでいるときは、回転位
相が電圧位相に対して遅れているときであり、印加電圧
の振幅を増大することによりモータの回転速度を速めて
位相調整を実現する。逆に、電流位相が遅れているとき
は、回転位相が電圧位相に対して進んでいるときであ
り、印加電圧の振幅を減少することによりモータの回転
速度を下げて位相調整を実現する。

【００５７】以上の方法によって、直流ブラシレスモー
タ４１は、時々刻々の回転位相状態を知ることができ、
なめらかできめ細かく安定したトルクを発生することが
できる。 （実施の形態５）図５は、本発明にかかる実施の形態４
の直流ブラシレスモ−タ駆動装置を示す構成図である。
これは請求項４、６又は７に記載の発明に対応する。図
５では、交流電源５２を整流平滑回路５３にて直流に変
換し、駆動回路５４に入力する。駆動回路５４は制御部
５５によって制御される。駆動回路５４の出力は直流ブ
ラシレスモータ５１に接続されている。一方、直流ブラ
シレスモータ５１への線のうち、少なくとも１線に電流
検出手段５６ｕを設け、電流検出結果を制御部５５に入
力する。

【００５８】図５における制御部５５の制御方法につい
て説明する。制御部５５では、駆動回路５４にて三相正
弦波電圧が出力されるように、パルス幅変調指令を作成
する。そして、電流検出手段５６ｕより電流検出された
値Ｉｕのゼロクロス時刻と同じ相の電圧出力のゼロクロ
ス時刻との差を求める。このようにして得られた時刻差
をゼロにするように、制御部５５から指令を駆動回路５
４に出力し、正弦波電圧出力を調整する。

【００５９】その制御手順として、第１の方法は、上記
実施の形態４の各式の演算で求めた位相誤差φがゼロに
なるように、駆動回路５４より出力される電圧の位相を
書き換える。これにより、印加電圧の位相と電流の位相
が合致する。なお、これにより回転速度は変化するが、
制御部では位相をどのように書き換えたのかは自分で検
出できるため、容易に回転速度を検出することができ、
結果として速度制御も容易に実現できる。

【００６０】第２の方法は、位相誤差φに基づいて、制
御補償演算を行い、駆動回路５４より出力される電圧の
振幅を調整する。電流位相が進んでいるときは、回転位
相が電圧位相に対して遅れているときであり、印加電圧
の振幅を増大することによりモータの回転速度を速めて
位相調整を実現する。逆に、電流位相が遅れているとき
は、回転位相が電圧位相に対して進んでいるときであ
り、印加電圧の振幅を減少することによりモータの回転
速度を下げて位相調整を実現する。

【００６１】以上の方法により、直流ブラシレスモータ
５１は、１８０度毎の回転位相状態を知ることができ、
なめらかで安定したトルクを発生することができる。

【００６２】なお、上記実施の形態５では、電流検出手
段は、１線の電流を検出する構成としたが、これに限ら
ず、前述の実施の形態４に示したように２線の電流を検
出する構成としてもよいのは言うまでもない。あるいは
又、３線の電流を検出する構成としてもよい。 （実施の形態６）図９は、本発明にかかる実施の形態６
の直流ブラシレスモ−タ駆動装置を示す構成図である。
これは請求項８、９、または１０に記載の発明に対応す
る。図９において、交流電源９２を交流直流変換回路９
３にて直流に変換し、駆動回路９４に入力する。駆動回
路９４は制御部９５によって制御される。駆動回路９４
の出力は直流ブラシレスモータ９１に接続されている。
駆動回路９４の出力電圧は、誘起電圧検出手段としての
電圧変換回路９６ｕ、９６ｖ、９６ｗを経由して制御部
９５に入力される。制御部９５の電源は交流直流変換回
路９３の出力のマイナス側と共通の電源にしておく。電
圧変換回路９６ｕ、９６ｖ、９６ｗの構成は、端子電圧
を抵抗９７、９８で直流のマイナス側との間で分圧し、
さらに一定電圧以内の電圧に制限する電圧制限手段とし
てのダイオードを抵抗９８と並列に接続したものであ
る。これにより、制御部９５は、マイクロコンピュータ
に内蔵できるＡ／Ｄ変換器などにより、端子電圧情報を
直接読み込みことができる。

【００６３】一方、制御部９５へのスイッチ操作などの
２値情報入力は絶縁回路９９を経由して制御部９５へ入
力し、リレー操作などの２値情報操作出力は絶縁回路９
ａを経由して出力する。また、温度センサなどのアナロ
グ入力信号は、比較回路９ｂと絶縁回路９ｃを経由して
制御部９５へ入力される。比較回路９ｂのもう一端は、
制御部９５からパルス幅変調にて出力した参照信号を絶
縁回路９ｄと平滑回路９ｅを経由して入力される。さら
に平滑回路９ｅの出力はその他のアナログ制御出力とし
ても時分割で用いることができる。

【００６４】なお、上記各実施の形態では、駆動回路の
スイッチング素子がトランジスタの場合を例に説明した
が、他の素子であっても同様に実施可能である。

【００６５】また、上記各実施の形態では、マイクロコ
ンピュータを念頭に置いて必要な機能を記述したが、同
様の機能をアナログ回路や論理回路などのハードウェア
で作成してもよい。

【００６６】

【発明の効果】以上述べたところから明らかなように、
本発明は、交流電力を電圧可変な直流電力に変換し、そ
の変換した直流電力を駆動回路に供給する交流直流変換
回路と、検出した直流ブラシレスモ−タの電圧と所定の
所望の電圧とを比較し、その比較結果に基づいて、交流
直流変換回路からの直流電力の電圧を制御する電圧制御
手段とを備えた場合、交流電圧が変動しても安定した運
転を可能とし、始動時において過大電流や騒音を抑制で
きるという長所を有する。

【００６７】また、本発明は、直流ブラシレスモータを
始動させる際に、直流ブラシレスモータの誘起電圧を検
出する誘起電圧検出手段と、駆動回路の出力電気信号位
相と検出誘起電圧位相との位相差を所定の値にするよう
に、ＰＷＭの幅を変えて印加電圧を調節する電圧調節手
段とを備えた場合、始動時において過大電流や騒音を抑
制でき、安定した始動を実現できる。また、本発明は、
検出した誘起電圧が減少方向に変化するときの前半は駆
動回路の各スイッチング素子のうち上流側スイッチング
素子をオンに、下流側スイッチング素子をオン，オフに
制御し、誘起電圧が減少方向に変化するときの後半は駆
動回路の各スイッチング素子のうち上流側スイッチング
素子をオン，オフに、下流側スイッチング素子をオンに
制御し、誘起電圧が増大方向に変化するときの前半は駆
動回路の各スイッチング素子のうち上流側スイッチング
素子をオン，オフに、下流側スイッチング素子をオンに
制御し、誘起電圧が増大方向に変化するときの後半は駆
動回路の各スイッチング素子のうち上流側スイッチング
素子をオンに、下流側スイッチング素子をオン，オフに
制御する制御手段を備えた場合、効率のよい直流ブラシ
レスモータ駆動回路を提供できる。

【００６８】また、本発明は、直流ブラシレスモータへ
接続される３線のうち少なくとも１線の電流を検出する
電流検出手段と、その検出された電流に基づいて、駆動
回路のスイッチング素子を制御して正弦波電圧を駆動回
路から出力させる制御手段とを備えた場合、安価な直流
ブラシレスモータ駆動回路を提供できる。

【００６９】また、本発明は、直流ブラシレスモータの
端子電圧を交流直流変換回路の出力の一端に対して分圧
して制御部に入力する分圧抵抗と、その分圧入力端と交
流直流変換回路の出力の一端との間に設けられた電圧制
限手段とを有する誘起電圧検出手段を備え、駆動回路の
信号以外の信号の入出力に、絶縁手段を経由して接続す
ることにより、モータ駆動に直接関連しない部分につい
ては電源とは絶縁を実現しながら、モータの誘起電圧を
アナログ情報として使用でき、きめ細かなモータの駆動
が可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかる実施の形態１の直流ブラシレス
モ−タ駆動装置を示す構成図である。

【図２】本発明にかかる実施の形態２の直流ブラシレス
モ−タ駆動装置における電圧波形を説明する図であり、
実施の結果得られる誘起電圧波形と電気角との位相差を
示す図である。

【図３】本発明にかかる実施の形態３の直流ブラシレス
モ−タにおける電圧および電流波形を説明する図であ
る。

【図４】本発明にかかる実施の形態４の直流ブラシレス
モ−タ駆動装置を示す構成図である。

【図５】本発明にかかる実施の形態４の直流ブラシレス
モ−タ駆動装置を示す構成図である。

【図６】上記実施の形態１における制御部のブロック図
である。

【図７】本発明にかかる実施の形態２の直流ブラシレス
モ−タ駆動装置における制御部のブロック図である。

【図８】本発明にかかる実施の形態３の直流ブラシレス
モ−タ駆動装置における制御部のブロック図である。

【図９】本発明にかかる実施の形態６の直流ブラシレス
モ−タ駆動装置を示す構成図である。

【図１０】従来例における上流側トランジスタがオン，
オフし、下流側トランジスタがオンするときのモータの
端子電圧およびに電流波形の図である。

【図１１】従来例における上流側トランジスタが相切換
えした直後の回路中の電流の流れを示す図である。

【図１２】従来例における下流側トランジスタが相切換
えした直後の回路中の電流の流れを示す図である。

【符号の説明】

１１、４１、５１、９１ 直流ブラシレスモータ １２、４２、５２、９２ 交流電源 １３、９３ 交流直流変換回路 １４、４４、５４、９４ 駆動回路 １５、４５、５５、９５ 制御部 ２１ 電気角 ２２ 誘起電圧波形 ４３、５３ 整流平滑回路 ４６ｕ、４６ｖ、５６ｕ 電流検出手段 ９６ｕ、９６ｖ、９６ｗ 電圧変換回路 ９９、９ａ、９ｃ、９ｄ 絶縁回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 三相巻線を有するステータおよび永久磁
   石を有するロータより構成された直流ブラシレスモータ
   と、その直流ブラシレスモータを駆動するためのスイッ
   チング素子を三相分設けた駆動回路と、交流電力を電圧
   可変な直流電力に変換し、その変換した直流電力を前記
   駆動回路に供給する交流直流変換回路と、前記直流ブラ
   シレスモ−タの電圧を検出する電圧検出手段と、その検
   出電圧と所定の所望の電圧とを比較し、その比較結果に
   基づいて、前記交流直流変換回路からの直流電力の電圧
   を制御する電圧制御手段とを備えたことを特徴とする直
   流ブラシレスモータ駆動装置。
2. 【請求項２】 三相巻線を有するステータおよび永久磁
   石を有するロータより構成された直流ブラシレスモータ
   と、その直流ブラシレスモータを駆動するためのスイッ
   チング素子を三相分設けた駆動回路と、前記直流ブラシ
   レスモータを始動させる際に、前記直流ブラシレスモー
   タの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、前記駆動
   回路の出力電気信号位相と前記検出誘起電圧位相との位
   相差を所定の値にするように、ＰＷＭの幅を変えて印加
   電圧を調節する電圧調節手段とを備えたことを特徴とす
   る直流ブラシレスモータ駆動装置。
3. 【請求項３】 三相巻線を有するステータおよび永久磁
   石を有するロータより構成された直流ブラシレスモータ
   と、その直流ブラシレスモータを駆動するためのスイッ
   チング素子を三相分設けた駆動回路と、前記直流ブラシ
   レスモータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段と、
   前記検出した誘起電圧が減少方向に変化するときの前半
   は前記駆動回路の各スイッチング素子のうち上流側スイ
   ッチング素子をオンに、下流側スイッチング素子をオ
   ン，オフに制御し、前記誘起電圧が減少方向に変化する
   ときの後半は前記駆動回路の各スイッチング素子のうち
   上流側スイッチング素子をオン，オフに、下流側スイッ
   チング素子をオンに制御し、前記誘起電圧が増大方向に
   変化するときの前半は前記駆動回路の各スイッチング素
   子のうち上流側スイッチング素子をオン，オフに、下流
   側スイッチング素子をオンに制御し、前記誘起電圧が増
   大方向に変化するときの後半は前記駆動回路の各スイッ
   チング素子のうち上流側スイッチング素子をオンに、下
   流側スイッチング素子をオン，オフに制御する制御手段
   とを備えたことを特徴とする直流ブラシレスモータ駆動
   装置。
4. 【請求項４】 三相巻線を有するステータおよび永久磁
   石を有するロータより構成された直流ブラシレスモータ
   と、その直流ブラシレスモータを駆動するためのスイッ
   チング素子を三相分設けた駆動回路と、前記直流ブラシ
   レスモータへ接続される３線のうち少なくとも１線の電
   流を検出する電流検出手段と、その検出された電流に基
   づいて、前記駆動回路のスイッチング素子を制御して正
   弦波電圧を前記駆動回路から出力させる制御手段とを備
   えたことを特徴とする直流ブラシレスモータ駆動装置。
5. 【請求項５】 前記電流検出手段が、前記直流ブラシレ
   スモータへ接続される３線のうち２線の電流を検出する
   ものであることを特徴とする請求項４記載の直流ブラシ
   レスモータ駆動装置。
6. 【請求項６】 前記制御手段は、前記電流検出手段によ
   り検出されたブラシレスモータ駆動電流と電圧との位相
   関係を算出し、その算出した位相関係に基づいて、正弦
   波電流の振幅を制御することを特徴とする請求項４、又
   は５記載の直流ブラシレスモータ駆動装置。
7. 【請求項７】 前記制御手段は、前記電流検出手段によ
   り検出されたブラシレスモータ駆動電流と電圧との位相
   関係を算出し、その算出した位相関係に基づいて、正弦
   波電流の位相を制御することを特徴とする請求項４、又
   は５記載の直流ブラシレスモータ駆動装置。
8. 【請求項８】 三相巻線を有するステータおよび永久磁
   石を有するロータより構成された直流ブラシレスモータ
   と、前記直流ブラシレスモータを駆動するためのスイッ
   チング素子を三相分設けた駆動回路と、交流電力を直流
   電力に変換し、その変換した直流電力を前記駆動回路に
   供給する交流直流変換回路と、前記駆動回路を制御する
   制御部と、非通電期間を利用して前記直流ブラシレスモ
   ータの誘起電圧を検出する誘起電圧検出手段とを備え、
   前記誘起電圧検出手段は、前記直流ブラシレスモータの
   端子電圧を前記交流直流変換回路の出力の一端に対して
   分圧して前記制御部に入力する分圧抵抗と、その分圧入
   力端と前記交流直流変換回路の出力の前記一端との間に
   設けられた電圧制限手段とを有することを特徴とする直
   流ブラシレスモータ駆動装置。
9. 【請求項９】 前記制御部に入出力する、前記駆動回路
   の信号以外の信号の入出力には、絶縁手段を経由するこ
   とを特徴とする請求項８記載の直流ブラシレスモータ駆
   動装置。
10. 【請求項１０】 前記駆動回路の信号以外の前記制御部
    への信号入力のうち、２値信号として用いる信号以外の
    信号は、参考値をパルス幅変調して絶縁手段を経由した
    のち平滑し、その平滑した情報と入力する信号とをレベ
    ル比較し、その比較結果を絶縁手段を経由して前記制御
    部に入力することを特徴とする請求項９記載の直流ブラ
    シレスモータ駆動装置。