JP2009524390A - 反転可能な多相電気的回転機及びその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 オルタネータモードへ復帰する前に直流電流を低減させて待つ必要のない、反転可能な多相電気的回転機を得る。
【解決手段】 バッテリ（Ｂ⁺、Ｂ^-）及び三相ステータ（１２）に接続されたパワーブリッジ（１０）を、センサ（１４−１８）からのセンサ信号（Ｕ、Ｖ、Ｗ）に基づき動作するミキシング回路（３２）を有するフェーズリードユニット（３０）で、進み位相量（δ）が制御されたセンサ信号（Ｕ^'、Ｖ^'、Ｗ^'）が入力される制御回路（２０）からの制御信号（Ｃ）により制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、多相電気的回転機及びその制御方法に関し、特に少なくとも１つのコイル回路が、オルタネータスタータ等のスイッチブリッジを介して供給される反転可能な多相電気的回転機、及びその制御方法に関する。

電気的回転機（以下、単に回転機という場合もある）は、ロータ及びステータを備えている。これらの要素の一方には、直流電流が流れるので、これに対して、一定方向の一定磁界が形成される。他方の要素は、相互に角度的に離間した複数の個別巻線を備え、各巻線には、他の巻線の位相フェーズに対して位相がオフセットしている電流が流れ、これにより回転磁界が形成される。第１要素による固定磁界、及び第２の要素による回転磁界の共存により、これらの要素は相対的に回転させられる。換言すると、ロータがステータに対して回転することとなる。

種々の電流が、パワースイッチ（一般には、パワートランジスタとダイオードの組合せ）により形成されるブリッジを介して、多相エレメントの巻線に送り込まれる。

このパワーブリッジは、通常、スイッチの開閉時間を固定する電子モジュールにより制御され、これにより、各巻線を流れる電流の位相は制御される。

スイッチ制御時間を決定するために、電子モジュールは、通常ステータに対するロータの位置を示す信号を使用している。例えば、回転機の周囲に規則的に配置された位置センサを使用し、それぞれロータの回転周波数で周期的であり、かつ相互に位相がオフセットされた信号が送られる。

回転機が反転可能である場合において、パワーブリッジは、整流モードとして機能しているとき、ブリッジ整流器の役割を果たし、これは、回転機のオルタネータタイプの機能に対応している。

広範囲の回転速度にわたって、最適のトルク値に近づけるために、センサから出される信号を、キャパシタ及び抵抗よりなるアナログ回路手段により、重み付け及び加算処理し、これにより、回転速度の全ての範囲にわたって、位相オフセットを連続して変化させることが提案されている（特許文献１参照。）。

このような解決策により、高速回転でも一定のトルクを得ることが可能であり、例えば、車両の加速フェーズにおけるサーマルエンジンを支援するために使用することができる。
ＷＯ２００４／１００３５１公報

しかし、上述の如き従来手法では、これらの状態、例えば自動車の加速フェーズの終了時に、オルタネータモードで動作するように直接スイッチングすると、パワーブリッジに供給される電磁力により、特別の警告なく、ネットワークに高い出力が生じさせられる。これは、高速回転時には許容し得ないことである。

従って、オルタネータモードへ復帰する前に、直流電流の極めて大きな低減（電流が流れる部分、即ちロータの「デフラックス」）を待つ必要があり、モードの変化は、デフラックス時定数に依存することとなり、これもまた好ましいことではない。

本発明は、従来技術の上述のような課題に鑑みなされたものであり、このような課題を、解消するか、又は大幅に軽減することが可能な、反転可能な多相電気的回転機、及びその制御方法を提供することを目的としている。

本発明による反転可能な多相電気的回転機の制御方法は、少なくとも１個のコイル回路に、スイッチブリッジを介して電力が供給されるタイプのものであって、
−このスイッチブリッジを制御して、コイル回路に誘起される起電力に対して、初期値を有する位相差を有する周期的電圧をコイル回路へ送りモータトルクを生じさせるステップと、
−スイッチブリッジを制御して、前記モータトルク及びこのモータトルクに反対のモータトルク間にあるトルクを生じさせる複数の値をとる位相差の周期的電圧をコイル回路に送るステップと、
−スイッチブリッジを整流モードへスイッチングするステップとを備えることを特徴としている。

制限的ではない本発明の実施の形態であるデバイスは、次の特徴（ａ）〜（ｈ）のうちの１以上を備えている。

（ａ）印加される電圧の位相差は、第１位相差と第２位相差の間で時間と共に減少する複数の値をとることができ、これにより、トルクをステップ上に変化させ、かつ２つのモード間の移行を抑制可能である。

（ｂ）第１位相差の使用と第２位相差の使用は、１μＳ〜１００μＳの時間で分離している。従って、この制御されたオルタネータモードへの変化は、（特に、上述したデフラックス時間に比して）極めて迅速に行われる。

（ｃ）誘導電流の低減ステップは、例えばブリッジを第２位相差で制御するステップとブリッジを整流モードへスイッチングするステップとの間で行われる。よって、制御されたオルタネータモードでのこの作用は、良好に制御される。

（ｄ）可能な他のデザインによると、誘導電流の低減ステップは、モータトルクが生成されている間に行われる。この解決策によると、制御されたオルタネートモードの期間を制限できる。

（ｅ）スイッチングステップは、低減ステップの１０ｍＳ以上後に行い、デフラックス減少からの利益を得ることもできる。

（ｆ）しかし、スイッチングステップは、低減ステップの０．５Ｓ以下後であるのが好ましく、完全なデフラックスを待つ従来の解決策よりも、十分に高速のスイッチングを可能にする。

（ｇ）回転機の回転速度は、上述した全てのステップ中において、一般に一定である（しかし、必ずしもこれは必要ではない）。

（ｈ）更に、整流モードにおける回転機により得られるトルクとほぼ等しい反対極性のトルクが提供され、これにより、過渡現象をより一層制限することが可能である。

また、本発明は、少なくとも１つのコイル回路が、スイッチブリッジを介して供給される反転可能な多相電気的回転機を提供するものである。この回転機は、コイル回路の起電力に対して位相差を有する周期的な電圧を、コイル回路に供給し、モータトルクを生成し、この位相差が最初第１値を有する第１制御手段と、コイル回路に位相差を有する周期的な電圧を供給し、モータトルク及びこのモータトルクの反対トルク間のトルクを生じさせ、制御中に複数の値をとる位相差である第２制御手段と、ブリッジを整流モードにスイッチングする手段とを備えていることを特徴としている。

本発明の具体例においては、例えば少なくともスイッチ又は少なくとも１個の抵抗よりなる少なくとも１個のミキシング回路を備えることを特徴としている。

本発明によると、「モータ」動作モードは、ブリッジが（抵抗するトルクと共に）制御されるモードにより、従来の「オルタネータ」モード（ブリッジが整流器として作用する）と区別される。これは「制御されたオルタネータモード」と称される。従って、これら２つのモード間の移行は、抑制される。

従って、「モータ」動作モードから「オルタネータ」動作モードへ通過するとき、本発明によると、スイッチブリッジにより吸収される電流の減少又はバッテリ端子のピーク電圧の制限を制御することが可能である。

以下、本発明の好適な実施の形態を、添付図面を参照して詳細に説明する。しかし、この実施の形態は、本発明の単なる例示に過ぎず、何ら本発明を限定するものではない。

図１は、本発明による多相電気的回転機、例えば反転可能なオルタネータスタータタイプの電気回路の主要エレメントを示す。

この回転機は、三相ステータ１２の三相を、供給バッテリの両端子Ｂ⁺、Ｂ^-間に生成される電圧から供給するパワーブリッジ１０を備えている。

パワーブリッジ１０は、制御信号Ｃにより制御されるスイッチ（図示せず）により形成され、ステータの各巻線に、相互に１２０°シフトしている信号が流れるようにする。

制御信号Ｃは、回転機の周囲に等間隔で配置された３個のセンサ１４、１６及び１８から出力される信号Ｕ、Ｖ及びＷに基づき、電子制御モジュールにより生成される。

正確には、センサ１４〜１８から出力される信号Ｕ、Ｖ及びＷは、フェーズリードユニット３０により処理され、センサ信号Ｕ、Ｖ及びＷに対応し、かつこれらのセンサ信号に対して、進み位相δを有する3つの信号Ｕ^'、Ｖ^'及びＷ^'を出力する。

フェーズリードユニット３０で生成されたセンサ信号Ｕ^'、Ｖ^'及びＷ^'は、制御回路２０で使用され、パワーブリッジ１０の制御信号Ｃを形成する。

上述した進み位相δは、例えばセンサ信号Ｕ、Ｖ及びＷで測定される回転機の速度に依存する。この場合の進み位相δは、後述する如く、フェーズリードユニット３０内において、リアルタイムで決定される。

変形例として、図１中に破線で示す如く、進み位相量δにリンクした信号を生成する制御回路２０を設けてもよい。このようにするために、制御回路２０は、例えばマイクロコントローラ（マイクロプロセッサを含む）を備え、信号Ｕ^'、Ｖ^'及びＷ^'に基づいて、回転機の回転速度を決め、例えば動作位相等の他の状態に応じて、使用される位相差δを推定する。特定の動作速度及び動作条件に関連するオフセット値δは、例えばマイクロコントローラ内のルックアップテーブルに貯蔵されている。

この回転機が、オルタネータモードで動作しているとき、パワーブリッジ１０は、ブリッジ整流器の役割を果たし、この回転機（特にステータ１２）から、バッテリ（Ｂ⁺、Ｂ^-）へエネルギーの伝送を行う。

図２は、図１におけるフェーズリードユニット３０の詳細な構成例を示す。この例において、センサ１４、１６及び１８から出力される各信号Ｕ、Ｖ及びＷは、それぞれ、「ミキシング」回路３２、３２^'及び３２^''の第１入力に印加される。これらの具体例については後述する。

また、各ミキシング回路３２、３２^'及び３２^''は、それぞれ、第２入力から、センサが出力し、かつセンサ信号Ｕ、Ｖ及びＷに対して、それぞれ１２０°の進み位相を有し、第１入力端子に入力される信号Ｖ、Ｗ及びＵを受ける。

従って、各ミキシング回路３２、３２^'及び３２^''は、それらの第１入力に、センサ信号Ｕ、Ｖ、及びＷの１つを受け、かつ第２入力に、第１入力に入力される信号に対して１２０°の進み位相のセンサ信号Ｖ、Ｗ、及びＵを受ける。

また、各ミキシング回路３２、３２^'及び３２^''は、デュティサイクル比がαであるパルスにより形成される制御信号ＰＷＭ_αを受ける。この制御信号ＰＷＭ_αは、後述する如く、ミキシング回路３２、３２^'及び３２^''のスイッチング素子（エレメント）を制御する。

図２に示す実施の形態では、同じ制御システムＰＷＭ_αが、３つのミキサ３２、３２^'及び３２^''の全てに適用される。変形例では、各ミキシング回路に、当然ながら特別の制御信号が与えられる。

図２に示す実施の形態においては、制御信号ＰＷＭ_αは、マイクロプロセッサ３４のピンに生成され、その一部３５は、この制御信号ＰＷＭ_αの生成に寄与する（ここで、一部とは、マイクロプロセッサ３４を制御するソフトウエアの一部を意味し、変形例として、ハードワイヤードロジックで同じ機能を満足するものでもよい）。

図２から明らかな如く、マイクロプロセッサ３４は、第１ヒステリシストリガ回路３６を介して、センサ１４、１６及び１８から出力される信号Ｕ、Ｖ及びＷをも受ける。従って、受け取ったこれらの信号は、マイクロプロセッサ３４の一部３３であり、回転機の速度を決定するために使用される。

このようにして決定された回転速度情報は、マイクロプロセッサ３４で使用され、フェーズリードユニット３０により生成される進み位相を決定する。これにより、ミキシング回路３２、３２^'及び３２^''に印加される信号ＰＷＭ_αのデュティサイクル比αが決定される。

速度決定部３３で決定された速度、及びデュティサイクル比α間の関係は、（直接又は位相差δにより）、例えばルックアップテーブルの形態で、マイクロプロセッサ３４に関連するメモリにストアされる。

必要とする位相差δ（及びそれに基づき使用されるデュティサイクル比α）は、当然ながら、回転機の回転速度以外のパラメータ、例えば回転機の動作モードに依存する。この場合には、上述の如く、複数のルックアップテーブルを設け、各テーブルを、回転機の特定の動作モードに使用することも可能である。

ミキシング回路３２、３２^'及び３２^''の以下の具体的な実施の形態から判る如く、これらのミキシング回路は、信号の２つの異なるコンビネーション（組合せ）タイプを形成し、制御信号ＰＷＭ_αが高レベルか低レベルかに応じて入力として受ける。（ここで、適用可能なコンビネーションは、２つの信号の一方が０の重み付けであり、他方の信号のみが伝送される。）

２つのタイプのコンビネーション（信号Ｋ_U、Ｋ_V及びＫ_W）の交替は、各ミキシング回路３２、３２^'及び３２^''の出力から、ローパスフィルタ（低域通過フィルタ）に送られる。このローパスフィルタのカットオフ周波数は、制御信号ＰＷＭ_αの周波数（換言すると、両タイプの組合せの交替周波数）よりも低い。よって、フィルタされた信号は、両タイプの組合せを各タイプの長さで重み付けする平均化を常時行う。これは、当然ながら、制御信号ＰＷＭ_αのデュティサイクル比αに依存する。

しかし、各ローパスフィルタ３８、３８^'及び３８^''のカットオフ周波数は、信号Ｕ、Ｖ及びＷの周波数より高く、これにより、情報のこの成分が通過可能となる。従来の回転機の回転速度、及びこれによるセンサ信号の周波数（典型的には、０〜６００Ｈｚの間）に関して、例えば１０ＫＨｚのカットオフ周波数が使用され、これにより、例えば制御信号として、１３０ＫＨｚの周波数が使用可能である。

フィルタされた信号Ｆ_U、Ｆ_V及びＦ_Wが、各ローパスフィルタ３８、３８^'及び３８^''から出力される。従って、対応するミキシング回路３２、３２^'及び３２^''の入力に受けたセンサ信号の組合せは、対応するミキシング回路３２、３２^'及び３２^''の入力で受けた信号に影響され、制御信号ＰＷＭ_αのデュティサイクル比αに依存する。これにより、位相が入力信号の位相間の位相であり、かつ制御信号ＰＷＭ_αのデュティサイクル比αの変更により、調節可能である位相が得られる。

フィルタされた信号Ｆ_U、Ｆ_V及びＦ_Wは、それぞれ、対応する第２ヒステリシストリガ回路４０、４０^'及び４０^''の対応する第１入力に入力される。そして、それぞれ第２入力に平均化回路４２、及び上述したローパスフィルタ３８、３８^'及び３８^''により平均化され、かつセンサ信号Ｕ、Ｖ及びＷの平均を受ける。ヒステリシストリガ４０、４０^'及び４０^''の使用により、ミキシング回路３２、３２^'及び３２^''で生じる電圧差が取り出される。

従って、ヒステリシストリガ４０、４０^'及び４０^''の出力に、それぞれ入力センサ信号Ｕ、Ｖ及びＷに対応し、制御信号ＰＷＭ_αのデュティサイクル比αに依存する進み位相の信号Ｕ'、Ｖ^'及びＷ^''が得られる。

次に、図３は、上述した各ミキシング回路３２、３２^'及び３２^''に使用可能な第１具体例を示す。この第１具体例は、ミキシング回路３２を使用するもので、入力として信号Ｕ、及びこの信号Ｕに対して、１２０°位相が進んでいる信号Ｖを受けるが、入力として、それぞれ信号Ｖ及びＷ並びに信号Ｗ及びＵを入力することにより、ミキサ３２^'及び３２^''についても同様に適用しうる。

この具体例において、第１信号（信号Ｕ）は、抵抗Ｒ１を介して出力を形成するノードに印加され、第２信号Ｋ_U（この場合には信号Ｖ）が、抵抗Ｒ２及び制御信号ＰＷＭ_αからのコマンドでスイッチングされるスイッチＫ₀の直列回路を介して、同じノードに印加される。

よって、出力として（即ち、上述したノードにおいて）、スイッチＫ₀を開放させる制御信号ＰＷＭ_αの位相中には、センサ信号Ｕのみに依存する信号Ｋ_Uを出力する。また、出力信号Ｋ_Uは、スイッチＫ₀を閉じさせる制御信号ＰＷＭ_αの位相中には、両方の信号Ｕ及びＶに依存する（抵抗Ｒ１及びＲ２により重み付けされる）。従って、この解決策により、ローパスフィルタリングの後に、フィルタされた信号Ｆ_Uを得ることが可能である。

０と１の間で変化するデュティサイクル比αの値に対して、信号自体（α＝０の場合）から、α＝１のとき信号Ｖの値に近い位相（信号Ｕに対して位相を１２０°進めると信号Ｖ自体）を有するように、位相が変化する出力信号Ｆ_Uが得られることが分かる。この選択は、Ｒ１及びＲ２の値を適当に選定して行う（Ｒ２に対してＲ１が大きければ大きいほど、出力信号Ｆ_Uの進み位相はα＝１に対する１２０°に近づく）。

図４は、図２に示すミキシング回路３２、３２^'及び３２^''の第２具体例を示している。

上述した場合と同様に、図４は、ミキシング回路３２に適用した場合を示すが、他のミキシング回路３２^'及び３２^''についても、同様に適用可能である。

この第２具体例において、センサ信号Ｕは、抵抗Ｒ１及びスイッチＫ₁の直列回路を介して、出力を形成するノードへ伝送され、信号Ｖは、抵抗Ｒ２及びスイッチＫ₀の直列回路を介して、出力を形成するノードへ伝送される。

ここでスイッチＫ₀は、制御信号ＰＷＭ_αによりスイッチングされ、他方スイッチＫ₁は、同じ制御信号ＰＷＭ_αをインバータゲート（反転器）を介して受けるので、スイッチＫ₁とスイッチＫ₀は、相互に反対にスイッチングされる。

制御信号ＰＷＭ_αによりスイッチＫ₀が開かされる位相では、スイッチＫ₁は閉じられ、（出力形成ノードにおける）出力信号Ｋ_uはセンサ信号Ｕのみに依存する。

これに対して、制御信号ＰＷＭ_αがスイッチＫ₀を閉じさせるときは、スイッチＫ₁は開かれ、出力信号Ｋ_uは、センサ信号Ｖのみに依存する。

この解決策により、フィルタされた信号Ｆ_Uを得ることができる。

上述と同様に、デュティサイクル比αを、０及び１の間で変化することにより、信号Ｕに対して位相が０°（α＝０）、及び今回は正確に１２０°（α＝１）進んだ信号Ｆ_Uを得る。

次に、図５は、ミキシング回路の変形例を示す。このミキシング回路は、入力として、３つのセンサ信号Ｕ、Ｖ及びＷを受ける。

センサ信号Ｕは、抵抗Ｒ１を介して、出力を形成するノードへ伝送される。

センサ信号Ｖ（信号Ｕに対して１２０°進み位相である）は、抵抗Ｒ２及び第１制御信号ＰＷＭ_α1により制御される第１スイッチＫ₂の直列回路を介して、出力を形成するノードへ伝送される。

センサ信号Ｗは、同様の直列回路、即ち抵抗Ｒ３及び制御信号ＰＷＭ_α2により制御される第２スイッチＫ₃の直列回路を介して、出力を形成するノードへ伝送される。

従って、上述の如く、この出力をローパスフィルタ３８でフィルタリングすることにより、信号Ｆ_U ^'が得られる。

出力信号の進み位相は、（抵抗Ｒ１、Ｒ２及びＲ３の値により選択でき、スイッチＫ₃を閉じると、出力ノードＫ_u ^'において信号Ｕは無視可能になる）０°及び２４０°より僅かに小さい値の間で変化できる。

図６は、オルタネータスタータのモータモード、及びコイル電流がパワーブリッジのダイオードにより制御されるオルタネータモード（整流モード）間で、パワーブリッジ１０のスイッチが、常時制御回路２０により制御される制御されたオルタネータモードを通って遷移する可能な例を示す。

この遷移の初期位相では、オルタネータスタータは、モータモードで動作し、例えばそれに関連するサーマルエンジンの回転を支援する。この動作フェーズにおいて、位相差値δは、起電力に対して電圧を進み位相でトリガさせる。そこで、電流は十分に平滑化されることなく増加し、比較的高速回転でも、高いトルクを生成する。この位相差値δの初期値は、δ₀である。

例えば、６０００ｒｐｍの回転速度において、約７５°（例えば７０°と８０°の間）で最高トルクが得られた。

次に、オルタネータモードへの移行手続きは、時点Ｔ₀で開始し、例えば連続したスッテップ状に進み位相値δがδ₂になる。

この値のδ₀からδ₂への変化は、例えば１０μＳで行われ、例えば約１０の中間値を取る。初期値δ₀から進み位相δの低下により、電気的マシンにより生成されるモータトルクは低下させられる。進み位相δの値がδ₁になると、電気的マシンにより供給されるトルクはキャンセルされる。

従って、進み位相値がδ₀及びδ₁間で変化し、益々低いモータトルクを生じさせる遷移、又は移行期間のフェーズＰ₁を定めることが可能である。従って、このフェーズＰ₁はモータモードである。

既に説明した如く、進み位相δの低減は、値δ₁以下へ続き、電気的マシンが益々大きな抵抗トルクを生じる。従って、直流電流Ｉ_DCは反転し、バッテリの充電を行う。これは「制御されたオルタネータ」モードＰ₂で動作する。

ここで、６０００ｒｐｍでの回転時について検討する。直流電流Ｉ_DCの向きの変化は、ほぼ２５°（一般的には、２０°及び３０°間）の位相差δ₁で起きる。また、この場合には、０°及び−３０°間の位相差δ₂で制御されたオルタネ−タモードでの動作は安定化させられる。

従って、比較的に短時間Ｐ₆（ここでは１０μＳ）にモータタイプの動作から、オルタネ−タタイプの動作へ変化させることが可能である。このフェーズＰ₆中に、ロータの電流は維持され、トルクの低減及び反転は、直流電流Ｉ_DCの記号（極性）の変化により表される。

従って、オルタネートモード（上述した時点Ｔ₀）への変化の決定の瞬間から、直流電流Ｉ_DCの向きの変化（期間Ｐ₆）は、比較的迅速（約１０μＳ）である。これは、短期的には、車両の電気系統に供給する直流電流Ｉ₁を得ることが可能である（期間Ｐ₇）。

モータモードＰ₁及び制御されたオルタネ−タモードＰ₂において、位相差δにより、直流電流Ｉ_DCの制御を可能にすることに注目されたい（期間Ｐ₄）。

一度制御されたオルタネートモードＰ₂での動作が安定化されると（即ち、期間Ｐ₇中に示す如く、マシンがほぼ安定した電流を発生すると）、ロータは、時点Ｔ₁からの如くデフラックスされる。これは、比較的高い時定数（一般に略１００ｍＳ）でそれに流れる電流の減少に対応する。

ロータ電流Ｉ_rotorの減少は、図６に示す如く、位相差δの僅かな補正を必要とす可能性がある（ここで、位相差δの値は、制御されたオルタネ−タモードＰ₂での動作期間の終わりに僅かに減少する）。

ロータがデフラックスされると（即ち、その電流がオルタネ−タ動作のレベルに到達すると）、時点Ｔ₂で、制御回路２０により、パワーブリッジ１０の制御を中止することが可能である。これにより、マシンは、一般のオルタネ−タとして、整流モードで動作する。即ち、オルタネ−タモードＰ₃では、コイルの状態が、パワーブリッジのダイオードで制御される。その場合、直流電流Ｉ_DCは、位相差δではなく、ロータ電流Ｉ_rotor（期間Ｐ₅）に依存する。

時点Ｔ２は、例えば時点Ｔ₁の後に予め決定した１００ｍＳであり、オルタネートモードＰ₃へ移行する前に、十分にリフラックシングを可能にする。

上述した例における移行において、ロータのリフラックシングは、時点Ｔ₁に開始し、その後、制御されたオルタネートモードＰ₂となり、直流電流Ｉ_DCの記号（極性）は変化する。変形例として、ロータを更に早くデフラックスさせてもよい。即ち、例えば移行フェーズが時点Ｐ₀で、トリガされると直ちにデフラックスさせてもよい。

以上、本発明の好適な実施の形態について説明した。しかし、この実施の形態は、単に本発明の理解を助けるためのものであり、何ら本発明を限定するものではなく、当業者であれば、本発明の要旨や精神を逸脱することなく、上述した実施の形態に基づき種々の変形変更が可能であることは言うまでもない。

本発明による反転可能な多相電気的回転機の全体構成を示すブロック図である。 図１に示す多相電気的回転機のフェーズリードユニットの詳細構成を示すブロック図である。 図２中のミキシング回路の第１具体例を示すブロック図である。 図２中のミキシング回路の第２具体例を示すブロック図である。 図２に示すミキシング回路の変形例を示すブロック図である。 本発明による反転可能な多相電気的回転機のモータモードからオルタネ-タモードへの移行を示す説明図である。

符号の説明

１０ パワーブリッジ
１２ 三相ステータ
１４〜１８ センサ
２０ 制御回路
３０ フェーズリードユニット
３２ ミキシング回路
３４ マイクロプロセッサ
３６、４０ ヒステリシストリガ回路
３８、４３ ローパスフィルタ
４２ 平均化回路
Ｋ₀〜Ｋ₃ スイッチ
Ｒ₁〜Ｒ₃ 抵抗
Ｕ、Ｖ、Ｗ センサ信号

Claims (14)

1. 少なくとも１個のコイル回路（１２）に、スイッチブリッジ（１０）を介して電力が供給される反転可能な多相電気的回転機の制御方法であって、
   −前記コイル回路（１２）に誘起される起電力に対して、最初第１値（δ₀）である位相差（δ）を有する周期的電圧を前記コイル回路へ送り、モータトルクを生じさせる前記スイッチブリッジ（１０）の制御ステップ（Ｐ₁）と、
   −制御中に複数の値をとる前記位相差（δ）を有する周期的電圧を前記コイル回路（１２）へ送り、前記モータトルク及びこのモータトルクと反対のモータトルク間のトルクを生じさせる前記スイッチブリッジ（１０）の制御ステップ（Ｐ₂）と、
   −前記スイッチブリッジ（１０）を整流モードにスイッチングするステップ（Ｔ₂）とを備えることを特徴とする反転可能な多相電気的回転機の制御方法。
2. 送られる電圧の位相差（δ）は、第１位相差（δ₀）及び第２位相差（δ₂）の間で、時間的に減少する複数の値をとっていることを特徴とする請求項１に記載の制御方法。
3. 前記第１位相差（δ₀）の使用、及び前記第２位相差（δ₂）の使用は、１μＳ〜１００μＳの間で、時間的に離れていることを特徴とする請求項１又は２に記載の制御方法。
4. 前記誘導電流（Ｉ_rotor）を低減するステップ（Ｔ₁）が、前記スイッチブリッジを第２位相差で制御するステップ（Ｐ₂）、及び前記スイッチブリッジを整流モードにスイッチングするステップ（Ｔ₂）の間にあることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の制御方法。
5. モータトルクの発生中に、前記誘導電流を低減するステップを備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の制御方法。
6. 前記スイッチングステップ（Ｔ₂）は、前記低減ステップの１０ｍＳ以上の後に続くことを特徴とする請求項４又は５に記載の制御方法。
7. 前記スイッチングするステップ（Ｔ₂）は、前記低減ステップ（Ｔ₁）の０．５Ｓ未満の後に続いていることを特徴とする請求項４〜６のいずれか１つに記載の制御方法。
8. 前記回転機の回転速度は、上述した全てのステップ中において、実質的に一定であることを特徴とする請求項１〜７のいずれか１つに記載の制御方法。
9. 前記反対極性のトルクは、整流モードにおいて、前記回転機に加えられるトルクとほぼ等しいことを特徴とする請求項１〜８のいずれか１つに記載の制御方法。
10. 前記位相差（δ）は、第１及び第２位相オフセットの間で、順次階段的に減少していることを特徴とする請求項２に記載の制御方法。
11. 少なくとも１個のコイル回路（１２）が、スイッチブリッジ（１０）を介して供給される反転可能な多相電気的回転機において、
    −前記スイッチブリッジ（１０）を制御して、前記コイル回路（１２）の起電力に対して初期値（δ₀）の位相差（δ）を有する周期的電圧を、前記コイル回路へ送り、モータトルクを生じさせる第１手段と、
    −前記スイッチブリッジ（１０）を制御して、前記モータトルク及びこのモータトルクと反対のモータトルク間のトルクを生じさせる複数の値をとる第２位相差（δ₂）の周期的電圧を、前記コイル回路（１２）に送る第２手段と、
    −前記スイッチブリッジ（１０）を整流モードにスイッチングする手段
    とを備えることを特徴とする反転可能な多相電気的回転機。
12. 少なくとも１個のミキシング回路（３２）を備えることを特徴とする請求項１１に記載の反転可能な多相電気的回転機。
13. 前記ミキシング回路は、少なくとも１個のスイッチを備えることを特徴とする請求項１２に記載の反転可能な多相電気的回転機。
14. 前記ミキシング回路は、少なくとも１個の抵抗を備えることを特徴とする請求項１２又は１３に記載の反転可能な多相電気的回転機。

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