CN101790838A - 驱动电力变频器的方法及相关装置 - Google Patents

Abstract

提出一种按照周期性换向模型驱动变频器(4)的方法。在该换向模型的范围内，在方法上在正弦换向区域(21)和方波换向区域之间设置一个过渡区域(25)，其中由变频器(4)输出的相电压(<U_L1>)对于每半周期(P1，P2)的第一部分区段(t1)按照方波换向方法进行时间上恒定的调节，而对于该半周期(P1，P2)的第二部分区段(t2，t3)按照正弦换向方法进行时间上可变的调节。一种适宜于执行该方法的装置(5)包括控制单元(6)，控制单元(6)被构造用以按照上述方法产生变频器(4)用的开关信号(PWM)。

Description

驱动电力变频器的方法及相关装置

技术领域

本发明涉及电力变频器的驱动方法，如特别是该变频器用来向电动机的电动机相提供驱动电流。本发明还涉及为实施该方法而构造的装置。

背景技术

一般把向电动机的电动机相通以驱动电流称为换向。现代的所谓无刷电动机一般都以电子方法借助变频器电路(在下文中简称为变频器)进行换向。这样的变频器具有其数目对应于电动机相的数目的、连接成中间电路中的半桥。每个半桥都有两个串联的电功率开关，例如，采取MosFet或IGBT的形式，所属电动机相相应地接在两个功率开关之间。功率开关(通常由软件控制)由电子开关信号驱动，其由此确定换向的类型和方法。在这方面人们区分不同的常用换向模型，特别是所谓正弦换向和所谓方波换向(Block-Kommutierung)。正弦换向时变频器的功率开关被驱动，使得在电动机旋转时从变频器向电动机相馈入的相电压随时间的变化过程基本上遵循正弦波形。与此相反，在方波换向情况下，变频器的功率开关被这样驱动，使得变频器输出基本上呈矩形变化的相电压。因此，在方波换向的情况下，相电压基本上在离散的电压值之间跳跃地变换。

纯正弦换向时，当相电压的振幅达到中间电路电压的量值时，要传输到电动机的驱动功率则达到最大值。在这种情况下，为能进一步提高功率，亦即，为了使电动机以大于100％纯正弦功率运行，现代变频器有时可以从正弦换向切换到方波换向。但是在正弦换向和方波换向之间切换时，通常会发生由电动机产生的驱动转矩的转矩跳跃，所述转矩跳跃伴随产生相电流的突然变化。转矩跳跃通常会导致电动机所驱动的运动过程发生急剧改变，这(视电动机的应用范围而定)可能造成干扰或者甚至破坏性作用。由于相电流中的相应的跳跃，在变频器内部会短期出现过电流峰，在不利的环境下这可能导致变频器的关断。

发明内容

本发明的任务在于，提出一种面对此背景加以改善的变频器驱动方法。本发明的任务还在于，提出一种特别适宜于执行该方法的装置。

在方法方面，按照本发明，该任务用权利要求1的特征解决。据此规定，在该周期性换向模型的范围内，在正弦换向区域和方波换向区域之间设置一个过渡区域，在该过渡区域中，对于换向模型的每个半周期的第一部分区段按照方波换向类型恒定地调节由变频器输出的相电压，而对于该半周期的第二部分按照正弦换向类型变化地调节由变频器输出的相电压。

“换向模型(Kommutierungsmuster)”这一概念一般地理解为变频器的确定驱动类型，就是说向变频器输出的开关信号的确定的形态，基于此，变频器所输出的相电压取确定的随时间而变化的曲线。换向模型是周期性的，因此包括多个彼此相继的时间区段(周期)，在这些时间区段中该换向模型以相同或相似的方式重复。在这里换向模型的周期对应于由变频器在电动机中产生的旋转磁场的一转。“正弦换向区域”，“方波换向区域”和“过渡区域”的概念与换向模型的时间区段相联系，在这些时间区段中换向模型具有统一的表现特征的特性。这样，在正弦换向区域内相电压在时间上呈正弦波形，在方波换向区域内按矩形脉冲模式变化。在正弦换向情况下，按常规该周期从正弦波形相电压正半波的起点开始，亦即，在相电压在正方向上超过振幅平均值的点上开始。在方波换向情况下，按常规该周期同样在起动正半波、亦即起动换向模型的正驱动相位时开始。相应地，对于过渡区域，周期的开始确定在过渡换向模型的正半波的开始上。在这个意义上，相应换向模型的正或负半波称为半周期。

采用该方法，由于避免了电动机所产生的驱动转矩和相关相电流的急剧变化，使正弦换向和方波换向之间得以基本上连续的过渡。相应地也避免了由电动机驱动的运动过程或变频器上这样的急剧变化的负面作用。

在该方法的第一变型方案中，第一部分区段的持续时间按照一个调节量被改变，该调节量对于由变频器所驱动的电动机的要调节的电动机功率是特征性的。这个调节量尤其标准化在100％的纯正弦功率上。

在该方法的一个替代变型方案中，按照电动机功率，离散地进行在正弦换向和方波换向之间的切换。但是，这两个换向形式之间的过渡在时间上不是突然进行的，而是各自通过中间接入的过渡区域，在实现该方法时始终在时间上短暂地采用过渡区域。这时，第一部分区段的持续时间(与该半周期持续时间的关系)按照一个预先给定的时间相关性或者根据所谓的换向角而改变。

这样在从正弦换向区域向紧随的方波换向区域过渡的情况下，第一部分区段的持续时间与第二部分区段有关地逐渐延长。附加地或者可替换地，在从方波换向区域向紧随的正弦换向区域过渡情况下，第一部分区段的持续时间逐渐缩短。

在该方法的一个有利的实施方式中，第一部分区段相对于第二部分区段在时间上居中地被设置。其结果是，在过渡区域中具有方波形恒定的相电压的时间区段总是被安排在纯正弦换向情况下相电压处于最小值或最大值的换向模型位置上。由此实现：该过渡换向模型特别是在过渡区域的与正弦换向区域相邻接的边沿上，尽可能与纯正弦换向相应的换向模型相平衡。从纯正弦换向到过渡区域的切换用这样的方法特别连续地进行。

为了驱动变频器而向它提供的开关信号最好是脉宽调制的，因此包含按照固定的周期持续时间被提供时钟的一系列脉冲和设置在其间的脉冲空缺，其中该信号通过可变地调节脉冲(在时间上的)脉宽来被调制。在该方法的这种实施中，该开关信号被称为PWM-信号。若变频器基于脉宽调制地被驱动，则上述相电压通过瞬间相电压在PWM-信号的周期持续时间上形成的平均值来给出。该有效相电压总是与脉宽成比例。

在本方法的一个可以特别简单地实现的设计方案中，第一部分区段的延长或缩短是通过改变预先给定的脉冲锁定/脉冲丢弃(pulse-locking/pulse-dropping，PLPD)时间进行的。由此，本身主要也在传统驱动方法的范围内设置的脉冲锁定/脉冲丢弃(PLPD)函数(与这样的函数的实际的使用目的相反)可以被用于在过渡区域形成换向模型。由此，按照本发明的方法，只需稍微改变已知的驱动算法(因此无需较大的开发费用)即可实现。

附加地或者作为可替换方案，PLPD-函数还适宜于产生方波换向区域中的开关信号，即可以利用来实现纯方波换向。为了产生方波换向，这里简单地把预先给定的PLPD-时间设置为PWM信号的周期持续时间。

在本方法的一个特别节省资源、亦即在计算消耗上要求特别低的实施方案中，第一部分区段的持续时间不是连续地变化的，而是以量化的方式根据一个预先给定的等级来变化的。由此，特别是省去了在该方法的迭代执行时总是必须重新算出第一部分区段的持续时间的必要性。

在装置方面，按照本发明，上述任务通过权利要求10的特征解决。按此该装置包括一个在电路和/或编程技术上按照上述方法为产生开关信号而构造的控制单元。该控制单元特别是微控制器，其中以软件形式实现执行该方法的控制逻辑。

附图说明

现将参照附图更详细地描述本发明的实施例。附图中：

图1在粗略地示意的简化电路图中示出前面接有变频器的电动机以及用于驱动该变频器的装置；

图2在示意图中示例性示出该电动机一个相，其相对于时间或相对于所谓的换向角绘出在正弦换向情况下在PWM周期持续时间上取平均的相电压；

图3以更详细的表示形式示出按照图2的示图的时间区段III；

图4以相应于图2的表示形式示出方波换向情况下相电压的变化曲线；

图5借助5个彼此重叠安排的按照图2的示图示出了正弦换向和方波换向之间的过渡，其中过渡区域中相电压变化曲线的形状是根据表现电动机期望功率的特性的量来确定的；以及

图6以按照图2的表示形式示出在正弦换向和方波换向之间的、可替换的过渡，其中在相应的过渡区域中相电压变化曲线的形状随着时间或换向角而变化。

所有附图中彼此对应的部分和量总是被设置相同的参考标号。

具体实施方式

图1粗略地示意地示出电动机1，该电动机1带有定子2和可以旋转地安置于其中的转子3。电动机例如是永久磁铁励磁同步电动机。这里转子3设置有永久磁铁，用于产生转子磁场。然而，除此之外，在本发明的范围内基本上还可以使用其他的电动机类型，特别是还可以使用异步电动机或电励磁同步电动机。电动机1尤其是被提供用于机动车的混合驱动。

此外，图1还示出变频器4以及用于驱动该变频器4的装置5。这个装置5包括采取微控制器形式的控制单元6以及旋转位置传感器7，在电动机1的运行中检测转子3相对于定子2的旋转位置。

电动机1的定子2被缠绕有旋转磁场绕组8，用以产生定子旋转磁场。

旋转磁场绕组8包括三个相绕组，在下文中称为电动机相L1，L2和L3，它们在星形点9上连接在一起。在其物理特性方面，每个电动机相L1，L2，L3的特征是有电感L_L1，L_L2，L_L3、欧姆电阻R_L1，R_L2，R_L3以及感应电压U_L1，U_L2，U_L3。电感L_L1，L_L2，L_L3、电阻R_L1，R_L2，R_L3和电压U_L1，U_L2，U_L3以等效电路形式画出。

变频器4包括中间电路10，中间电路10带有高电位侧11和低电位侧12，在电动机1运行期间在它们之间施加有中间电路电压Uz。

在中间电路10中并联连接有三个半桥13a，13b，13c，用以相应地向电动机相L1，L2，L3供电。每个半桥13a，13b，13c都包括一个相端子14a，14b，14c，其上连接所属的电动机相L1，L2，L3。

在各相端子14a，14b，14c和中间电路10的高电位侧11之间，每个半桥13a，13b，13c包括IGBT形式的高电位侧功率开关15a，15b，15c。每个这种功率开关15a，15b，15c都各并联一个空程二极管(Freilaufdiode)16a，16b，16c。在电动机端子14a，14b，14c和中间电路10的低电位侧12之间，在每个半桥13a，13b，13c的范围内各接有一个低电位侧功率开关17a，17b，17c。每个这种功率开关17a，17b，17c再次以IGBT的形式被构造，并且并联连接的空程二极管18a，18b，18c被连接在其侧。

变频器4还包括在中间电路10中与半桥13a，13b，13c并联连接的电容器19，用以平衡电动机1运行时的电压纹波。

控制单元6在输入侧接有旋转位置传感器7，并在电动机1运行中由其获得旋转位置信号D，该旋转位置信号D包含关于当前转子3相对于定子2的旋转位置的信息。旋转位置传感器7是指绝对位置传感器，该绝对位置传感器例如利用所谓的霍尔效应或者到由转子3所产生的转子磁场的电感耦合来产生旋转位置信号D。

在输出侧，控制单元6分别用控制端子或者说栅极端子连接每个功率开关15a，15b，15c和17a，17b，17c。通过输出数字开关信号，在电动机1运行时控制单元6在导通和截止状态之间可逆地切换功率开关15a，15b，15c和17a，17b，17c，以便按照预先给定的换向模型改变施加在电动机相L1，L2，L3的相电压。这个开关信号是脉宽调制的，因此，在下文中称为PWM-信号PWM。

此外，还给控制单元(不再进一步说明)输入电动机转数的额定值作为控制参数。

在该控制单元中，控制逻辑20以一个或者多个软件模块的形式被实现，在电动机1运行中所述控制逻辑20执行下面更详细地描述的用于驱动变频器4的方法、亦即产生PWM-信号PWM用的方法。

在这里，控制逻辑20从旋转位置信号D随时间的变化曲线算出电动机转数的实际值。控制逻辑20在转数调节的范围内进一步确定微分调节量(Stelldifferenzgroesse)，它说明在当前的运行条件下是否应该提高、降低电动机功率或电动机转数或将其保持恒定。

那么控制逻辑20根据旋转位置信号D和微分调节量来确定脉宽λ(图3)，并按照该脉宽λ和预先给定的周期持续时间T(图3)为每个功率开关15a，15b，15c和17a，17b，17c产生PWM-信号PWM。

在电动机1正常运行时，就是说，在电动机功率较小或中等时，控制逻辑20进行所谓正弦换向21(图2)。这时，被分配给每个功率开关15a，15b，15c和17a，17b，17c的PWM-信号PWM的脉宽λ随着时间t按正弦曲线变化。相应地，每个电动机相L1，L2，L3的、在PWM-时钟脉冲的周期持续时间T上取平均的相电压也随着时间按正弦曲线变化。在图2和3中以有效相电压、亦即电动机相L1在周期持续时间T上取平均的相电压<U_L1>为例(这里尖括弧<>以公式形式表示求平均)表示正弦换向21。

有效相电压<U_L1>与所谓的换向角同步振荡，该换向角反映由电动机相L1，L2，L3产生的定子旋转磁场的旋转位置。这样，有效相电压<U_L1>的周期P或完整振荡(Vollschwingung)对应于旋转磁场的完整旋转，因此，对应于换向角

改变360°。

其余电动机相L2和L3的平均相电压在其随时间变化的或取决于换向角的变化方面与相电压<U_L1>相同，但是相对于该相电压<U_L1>相移了为120°或240°的换向角量。

为了能够在高功率范围内以大于100％纯正弦功率的功率驱动电动机1，控制逻辑20可以从图2所示的正弦换向21切换到所谓的方波换向22，如其又在图4中示例性针对相电压<U_L1>示出的一样。这时，通过相应地驱动功率开关15a，15b，15c和17a，17b，17c调节相电压<U_L1>，使得其在周期P内具有矩形脉冲23和后随的脉冲空缺24。对于矩形脉冲23的持续时间，相应分配的高电位侧功率开关15a-15c的脉宽λ被设置为λ＝100％T，对于脉冲空缺24的持续时间设置为λ＝0。被分配的功率开关17a-17c总是被相反地驱动。其余相L2和L3的相电压在随时间的变化曲线方面再次与相电压<U_L1>相同，但与之相比相移一个为120°或240°的换向角差。

在由该控制逻辑20所执行的方法中，在纯正弦换向21和纯方波换向22之间的过渡不是突然的。相反，在这两个极端的换向模型之间设置一个过渡区域25，在其中换向模型以及从而相电压<U_L1>的波形逐渐地从正弦模式转换到方波模式(反之亦然)。这种过渡用这样的方法实现：即从纯正弦模式出发这样地改变换向，使得在周期P的每个半周期P1，P2中设置第一部分区段t1，在第一部分区段中相电压<U_L1>在基本上相应于中间电路电压U_z的最大值上保持恒定。这里，部分区段t1在时间上关于半周期P1居中，以便使恒定相电压区域<U_L1>总是与在纯正弦换向21情况下会出现相电压<U_L1>最大值或最小值的电压变化曲线区域相一致。在部分区段t1之前或之后的各大小相等的时间区段t2和t3上，该相电压<U_L1>按正弦波形换向。

在纯正弦模式和纯方波模式之间的逐渐过渡在方法上这样进行，其中在过渡区域25内越应当使换向模型适于纯方波模式，则部分区段t1的持续时间就对各半周期P1，P2的其余部分区段t2+t3不利地越被延长。于是，在过渡区域与正弦模式相邻的边沿上，部分区段t1相对于其余部分区段t2+t3比较小；而在过渡区域与纯方波模式邻近的边沿上，则相反较大。

在图5所示的、由控制逻辑20所进行的方法的第一方案中，过渡区域中的部分区段t1的长度是作为表现电动机功率特性的调节量S的函数被调节的。在图5所示的示例中，调节量S被标准化为100％纯正弦功率。因此它说明由控制逻辑20调节的电动机功率与100％正弦功率的关系，并在达到最大正弦功率时数值为1。

相应地，对于S≤1，控制逻辑20工作在纯正弦模式上。该调节量S在这个区域中基本上与相电压<U_L1>的被标准化到中间电路电压U_z的振幅相应。对于数值S≥1，部分区段t1逐渐增大，直至在超过一个上部的功率阈值(在图5的示例中S＝1.3)时，时间间隔t1被适配于半周期P1或P2的整个持续时间，从而达到纯方波模式。

表1表示部分区段t1与图5所示示例中调节量S的函数关系。

表1

为了以特别小的数值消耗实现过渡区域中的电压变化曲线，控制逻辑20必要时可动用集成的脉冲锁定/脉冲丢弃(PLPD)函数。

当其脉宽λ不超过一个预先给定的PLPD-时间t_PLPD(Pulse-Dropping脉冲丢弃)时，通过这个函数抑制此PWM-信号PWM的脉冲。另外，当脉宽λ与周期持续时间T的差值不超过该预先给定的PLPD-时间t_PLPD(Pulse-Locking脉冲锁定)时，这时PWM-信号PWM的脉冲扩展到整个周期持续时间T。换句话说，当该脉冲空缺的持续时间不超过PLPD-时间t_PLPD时，则借助于脉冲锁定抑制PWM-信号PWM的两个脉冲之间形成的脉冲空缺。

PLPD-函数在该装置5正常运行时用来避免过短的开关脉冲，它们可能由于功率开关15a，15b，15c和17a，17b，17c结构造成的开关时间而不能被变频器4正常执行。在正常运行时PLPD-时间t_PLPD被设置为约6μ秒的一个非常小的恒定值，以防止非谐波信号失真。

与此相反，过渡区域25中PLPD-时间t_PLPD取决于调节量S地改变，其方式是：该PLPD-时间t_PLPD总是被设置在针对部分区段t1所期望的值上。由于PLPD-函数的特性则可以自动调节图5所示相电压<U_L1>的曲线变化。特别是纯方波换向22也借助于PLPD-函数来实现，其方式是：PLPD-时间t_PLPD被设置在一个与各半周期P1，P2的持续时间相应的值上。

在图6中示出控制逻辑20所执行的方法的一个变型方案。与上述方法变型方案相反，这里在过渡区域25中部分区段t1不根据电动机功率而变化，而是基于预先给定的时间关系或根据换向角

而变化。例如，如图6所示，部分区段t1从过渡区域25的起点开始随着每个后续周期P而根据预先给定的量化规则逐步增大，直至达到方波模式22。可选地，在从方波模式向正弦模式过渡时也设置一个这样的过渡区域，在该过渡区域中部分区段t1的持续时间随着每个周期P逐步减小。在此，通过预先给定的等级(或量化规则)预先给定第一部分区段的可调节的值，所述等级划分(或量化规则)尤其相应于表1中间列。

至于其它，该换向方法与结合图5所描述的方法变型方案相同。特别是，在过渡区域和方波模式中通过改变PLPD-时间t_PLPD调节相电压<U_L1>的曲线形状。

在图5和6中对于相L1和所属的相电压<U_L1>所示的、换向模型在过渡区域25的变型同样适用于其余电动机相L2或L3的相电压，它们与相电压<U_L1>相比又只是被相移。

Claims (18)

1.一种用于按照周期性的换向模型来驱动变频器(4)的方法，其中在换向模型的范围内在正弦换向区域(21)和方波换向区域(22)之间设置过渡区域(25)，在该过渡区域(25)中，对于每个半周期(P1，P2)的第一部分区段(t1)按照方波换向方式在时间上恒定地调节由该变频器(4)输出的相电压(<U_L1>)，而对于该半周期(P1，P2)的第二部分区段(t2，t3)按照正弦换向方式在时间上可变地调节由该变频器(4)输出的相电压(<U_L1>)。

2.按照权利要求1的方法，其中根据表现电动机功率的特性的调节量(S)相对于该半周期(P1，P2)的持续时间来调节所述第一部分区段(t1)的持续时间。

3.按照权利要求1的方法，其中在正弦换向区域(21)和在时间上紧随的方波换向区域(22)之间的过渡区域(25)的变化过程中，第一部分区段(t1)的持续时间按照预先给定的与时间(t)或与换向角

的关系被逐渐增大。

4.按照权利要求1的方法，其中在方波换向区域(22)和在时间上紧随的正弦换向区域(21)之间的过渡区域的变化过程中，该第一部分区段(t1)的持续时间按照预先给定的与时间(t)或与换向角

的关系被逐渐缩短。

5.按照权利要求1至4中一项的方法，其中在每个半周期(P1，P2)内该第一部分区段(t1)相对于第二部分区段(t2，t3)居中地被设置。

6.按照权利要求1至5中一项的方法，其中该变频器(4)的驱动用至少一个PWM-信号(PWM)的设定值来进行。

7.按照权利要求6的方法，其中该第一部分区段(t1)的延长或缩短通过改变预先给定的脉冲锁定/脉冲丢弃时间(t_PLPD)来进行。

8.按照权利要求6或7的方法，其中该方波换向区域(22)以如下方式被调节：即将预先给定的脉冲锁定/脉冲丢弃时间(T_PLPD)设置在PWM-信号(PWM)的PWM-周期的周期持续时间(T)上。

9.按照权利要求1至8中一项的方法，其中根据预先给定的等级以量化的方式来改变该第一部分区段(t1)的持续时间。

10.一种用于驱动变频器(3)的装置(5)，带有控制单元(6)用于给定变频器(4)的至少一个开关信号(PWM)，其中该控制单元(5)被构造用于：按照周期性的换向模型来产生该开关信号(PWM)，使得在换向模型的范围内在正弦换向区域(21)和方波换向区域(22)之间设置有过渡区域(25)，在所述过渡区域(25)中由该变频器(4)输出的平均相电压(<U_L1>)对于每个半周期(P1，P2)的第一部分区段(t1)按照方波换向方式恒定地被调节，而对于该半周期(P1，P2)的第二部分区段(t2，t3)按照正弦换向方式变化地被调节。

11.按照权利要求10的装置(5)，其中该控制单元(6)被构造用于根据表现电动机功率特性的调节量(S)相对于该半周期(P1，P2)的持续时间来调节第一部分区段(t1)的持续时间。

12.按照权利要求10的装置(5)，其中该控制单元(6)被构造用于：在正弦换向区域(21)和在时间上紧随的方波换向区域(22)之间的过渡区域(25)的变化过程中，使第一部分区段(t1)的持续时间按照一个预先给定的与时间(t)或与换向角

的关系逐渐延长。

13.按照权利要求10的装置(5)，其中该控制单元(6)被构造用于：在方波换向区域(22)和在时间上紧随的正弦换向区域(21)之间的过渡区域的变化过程中，使第一部分区段(t1)的持续时间按照一个预先给定的与时间(t)或与换向角的关系逐渐缩短。

14.按照权利要求10至13中一项的装置(5)，其中该控制单元(6)被构造用于在每个半周期(P1，P2)内把第一部分区段(t1)相对于第二部分区段(t2，t3)居中地设置。

15.按照权利要求10至14中一项的装置(5)，其中该控制单元(6)被构造用于通过给定至少一个PWM-信号(PWM)来进行变频器(4)的驱动。

16.按照权利要求15的装置(5)，其中该控制单元(6)被构造用于通过改变预先给定的脉冲锁定/脉冲丢弃时间(t_PLPD)来延长或缩短所述第一部分区段(t1)。

17.按照权利要求15或16的装置(5)，其中该控制单元(6)被构造用于调节所述方波换向区域(22)，其方式是，该控制单元(6)将预先给定的脉冲锁定/脉冲丢弃时间(T_PLPD)设置到该PWM-信号(PWM)的PWM-周期的周期持续时间(T)上。

18.按照权利要求10至17中一项的装置(5)，其中该控制单元(6)被构造用于根据预先给定的等级以量化的方式改变第一部分区段(t1)的持续时间。

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