CN101385233A

CN101385233A - 控制多相旋转电机的方法

Info

Publication number: CN101385233A
Application number: CNA2007800060570A
Authority: CN
Inventors: 朱利恩·马斯法劳德; 休格斯·多芬; 法鲁克·布德杰梅
Original assignee: Valeo Equipements Electriques Moteur SAS
Current assignee: Valeo Equipements Electriques Moteur SAS
Priority date: 2006-01-20
Filing date: 2007-01-05
Publication date: 2009-03-11
Anticipated expiration: 2027-01-05
Also published as: FR2896637A1; WO2007083049A3; ES2433682T3; JP2009524390A; EP1974457A2; CN101385233B; WO2007083049A2; FR2896637B1; US7923949B2; EP1974457B1; BRPI0706567A2; US20100164415A1

Abstract

本发明涉及一种控制可逆多相旋转电机的方法，其中，通过开关桥向至少一个线圈电路供电，其特征在于其包括以下步骤：控制(P₁)该桥向线圈电路传递相对于在所述线圈电路中感应的电动势具有相位偏移(δ)的周期电压，从而产生工作转矩，该相位偏移初始具有第一值(δ₀)；控制(P₂)该桥向所述线圈电路传递具有所述相位偏移(δ)的周期电压，所述相位偏移(δ)产生位于所述工作转矩与所述工作转矩的相反转矩之间的转矩，在该控制期间，该相位偏移取多个值；将该桥转(T₂)到整流模式。

Description

控制多相旋转电机的方法

技术领域

本发明涉及一种控制可逆多相旋转电机的方法，例如交流发电机起动器，在该可逆多相旋转电机中，通过开关桥向至少一个线圈电路供电。

背景技术

旋转电机传统上包括转子和定子。在这些元件之一中流过直流电流，并且因此产生相对于该元件固定取向的恒定磁场。另一元件包括多个在角度上隔开的不同的绕组，在每个绕组中流过在相位上相对于其它绕组的电流相位有偏移的电流，从而建立旋转磁场。第一元件的固定取向磁场与第二元件的旋转磁场的共存使得这些元件相对于彼此旋转，也就是说，转子相对于定子旋转。

通常通过由功率开关(通常，二极管与功率晶体管相关联地)形成的桥，将不同电流注入多相元件的绕组中。

通常，由电子模块控制该功率桥，该电子模块确定所述开关的断开和闭合时间，并且因此控制流过各绕组的电流的相位。

为了确定开关控制时间，该电子模块通常使用表示转子相对于定子的位置的信号，例如有规则地分布在旋转电机的圆周上的位置传感器，每个位置传感器发出处于转子的旋转频率的周期信号，并且这些周期信号在相位上相对于彼此有偏移。

在旋转电机逆向运行的情况下，在功率桥在整流模式下工作期间，功率桥实现桥式整流器的作用，其对应于电机的交流发电机型机能。

为了在较宽的旋转速度范围上接近最优转矩的目的，文献WO2004/100351提出通过加权与相加来处理从传感器发出的信号，具体地，利用由电容器和电阻器组成的模拟电路，其使得可以实现相位偏移在整个旋转速度范围上连续变化。

利用此类解决方案，对于高旋转速度，可以提供恒定(consistent)转矩，例如，可以用于在机动车加速阶段期间辅助热引擎(thermal engine)。

然而，当在这些条件下直接切换到以交流发电机模式起作用时，例如，在机动车的加速阶段结束时，在没有特别防范的情况下，施加到功率桥上的电动势造成网络上的高输出，其被证明在高旋转速度下是不可接受的。

因此，在返回交流发电机模式之前，需要等待直流电流充分减小(该电流所流过部分的“去磁通(defluxing)”，该部分即通常为转子)，并且模式改变因此依赖于去磁通时间常数，这是不希望的。

发明内容

具体地，为了避免这些问题，本发明提出了一种控制可逆多相旋转电机的方法，其中，通过开关桥向至少一个线圈电路供电，其特征在于以下步骤:

-控制该桥以便向线圈电路传递相对于在所述线圈电路中感应的电动势(electromotive force)具有相位差的周期电压，从而产生电动机转矩，该相位差初始具有第一值；

-控制该桥以便向所述线圈电路传递具有所述相位差的周期电压，使得产生位于所述电动机转矩与所述电动机转矩的相反转矩之间的转矩，在该控制期间，该相位差取多个值；

-将该桥切换到整流模式。

因此，通过(利用抗转矩resisting torque)控制该桥的模式将“电动机”运行模式与传统的“交流发电机”模式(该桥充当为整流器)分离开，因此，该模式可以被称为“受控交流发电机模式”。因此，减弱了两个模式之间的转换。

因此，本发明使得在从“电动机”运行模式过渡到“交流发电机”运行模式时，可以控制降低开关桥吸收的电流和/或限制电池端子处的电压峰。

根据非限制性实施例，根据本发明的设备可以包括一个或多个以下特性:

所传递的电压的相位差可以取随着时间变化在第一相位差值和第二相位差值之间减小的多个值，这使得可以逐步地改变转矩，并且也减弱了两个模式之间的转换。

通过介于1μs和100μs之间的时间将第一相位差的使用和第二相位差的使用隔开。因此，非常快速地发生到受控交流发电机模式的改变(具体地与上述去磁通时间相比)。

感应电流降低步骤例如位于利用第二相位差控制该桥的步骤和将该桥切换到整流模式的步骤之间。因此，很好地控制了受控交流发电机模式下的机能。

根据另一设计可能性，在产生电动机转矩时启动减小感应电流的步骤。该解决方案使得可以限制受控交流发电机模式的持续时间。

切换步骤可以比减小步骤晚多于10ms，以便从去磁通现象部分受益。

然而，切换步骤优选地比减小步骤晚少于0.5s，其允许比包括等待完全回流(refluxing)的传统解决方案更快的切换。

在前述所有步骤期间，旋转电机的旋转速度通常(但不必须)基本恒定。

此外，可以规定所述相反符号的转矩近似等于旋转电机在整流模式下发出的转矩，其进一步限制暂态现象。

本发明还提出一种可逆多相旋转电机，其中，通过开关桥可以向至少一个线圈电路供电，其特征在于:第一部件，其控制该桥向线圈电路发出相对于所述线圈电路中的电动势具有相位差的周期电压，从而产生电动机转矩，该相位差初始具有第一值；第二部件，其控制该桥向所述线圈电路发出具有如下相位差的周期电压，该相位差使得产生位于所述电动机转矩和所述电动机转矩的相反转矩之间的转矩，在此控制期间，该相位差取多个值；以及用于将该桥切换到整流模式的部件。

在本发明的示例实施例中，电机包括至少一个混合电路，该混合电路包括例如至少一个开关和/或至少一个电阻器。

附图说明

按照以下参照附图给出的描述，本发明的其它特点和优点将显现出来，在附图中:

图1示出多相旋转电机的电路元件；

图2示出图1的相位超前单元的实施例；

图3和图4示出图2的混合电路的可能实施例；

图5示出混合电路的变型实施例；

图6示出根据本发明教导的从电动机模式到交流发电机模式的切换的示例。

具体实施方式

图1示出了多相旋转电机(例如可逆的交流发电机起动器类型)的电路的主要元件。

此类电机包括功率桥10，该功率桥依据在供电电池的两个端子B⁺、B^-之间产生的电压向三相定子12的三相供电。

功率桥10由开关(未示出)构成，开关由控制信号C控制，从而使得流过定子的各个绕组的信号相对于彼此偏移120°。

控制信号C由电子控制模块基于信号U、V、W产生，该信号U、V、W从均匀地分布在旋转电机圆周上的三个线性传感器14、16、18发出。

准确地，从传感器发出的信号U、V、W被相位超前单元30处理，该相位超前单元30传递对应于传感器信号U、V、W且相对于传感器信号U、V、W相位超前δ的三个信号U’、V’、W’。

由相位超前单元30产生的信号U’、V’、W’被控制电路20用来形成功率桥10的控制信号C。

上述相位超前δ依赖于例如利用传感器信号U、V、W所测量的电机速度。在此情况下，可以如下所述地在相位超前单元30内实时确定相位超前δ。

在一变型中，可以规定控制电路20产生与相位超前值δ有关的信号，如图1中的虚线所示的。为此，控制电路包括例如微控制器(包括微处理器)，其基于信号U’、V’、W’确定电机的旋转速度，并且由此推导出要使用的相位偏移δ，还可能取决于其它条件，诸如运行阶段。将与给定速度和给定运行条件相关联的偏移值δ例如以查找表的形式存储在微控制器中。

当电机工作在交流发电机模式时，功率桥10实现桥式整流器的作用，其将来自电机(具体地来自定子12)的能量传送到电池(端子B⁺、B^-)。

图2示出可被设计用于相位超前单元30的实施例。

在该实施例中，将从传感器14、16、18发出的每个信号U、V、W施加到所谓的“混合”电路(分别为32、32’、32”)的第一输入端，下文中将给出其示例实施例。

每个混合电路32、32’、32”还在第二输入端接收从传感器发出的且相对于在其第一输入端接收的传感器信号U、V、W具有120°相位超前的信号V、W、U。

每个混合电路32、32’、32”在其第一输入端接收传感器信号U、V、W之一，且在其第二输入端接收相对于在第一输入端接收的传感器信号相位超前120°的传感器信号V、W、U。

每个混合电路32、32’、32”还接收由具有占空比α的脉冲形成的控制信号PWM_α。控制信号PWM_α如下所述地控制混合电路32、32’、32”的开关元件。

在图2所示的实施例中，将相同的控制信号PWM_α施加到全部的三个混合电路32、32’、32”。在一变型中，自然可以为每个混合电路提供专用的控制信号。

在图2所示的实施例中，在微处理器34的引脚上产生控制信号PWM_α，该微处理器34的部分35专用于产生该控制信号PWM_α(部分在这里意味着控制微处理器34的软件的一部分；在一变型中，可以设计以硬件逻辑实现相同功能)。

如可从图2看出的，微处理器34还通过第一滞环触发电路36接收从传感器14、16、18发出的信号U、V、W。如此接收的信号用于微处理器34的、专用于确定旋转电机的速度的部分33。

如此确定的旋转速度信息具体地被用于微处理器34中，以确定要由相位超前单元30产生的相位超前，根据该相位超前来确定要施加到混合电路32、32’、32”的信号PWM_α的占空比α。

速度确定部分33确定的速度与占空比α之间的关系(直接地或者借助于相位差δ地)例如以查找表的形式存储在与微处理器34相关联的存储器中。

所期望的相位差δ(以及因此所使用的占空比α)自然可取决于除旋转电机的旋转速度之外的其它参数，例如，旋转电机的运行模式。在此情况下，可以提供如上所述的几个查找表，每个表用于旋转电机的一特定运行模式。

在下文中依据混合电路32、32’、32”的示例实施例可以看出:取决于控制信号PWM_α是高电平还是低电平，混合电路32、32’、32”形成它们作为输入接收的信号的两种不同类型的组合。(这里，如果可用组合意味着其中两个信号之一具有零权重的组合，则也就是说仅传输另一信号)

在每个混合电路32、32’、32”的输出端交替发出两种类型的组合(信号K_u、K_v、K_w)以用于低通滤波器，该低通滤波器的截止频率低于控制信号PWM_α的频率(也就是说，两种类型的组合的交替频率)，从而经过滤波的信号总是形成被每种类型的组合的持续时间加权的两种类型的组合的平均，其自然取决于控制信号PWM_α的占空比α。

然而，每个低通滤波器38、38’、38”的截止频率高于信号U、V、W的频率，从而允许该信息分量通过。依据旋转电机的常规旋转速度以及由此产生的传感器信号的频率(典型地介于0和600Hz之间)，例如使用10kHz的截止频率，这使得对于控制信号还可以使用例如130kHz的频率。

因此，由每个低通滤波器38、38’、38”发出的经过滤波的信号F_u、F_v、F_w是在对应混合电路32、32’、32”的输入端接收的传感器信号的组合，其中，在对应混合电路32、32’、32”的输入端接收的每个信号的影响取决于控制信号PWM_α的占空比α。这样，获得了其相位位于各输入信号的相位之间并且可由控制信号PWM_α的占空比α的修改而调节的信号。

分别将经过滤波的信号F_u、F_v、F_w施加到第二对应滞环触发电路40、40’、40”的第一输入端，滞环触发电路40、40’、40”每一个在第二输入端接收由平均电路42以及由与前述低通滤波器38、38’、38”类型相同的低通滤波器43确定的传感器信号U、V、W的平均。通过使用滞环触发电路40、40’、40”，在混合电路32、32’、32”中产生的电压差被免除。

因此，在滞环触发电路40、40’、40”的输出端获得具有相位超前的、分别对应于输入传感器信号U、V、W的信号U’、V’、W’，其中该相位超前依赖于控制信号PWM_α的占空比α。

图3示出可被设计来用于上述混合电路32、32’、32”的每一个的第一示例。该示例被表达为使用混合电路32(其接收信号U以及相对于信号U相位超前120°的信号V作为输入)，但通过分别将信号V和W以及信号W和U施加为输入，其同样应用于混合电路32’、32”。

在该示例实施例中，第一信号(这里，信号U)通过电阻器R1被施加到形成输出K_u的节点，而第二信号(这里，信号V)通过电阻器R2和开关K_o的串联连接被施加到该相同节点，其中开关K_o依据来自控制信号PWM_α的命令进行开关。

因此，获得信号K_u作为输出(也就是说在前述节点处)，在驱动开关K_o断开的控制信号PWM_α的相位期间，该信号K_u仅依赖于传感器信号U，而在使得开关K_o闭合的控制信号PWM_α的相位期间，该输出信号K_u依赖于信号U和V两者(还根据电阻器R1和R2加权的信号U和V)。该解决方案因此使得在低通滤波之后可以获得经过滤波的信号F_u。

因此可以清楚地看出:对于在0和1之间变化的占空比α的值，通过为R1和R2选择适当的值(R1相对于R2越大，对于α＝1而言，F_u的相位超前就越接近120°)，来获得其相位在信号U自身的相位(当α＝0时)和接近于信号V的相位(其自身相对于信号U相位超前120°)的相位(当α＝1时)之间变化的输出信号F_u。

图4示出了用于图2的混合电路32、32’、32”的第二示例实施例。

如之前的，所述示例应用于混合电路32，但也可同样应用于混合电路32’、32”。

在该第二示例中，通过电阻器R1和开关K₁的串联连接将传感器信号U传输到形成输出端的节点，而通过电阻器R2和开关K₀的串联连接将传感器信号V传输到形成输出端的节点。

开关K₀根据控制信号PWM_α进行开关，而开关K₁通过反相器门接收相同控制信号PWM_α，从而开关K₁与开关K₀相反地进行开关。

在控制信号PWM_α使得开关K₀断开的相位下，该控制信号PWM_α因此使得开关K₁闭合，从而(在形成输出端的节点处的)输出信号K_u仅取决于传感器信号U。

相反，当控制信号PWM_α使得开关K₀闭合时，其也使得开关K₁断开，从而输出信号K_u仅取决于传感器信号V。

该解决方案使得可以获得经过滤波的信号F_u。

如之前的，通过在0和1之间改变占空比α，获得信号F_u相对于信号U的、在0°(对于α＝0)和此时精确地120°(α＝1)之间可变的相位超前。

图5示出了混合电路的变型实施例，根据该变型实施例，混合电路接收三个传感器信号U、V、W作为输入。

通过电阻器R1将传感器信号U传输到形成输出端的节点。

通过电阻器R2和受第一控制信号PWM_α1控制的第一开关K₂的串联连接将传感器信号V(相对于信号U相位超前120°)传输到形成输出端的节点。

对于传感器信号W，通过相同类型(即电阻器R3和受控制信号PWM_α2控制的第二开关K₃)的串联连接将其传输到形成输出端的节点。

因此，如之前所述的在低通滤波之后获得信号F_u。

因此，(选择电阻器R1、R2、R3的电阻等级，使得当开关K₃闭合时在输出节点K’_u上可忽略信号U)输出端处的信号的相位超前可以在0°和稍小于240°的值之间变化。

图6示出经过受控交流发电机模式的、交流发电机起动器的电动机模式和交流发电机模式之间的转换的实施方式的可能示例，在所述交流发电机模式中，线圈电流受功率桥的二极管控制(整流模式)，在所述受控交流发电机模式中，功率桥10的开关总是受控制电路20控制。

在该转换的开始阶段，交流发电机起动器工作在电动机模式下，例如用于辅助与其相关联的热引擎的旋转。在此工作阶段中，相位差值δ允许触发该电压相对于电动势的相位超前，从而电流可以充分增加而不会被抑制，并且因此甚至在相对高旋转速度时也产生高转矩。该相位差值初始为δ₀。

例如，对于6000转/分的旋转速度，75°左右(例如，在70°和80°之间)的相位超前δ获得最大转矩。

然后，到交流发电机模式的转换的进程在时间T₀处以相位超前值δ到值δ₂的减小开始，例如以连续步阶的形式减小。

值从δ₀到δ₂的变化在例如10μs的时段上发生，经过例如大约十个中间值。相位超前δ从初始值δ₀减小造成由电机产生的电动机转矩的降低，直到相位超前达到值δ₁，在该值δ₁处，电机供应的转矩被抵消。

因此，可以定义转换的阶段P₁，在该阶段期间，相位超前值在δ₀和δ₁之间变化，并且该阶段因此允许产生越来越低的电动机转矩:因此阶段P₁可以被称为电动机模式。

如已经提及的，在值δ₁以下，相位超前δ继续减小，从而电机产生越来越大的抗转矩:因此直流电流I_DC反向且造成电池充电:这因此工作在“受控交流发电机”模式P₂。

在这里研究的以6000转/分旋转的情况下，对于25°左右(通常，在20°和30°之间)的相位差δ₁，出现直流电流I_DC的方向改变。在此情况下，还可以在0°和-30°之间的相位差值δ₂处稳定受控交流发电机模式下的机能。

因此，可以在相对短的时间P₆(这里10μs)上从电动机型的机能改变为交流发电机型的机能。在该阶段P₆期间，已经维持了转子电流，通过直流电流I_DC的符号改变表现出转矩的降低以及接下来转矩的反向。

因此，从决定改变到交流发电机模式的时刻起(上述时刻T₀)，直流电流I_DC的方向改变(时段P₆)相当快，大约10μs，这使得可以在短期运行中获得可用于给机动车的电气系统供电的直流电流I₁(时段P₇)。

可以注意到，在电动机模式P₁中和在受控交流发电机模式P₂中，相位差δ使得可以控制直流电流I_DC(时段P₄)。

一旦稳定了受控交流发电机模式P₂下的机能(也就是说，电机产生如时段P₇上所示的近似稳定的电流)，从时刻T₁开始转子被去磁通，其对应于以相当高的时间常数(通常100ms左右)减小其中的电流。

转子中电流I_rotor的减小可能需要如图6所示地稍微校正相位差δ(其中，在以受控交流发电机模式P₂工作时段的结尾处，δ的值稍微降低)。

当转子被去磁通时，也就是说其中电流达到应当处于交流发电机机能的电平时，在时刻T₂处可以通过控制电路20终止功率桥10的控制，从而电机工作为整流模式下的传统的交流发电机:这是交流发电机模式P₃，其中线圈导电受功率桥的二极管的控制。然后，直流电流I_DC依赖于转子电流I_rotor(时段P₅)，而不是依赖于相位差δ。

时刻T₂例如被规定为在时刻T₁后100ms，从而允许在进入交流发电机模式P₃之前的充分回流(refulxing)。

在已经描述的示例转换中，在进入受控发电机模式P₂(伴随有直流电流I_DC的符号改变)之后，在时刻T₁处出现转子的回流。在一变型中，转子可以较快地去磁通，即，例如一在时刻P₀处触发转换阶段就去磁通。

上面示例仅呈现了本发明的可能实施例，但是本发明不限于此。

Claims

1.一种控制可逆多相旋转电机的方法，其中，通过开关桥(10)向至少一个线圈电路(12)供电，其特征在于以下步骤:

-控制(P₁)该桥(10)以便向线圈电路(12)传递相对于在所述线圈电路中感应的电动势具有相位差(δ)的周期电压，从而产生电动机转矩，该相位差初始具有第一值(δ₀)；

-控制(P₂)该桥(10)以便向所述线圈电路(12)传递具有所述相位差(δ)的周期电压，所述相位差(δ)使得产生位于所述电动机转矩与所述电动机转矩的相反转矩之间的转矩，在该控制期间，该相位差取多个值；

-将该桥(10)切换(T₂)到整流模式。

2.如权利要求1所述的控制方法，其特征在于:所传递的电压的相位差(δ)取随着时间变化在第一相位差值(δ₀)和第二相位差值(δ₂)之间减小的多个值。

3.如权利要求1或2所述的控制方法，其特征在于:通过介于1μs和100μs之间的时间将第一相位差(δ₀)的使用和第二相位差(δ₂)的使用隔开

4.如之前权利要求之一所述的控制方法，其特征在于:减小感应电流(I_rotor)的步骤(T₁)，所述减小步骤位于利用第二相位差控制所述桥的步骤(P₂)和将所述桥切换到整流模式的步骤(T₂)之间。

5.如权利要求1至3之一所述的方法，其特征在于:在产生电动机转矩时启动减小感应电流的步骤。

6.如权利要求4或5所述的方法，其特征在于:切换步骤(T₂)比减小步骤(T₁)晚多于10ms。

7.如权利要求4至6之一所述的方法，其特征在于:切换步骤(T₂)比减小步骤(T₁)晚少于0.5s。

8.如之前权利要求之一所述的方法，其特征在于:在前述所有步骤期间，旋转电机的旋转速度基本恒定。

9.如之前权利要求之一所述的方法，其特征在于:所述相反符号的转矩近似等于旋转电机在整流模式下发出的转矩。

10.如权利要求2所述的方法，其特征在于如下事实:相位差(δ)在第一相位偏移值和第二相位偏移值之间以连续步阶形式减小。

11.一种可逆多相旋转电机，其中，通过开关桥(10)能够向至少一个线圈电路(12)供电，其特征在于:

-第一部件，其控制该桥(10)以便向线圈电路(12)发出相对于所述线圈电路中的电动势具有相位差(δ)的周期电压，从而产生电动机转矩，该相位差初始具有第一值(δ₀)；

-第二部件，其控制该桥(10)以便向所述线圈电路(12)发出具有第二相位差(δ₂)的周期电压，该第二相位差(δ₂)使得产生位于所述电动机转矩和所述电动机转矩的相反转矩之间的转矩，在此控制期间，该相位差取多个值；以及

-用于将该桥(10)切换到整流模式的部件。

12.如前一权利要求所述的电机，其特征在于如下事实:其包括至少一个混合电路(32)。

13.如前一权利要求所述的电机，其特征在于如下事实:该混合电路包括至少一个开关。

14.如前两项权利要求之一所述的电机，其特征在于如下事实:该混合电路包括至少一个电阻器。