CN105453412B - 用于无刷电机的控制器 - Google Patents

Abstract

一种用于无刷电机的控制器，所述控制器包括配置为半桥模式或全桥模式的PWM模块。PWM模块输出控制信号，用于控制电机的绕组的激励，且PWM模块的占空比和周期中的一个限定绕组被换向的时间点。

Description

用于无刷电机的控制器

技术领域

本发明涉及用于无刷电机的控制器。

背景技术

无刷电机的控制器通常包括处理器，用于响应于不同事件执行不同的软件例程。事件处理的一般方法为通过使用中断。响应于中断，处理器中断主代码的执行并且通过执行中断服务例程(ISR)来服务中断。当执行ISR时，处理器不能服务任何其它中断。因此，如果两个中断在同时发生，一个ISR的执行将被延迟。该延迟于是可以不利地影响电机的性能。例如，控制器可以使用计时器中断来控制电机的相绕组被换向的时间。在服务该中断中的任何延迟于是将很可能会影响电机的功率和/或效率。

发明内容

本发明提供了一种用于无刷电机的控制器，所述控制器包括配置为半桥模式或全桥模式的PWM模块，其中PWM模块输出控制信号，用于控制电机的绕组的激励，且PWM模块的占空比和周期中的一个限定绕组被换向的时间点。

用于换向绕组的控制信号由此通过硬件而非软件产生，即通过外设而不是通过控制器的处理器。由此不需要为了换向绕组而产生中断。结果，中断冲突可被避免或最小化。

PWM模块的占空比和周期中的另一个可限定绕组被续流的时间点。这于是具有益处在于用于换向和续流绕组的控制信号通过硬件产生，而不需要软件中断。由于占空比和周期限定绕组被换向和续流的时间点，PWM模块的每个周期限定电机的电半周期的一个半部。每个PWM周期的两个脉冲由此限定时段，绕组在该时段上被激励和续流。

PWM模块的占空比和/或周期可在PWM模块的每个周期之后被更新。此外，占空比和/或周期可响应于电机速度的变化和用于激励绕组的电源电压的幅度的变化而更新。通过在每个PWM周期后更新占空比和/或周期，控制器能够正确地响应电机速度中的变化和/或电源电压中的变化。结果相对良好的控制可以针对电机的功率和/或效率实现。

控制器可将电机的每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段，且PWM模块可输出控制信号用于在传导时段期间激励绕组，且在续流时段期间续流绕组。PWM模块的占空比于是限定传导时段或续流时段中的一个开始的时间点，且周期限定传导时段和续流时段中的另一个开始的时间点。

PWM模块可以示出控制信号，用于相对于反电动势中的过零点使绕组换向，或在由相时段限定的时间处升高在绕组中的电感。PWM模块的占空比或周期于是由相时段限定。电机的功率通常对相时段中的改变敏感。因此，通过改变占空比或时段，相对良好的控制可以针对电机的功率和/或效率实现。

控制器可以包括配置为半桥模式的第一PWM模块，以及配置为半桥模式的第二PWM模块。第一PWM模块于是在电机的电周期的一个半部期间调制控制信号，且第二PWM模块在电机的电周期的另一个半部上调制控制信号。配置为半桥模式的两个PWM模块具有益处在于控制信号可以被使用以在续流期间闭合逆变器的两个下侧开关。结果，电机的效率可被改善。两个PWM模块还具有益处在于模块可在不需要产生软件中断的情况下操作。特别地，第一PWM模块可在第二PWM模块的周期期间更新，第二PWM模块可在第一PWM模块的周期期间更新。结果，一个PWM模块可以在不中断另一个PWM模块的操作的情况下更新。此外，每个PWM模块可以在控制器的处理器方便的时刻更新。

控制器可接收具有边缘的转子位置信号，且控制器可包括处理器，处理器响应于转子位置信号中的升高边缘更新第一PWM模块，且处理器响应于转子位置信号中的下降边缘更新第二PWM模块。两个PWM模块于是在不需要PWM模块去中断处理器的情况下被更新。控制器可以从转子位置信号的边缘之间的时段来确定电机的速度。响应于转子位置信号的边缘更新PWM模块于是还具有益处在于PWM模块可以立即更新以反映电机速度的变化。

控制器可以包括配置为全桥模式的PWM模块。PWM模块于是在每个PWM周期的终点处产生中断。控制器的处理器于是响应于该中断而更新PWM模块的占空比和/或周期。该方案的益处在于仅需要一个PWM模块，且由此可以使用更简单且潜在的更便宜的控制器。此外，由PWM模块输出的控制信号在续流期间可以被用于仅闭合逆变器的一个低侧开关。这于是具有益处在于，如果逆变器的开关能够沿双方向导通，防止绕组中的电流在续流期间产生负扭矩。尽管通过PWM模块产生了中断，中断仅需要更新PWM模块。PWM模块仍产生控制信号，用于换向和续流绕组，而不需要中断。

本发明还公开了一种用于无刷电机的控制器，控制器包括配置为半桥模式或全桥模式的PWM模块，其中控制器将电机的每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段，且PWM模块输出控制信号用于在传导时段期间激励电机的绕组，且在续流时段期间续流绕组，PWM模块的占空比限定传导时段或续流时段中的一个开始的时间点，且PWM模块的周期限定传导时段和续流时段中的另一个开始的时间点。

用于激励和续流绕组的控制信号由此通过硬件而非软件产生，即通过外设而不是通过控制器的处理器。由此不需要为了激励和续流绕组而产生中断。结果，中断冲突可被避免或最小化。由于电机的每个电半周期被分为传导时段和续流时段，每个PWM周期的两个脉冲限定绕组被激励和续流的时段。

本发明还公开了一种用于控制无刷电机的控制电路，所述控制电路包括逆变器和如前述任一段落中所述的控制器，其中逆变器包括联接到电机的绕组的全桥开关，控制器包括配置为全桥模式的单个PWM模块或配置为半桥模式的两个PWM模块，所述PWM模块输出控制信号，用于控制逆变器的开关。

本发明还提供了一种电机组件，包括永磁体电机，其具有单相绕组，和如前述段落中所述的控制电路。

附图说明

为了使本发明可能更容易理解，现在将通过示例参照附图描述本发明的实施例，附图中：

图1是根据本发明的电机组件的框图；

图2是电机组件的示意图；

图3详细说明了逆变器响应于由电机组件的控制器发出的控制信号的允许状态；

图4示出在加速模式中操作时的电机组件的各种波形；

图5示出在稳态模式中操作时的电机组件的各种波形；

图6示出了当在稳态模式中操作时由假想控制器产生的软件中断；

图7示出了在第一配置中的控制器，其中两个PWM模块每个都被配置在半桥模式中；

图8示出了每个PWM模块的部件；

图9示出了电机组件的各种波形和中断，包括由两个PWM模块产生的控制信号；

图10为类似于图8但是强调了在每个PWM模块中两个占空比寄存器的提供；以及

图11示出了在第二替代配置中的控制器，其中单个PWM模块被配置为全桥模式。

具体实施方式

图1和2的电机组件1由DC电源2供电，并且包括无刷电机3和控制电路4。

电机3包括四极永磁转子5，其相对于四极定子6旋转。围绕定子6缠绕的导线联接在一起以形成单相绕组7。

控制电路4包括滤波器8、逆变器9、门驱动器模块10、电流传感器11、电压传感器12、位置传感器13和控制器14。

滤波器8包括链电容C1，其平滑由于逆变器9切换造成的相对高频波动。

逆变器9包括将相绕组7联接电压轨的四个功率开关Q1-Q4的全桥。开关Q1-Q4中的每一个包括续流二极管。

门驱动器模块10响应于从控制器14接收的控制信号驱动开关Q1-Q4的断开和闭合。

电流传感器11包括定位在逆变器和零电压轨之间的分流电阻器R1。跨电流传感器11的电压提供连接到电源2时相绕组7中的电流的测量值。跨电流传感器11的电压被作为信号I_PHASE输出至控制器14。

电压传感器12包括定位在DC电压轨和零电压轨之间的分压器R2、R3。电压传感器输出信号V_DC到控制器14，其表示由电源2提供的电源电压的缩小比例的测量值。

位置传感器13包括定位在定子6的槽状开口中的霍尔效应传感器。传感器13输出数字信号HALL，其取决于穿过传感器13的磁通的方向而为逻辑高或低。HALL信号由此提供转子5的角度位置的测量值。

控制器14包括微控制器，微控制器具有处理器15、存储装置16和多个外设17(例如ADC、比较器、计时器等)。存储设备16存储用于执行处理器15的指令，以及在操作期间由处理器15使用的控制参数和查找表。控制器14负责控制电机3的操作且产生用于控制四个功率开关Q1-Q4每个的控制信号S1-S4。控制信号被输出到门驱动器模块10，门驱动器模块10作为回应驱动开关Q1-Q4的断开和闭合。

图3总结了开关Q1-Q4响应于由控制器14输出的控制信号S1-S4的允许状态。后文中，术语“设置”和“清除”将分别用于指示信号已经被拉到逻辑高和低水平。如图3所示，控制器14设置S1和S4并且清除S2和S3，以便于从左到右激励相绕组7。相反地，控制器14设置S2和S3并且清除S1和S4，以便于从右到左激励相绕组7。控制器14清除S1和S3并且设置S2和S4以便于续流相绕组7。续流使得相绕组7中的电流绕逆变器9的低侧回路再循环。在本实施例中，功率开关Q1-Q4能够沿两个方向导通。因此，控制器14在续流期间闭合低侧开关Q2、Q4两者，使得电流流动穿过开关Q2和Q4，而不是较低效的二极管。可设想，逆变器9可包括功率开关，其仅沿单个方向导通。在该情况下，控制器14将清除S1、S2和S3并且设置S4，以便于从左到右续流相绕组7。控制器14于是将清除S1、S3和S4并且设置S2，以便于从右到左续流相绕组7。在逆变器9低侧回路中的电流于是向下流动通过已经闭合的低侧开关(例如Q4)，并且向上流动通过断开的低侧开关(例如Q2)的二极管。

控制器14根据转子5的速度以两种模式中的一种操作。在低于预定阈值的速度下，控制器14以加速模式操作。在预定阈值的速度处或之上，控制器14以稳态模式操作。转子5的速度由HALL信号的两个连续的边缘之间的间隔T_HALL确定。该间隔将在后文中被称为HALL时段。

在每个模式下，控制器14响应于HALL信号的边缘换向相绕组7。每个霍尔边缘对应于转子5极性的改变，且由此对应于在相绕组7中感生的反电动势的极性的改变。更具体地，每个HALL边缘对应于反电动势中的过零点。换向涉及颠倒通过相绕组7的电流的方向。因此，如果电流沿从左到右的方向流动通过相绕组7，换向涉及从右到左退出绕组。

加速模式

当在加速模式下操作时，控制器14与HALL信号的边缘同步地换向相绕组7。在每一个电半周期中，控制器14相继地激励和续流相绕组7。更具体地，控制器14激励相绕组7，监控电流信号I_PHASE，然后在相绕组7中的电流超过预定限制时续流相绕组7。续流于是持续预定续流时段，在该时间期间，相绕组7中的电流下降到低于电流限值的水平。在续流时段结束时，控制器14再次激励相绕组7。激励和续流相绕组7的该过程在电半周期的整个长度上持续。控制器14由此在电半周期期间从激励切换到续流多次。

图4示出了当在加速模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号的波形。

在相对低速下，在相绕组7中感生的反电动势相对较小。相绕组7中的电流由此在激励期间相对快速地升高，并且在续流期间相对缓慢地下降。此外，每个HALL时段的长度且由此每个电半周期的长度是相对长的。因此，控制器14从激励切换到续流的频率相对较高。然而，当转子速度升高时，反电动势的幅度增大且由此电流在激励期间以更慢地速率升高，且在续流期间以更快的速度降低。此外，每个电半周期的长度减小。结果，切换的频率减小。

稳态模式

当在稳态模式下操作时，控制器14可以相对于每个HALL边缘提前、同步或延迟换向。提前换向在较高转子速度下使用，而延迟换向在较低转子速度下使用。当转子5的速度增大时，HALL时段减小，且因而与相电感相关的时间常数(L/R)逐渐变得重要。另外，在相绕组7中感应的反电动势增大，这进而影响相电流升高的速率。由此变得越来越难以驱动电流，且由此驱动功率，至相绕组7中。通过提前于HALL边缘，且由此提前于反电动势中的过零点换向相绕组7，电源电压通过反电动势升高。结果，穿过相绕组7的电流的方向更快地反向。此外，相电流领先于反电动势，其有助于补偿电流升高的较低速率。尽管这于是产生短时间的负扭矩，这通常通过随后在正扭矩中的增益得到充分补偿。当在较低速度下操作时，不需要提前换向来驱动所需电流到相绕组7中。此外，最佳效率通过通过延迟换向来实现。

控制器14相对于每个HALL边缘在由相时段T_PHASE限定的时间处换向相绕组7。如果相时段为正，则换向在HALL边缘之前发生(即提前换向)。如果相时段为零，则换向在HALL边缘处发生(即同步换向)。并且如果相时段为负，则换向在HALL边缘之后发生(即延迟换向)。控制器14换向相绕组7的具体方式在下文描述。

当在稳态模式下操作时，控制器14将每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段。控制器14于是在传导时段激励相绕组7并且在续流时段续流相绕组7。当在稳态模式中操作时，并不预期相电流在激励期间超过电流限值。因此，控制器14在电半周期期间从激励切换到续流仅一次。

控制器14在传导时段T_CD上激励相绕组7。在传导时段结束时，控制器14续流相绕组7。然后续流无限制地持续，直到控制器14换向相绕组7时刻为止。控制器14由此使用两个参数控制相绕组7的激励：相时段T_PHASE和传导时段T_CD。相时段限定激励的相位(即相绕组7被激励所处于的相对于反电动势的过零点的角度或电周期)，并且传导时段限定激励长度(即相绕组7被激励所越过的角度和或电周期)。

图5示出了当在稳态模式下操作时在几个HALL时段上HALL信号、反电动势、相电流、相电压和控制信号的波形。在图5中，相绕组7与HALL边缘同步换向。

用于激励相绕组7的电源电压的幅度可以改变。例如，电源2可能包括使用时放电的电池。替代地，电压2可以包括AC电压、整流器和平滑电容器，其提供相对平滑的电压，但是AC电压的RMS电压可改变。电源电压的幅度的变化将影响在传导时段中被驱入到相绕组7中的电流的量。结果电机3的功率将对电源电压的改变敏感。除了电源电压，电机3的功率还对转子5的速度的变化敏感。当转子5的速度变化时(例如响应于负载的改变)，反电动势的幅度也变化。因此，在传导时段中被驱入到相绕组7的电流量会改变。控制器14由此可响应于电源电压幅度的变化改变相时段和传导时段。控制器14还响应于转子5速度的变化改变相时段。

控制器14存储电压查找表，其包括用于多个不同电源电压的每个的相时段T_PHASE和传导时段T_CD。控制器14还存储速度查找表，其包括对于不同转子速度和不同电源电压的每个的速度补偿值。查找表存储在每个电压和速度点处实现特定输入或输出功率的值。

由电压传感器12输出的V_DC信号提供电源电压的测量值，而HALL时段的长度提供转子速度的测量值。控制器14使用电源电压索引电压查找表，以选择相时段和传导时段。控制器14然后使用转子速度和电源电压索引速度查找表，以选择速度补偿值。控制器14然后将选定的速度补偿值加到选定的相时段，以便于获得经速度补偿的相时段。

速度查找表存储速度补偿值，其不仅取决于转子5的速度，而且还取决于电源电压的幅度。原因是，随着电源电压的降低，特定速度补偿值对电机3的功率具有较小的净效果。通过存储取决于转子速度和电源电压的速度补偿值，响应于转子速度的改变，对电机3的功率的更好的控制可以被实现。

应注意到两个查找表被使用，以确定相时段，T_PHASE。第一查找表(即电源电压查找表)使用电源电压索引。第二查找表(即速度查找表)使用转子速度和电源电压两者索引。由于第二查找表使用转子速度和电源电压两者索引，可能有人会质疑对两个查找表的需要。然而，使用两个查找表的优势在于不同的电压分辨率可以被使用。电机3的功率对于电源电压的幅度较为敏感。相反，速度补偿值对于功率的作用对电源电压不那么敏感。因此，通过使用两个查找表，更精细的电源电压分辨率可以被用于电压查找表，且较粗糙的电压分辨率可以被用于速度查找表。结果，对电机3的功率的相对良好的控制可以通过使用较小的查找表实现，其于是降低了控制器14的存储需求。

中断冲突

如上所述，当在稳态模式下操作时，控制器14可以相对于每个HALL边缘提前、同步或延迟换向。这可能被实现的一种方式如下。响应于HALL边缘，控制器14从HALL时段T_HALL减去相时段T_PHASE，来得到换向时段T_COM：

T_COM＝T_HALL–T_PHASE

控制器14然后在HALL边缘之后的时刻T_COM处换向相绕组7。结果，控制器14相对后续HALL边缘在相时段T_PHASE处变换相绕组7的电流方向。如果相时段为正，则换向在HALL边缘之前发生(即提前换向)。如果相时段为零，则换向在HALL边缘处发生(即同步换向)。并且如果相时段为负，则换向在HALL边缘之后发生(即延迟换向)。

为了实施该特定方案，控制器14可利用计时器和中断。从而，例如每个HALL边缘可以产生中断。更具体地，每个升高边缘可以产生第一HALL中断，且每个降低边缘可以产生第二HALL中断。在服务第一HALL中断中，处理器15计算并加载第一计时器以换向时段T_COM。在服务第二HALL中断中，处理器15计算并加载第二计时器以换向时段T_COM。当第一计时器或第二计时器溢出时(即当换向时段已经逝去时)，计时器产生中断。在服务计时器中断中，处理器15换向相绕组7并加载第三计时器以传导时段T_CD。当第三计时器溢出时(即当传导时段已经逝去时)，计时器产生中断。在服务第三计时器的中断中，处理器15续流相绕组7。

图6示出了当实施前面图中的方案时由控制器14使用的中断、相电压以及HALL信号的波形。该方案的难点在于不同的中断可能冲突，即在同时发生。在图6所示的实例中，相绕组7提前于每个HALL边缘被换向。然而，可以看出，如果相绕组7在HALL边缘处或附近换向，由第一计时器或第二计时器产生的中断将与HALL中断冲突。此外，无论何时只要续流在HALL边缘处或附近开始，由第三计时器产生的中断将与HALL中断冲突。如果两个中断冲突，一个中断服务例程的执行将被延迟。这于是可以不利地影响电机3的性能。特别地，这可影响电机3的功率和/或效率。控制器14由此被配置为使得负责换向和续流相绕组7的控制信号S1-S4在无需中断的情况下被产生。

如图7所示，控制器14的外设17包括两个PWM模块20、21，其每个配置为以半桥模式操作。每个PWM模块20、21由此产生两个互补的PWM信号。第一PWM模块20(PWM1)被用于产生信号S1和S2，且第二PWM模块21(PWM2)被用于产生S3和S4。每个PWM模块20、21由此产生用于控制逆变器桥的一个半部的开关Q1-Q4。

现在参考图8，每个PWM模块20、21包括计时器30、占空比(duty cycle)寄存器31、周期(period)寄存器32、第一比较器33、第二比较器34、SR锁存器35和输出控制器36。第一比较器33将计时器30和占空比寄存器31比较。第二比较器34将计时器和时段寄存器32比较。两个比较器33、34的输出被联接到SR锁存器35的复位和设置输入。SR锁存器35的输出被联接到输出控制器36，其取决于PWM模块20、21如何被配置而控制控制器14的高至四个管脚。PWM模块20、21经由2位模式寄存器37。当模式寄存器37被加载以0x00时，PWM模块20、21以单体模式操作且输出控制器36控制单个输出管脚。当模式寄存器37被加载以0x01时，PWM模块20、21以半桥模式操作且输出控制器36控制两个输出管脚(PxA和PxB)。当模式寄存器37被加载以0x10或0x11时，输出控制器36以全桥模式(前进)或全桥模式(倒退)操作，其在下文更详细地描述。

控制器14在稳态模式中的操作将如下进行。每个HALL边缘产生软件中断。更具体地，每个降低边缘可以产生第一HALL中断，且每个升高边缘可以产生第二HALL中断。在服务第一HALL中断中，处理器15更新和重启第一PWM模块20。在服务第二HALL中断中，处理器15更新和重启第二PWM模块21。对于每个HALL中断，处理器15加载PWM模块20、21的占空比寄存器31以换向时段，且加载周期寄存器32以换向时段和传导时段的和，即，

占空比＝T_HALL–T_PHASE

周期＝T_HALL–T_PHASE+T_CD

被加载到PWM寄存器31、32的值在主代码执行期间通过处理器15计算。因此，当执行主代码时，处理器15索引电压和速度查找表，以选择相时段T_PHASE和传导时段T_CD。处理器15于是计算占空比和周期并且将结果存储在存储器16中。当执行HALL ISR时，处理器15简单地加载存储在存储器16中的值到PWM模块20、21的寄存器31、32。这于是确保HALLISR的持续时间尽可能短。在更新占空比和周期寄存器31、32之后，处理器15复位PWM模块20、21的计时器30，其然后结束HALL ISR。

每个PWM模块20、21的计时器30以控制器14的内部时钟和预分频器限定的频率增量。当计时器30和占空比寄存器31对应时，用于S1(PWM1)或S3(PWM2)的输出管脚被拉为逻辑高且用于S2(PWM1)或S4(PWM2)的输出管脚被拉为逻辑低。这于是使得相绕组7换向。计时器30继续增量。当计时器30和周期寄存器32对应时，用于S1(PWM1)或S3(PWM2)的输出管脚被拉为逻辑低且用于S2(PWM1)或S4(PWM2)的输出管脚被拉为逻辑高。这于是使得相绕组7续流。

图9示出了HALL信号、相电压、HALL中断和由两个PWM模块20、21产生的控制信号S1-S4的波形。

每个PWM模块20、21理想地响应于HALL边缘的升高或降低仅产生单个周期。如果PWM模块会产生额外脉冲，控制信号S1-S4将被意外地触发。这于是将使得相绕组7在应该被激励时被续流，或相反。这种情况可以通过相时段和/或传导时段的适当值得到避免。例如，如果HALL时段长度的变化被忽略，该情况可以通过确保T_CD≥2*T_PHASE而得到避免。然而，对相时段和传导时段的值施加约束可能是不期望的。例如，可能需要相对大的相时段来获得期望的功率。替代地，电机3的效率可能通过具有不满足该方程的传导时段和相时段而被改善。控制器14由此使用一方案来防止另一脉冲被产生。

如图10所示，每个PWM模块20、21实际上包括两个占空比寄存器31、38。PWM模块20、21的第一比较器33将比较计时器30与第一占空比寄存器31持续比较。然而，当计时器30和周期寄存器32对应时，第二占空比寄存器38被锁存(即复制)到第一占空比寄存器31。因此，当PWM模块20、21重新启动时，第一占空比寄存器31被用于限定PWM模块的第一周期的占空比。第二占空比寄存器38于是被用于限定PWM信号的所有后继周期的占空比。处理器15于是利用该特征来防止另外的脉冲被产生。当执行HALL ISR时，处理器15加载PWM模块20、21的第一占空比寄存器31以换向时段(即T_HALL-T_PHASE)。处理器15还加载第二占空比寄存器38以用于寄存器的最大可能值(例如对于8位寄存器为0xFF)。因此，当计时器30和第一占空比寄存器31对应时，PWM模块20、21触发控制信号，其使得相绕组7换向。当计时器30随后和周期寄存器32对应时，PWM模块20、21再次触发控制信号，其使得相绕组7续流。此外，计时器30被复位，且第二占空比寄存器38被锁存到第一占空比寄存器31。计时器30于是继续增量。然而，由于第一占空比寄存器现在存储最大可能值，下一个HALL边缘在计时器30和第一占空比寄存器31对应之前发生。结果PWM模块20、21在下一脉冲可被产生之前被更新和重启。

在上述实施例中，每个PWM模块20、21的占空比限定相绕组7被换向的时间点，且周期限定相绕组7被续流的时间点。在替代实施例中，占空比可被用于限定相绕组7被续流的时间点，且周期可被用于限定相绕组7被换向的时间点。例如，当作为HALL ISR的一部分更新PWM寄存器时，处理器15可加载占空比和周期寄存器31、32以下列值：

占空比＝T_CD–T_PHASE

周期＝T_HALL–T_PHASE

当计时器30和占空比寄存器31对应时，用于S1(PWM1)或S3(PWM2)的输出管脚被拉为逻辑低且用于S2(PWM1)或S4(PWM2)的输出管脚被拉为逻辑高。这于是使得相绕组7续流。当计时器30和周期寄存器32对应时，用于S1(PWM1)或S3(PWM2)的输出管脚被拉为逻辑高且用于S2(PWM1)或S4(PWM2)的输出管脚被拉为逻辑低。这于是使得相绕组7换向。因此，更一般地说，每个PWM模块20、21的占空比和周期中的一个可被用于限定相绕组7被换向的时间点，且占空比和周期中的另一个可被用于限定相绕组7被续流的时间点。该替代实施例的潜在缺点是传导时段T_CD必须必相时段T_PHASE更长。对相时段和传导时段的长度的约束可能是不期望的。

在上述实施例中，控制器14使用两个PWM模块20、21，其每一个配置为以半桥模式操作。图11示出了替代实施例，其中控制器14使用单个PWM模块40，其配置为以全桥模式操作。如上所述，全桥模式通过加载PWM模块40的模式寄存器37以值0X10(向前)或0x11(倒退)而实现。当配置为以全桥模式操作时，输出控制器36控制四个管脚(PxA、PxB、PxC、PxD)，其于是被用于四个控制信号S1-S4。占空比寄存器31和周期寄存器32再次被用于限定相绕组7被换向和续流的时间点。PWM模块40可配置为(通过模式寄存器37)以向前模式或倒退模式操作。当配置为向前模式时，用于S2和S3的输出管脚被去激活且被拉到逻辑低。此外，用于S4的输出管脚被持续激活且被拉到逻辑高。因此，仅用于S1的输出管脚被PWM模块调制。相反地，当配置为倒退模式时，用于S1和S4的输出管脚被去激活且被拉到逻辑低，用于S2的输出管脚被持续激活且被拉到逻辑高，且仅用于S3的输出管脚被PWM模块40调制。

控制器14在稳态模式中的操作如下进行。响应于计数器溢出中断，处理器15更新PWM模块40的占空比和周期寄存器31、32以下列值：

占空比＝T_CD

周期＝2*T_HALL–T_PHASE-TMRX

处理器15从电压和速度查找表选择传导时段和相时段，且在主代码执行期间计算周期2*T_HALL-T_PHASE。TMRX为负责记录每个HALL时段你的长度的计时器的当前值。该计时器不同于PWM模块40的计时器，且仅被用于测量HALL时段的目的。为了区分该计时器与PWM模块40的计时器，该计时器将在后文中被称为计时器X。当处理器15服务计时器溢出中断时，计时器X存储自从上个HALL边缘开始已经逝去的时间的长度。在更新PWM模块40的寄存器31、32之后，处理器15触发PWM模块40的模式寄存器37。因此，如果PWM模块40先前在前进模式操作，现在PWM模块40以倒退模式操作。

在更新和重启PWM模块40之后，计时器30增量。当计时器30和占空比寄存器31对应时，S1(向前模式)或S3(倒退模式)被拉到逻辑低，其使得相绕组7续流。计时器30于是继续增量。当计时器30和周期寄存器32对应时，计时器溢出中断产生。响应于计数器溢出中断，处理器15更新PWM模块40的寄存器31、32并触发模式寄存器37。作为触发模式寄存器37的结果，S1和S4(向前模式)或S2和S3(倒退模式)被拉到逻辑高，由此使得相绕组7换向。

PWM模块40由此响应于计时器溢出中断(而不是HALL中断)更新和重启。然而，HALL中断继续被产生。当服务HALL中断时，处理器15获得由计时器X存储的HALL时段，且然后重启计时器X。因此，与半桥模式相比，存在中断冲突的可能性。特别地，当视图在HALL边缘处或附近换向相绕组7时，计时器溢出中断可能与HALL中断冲突。由于HALL时段被用于确定相绕组7被换向和续流的时间点，在服务HALL中断中的任何延迟会不利地影响电机3的性能。此外，如果HALL中断在计时器溢出中断之前被服务，计时器X将复位且由此用于周期寄存器32的值将不正确。该中断冲突可以以下述方式解决。

控制器14的外设包括获取模块(未示出)，其配置为响应于每个HALL边缘获取计时器X的值。因此，响应于每个HALL边缘，TMRX被获取到存储器16且HALL中断产生。被获取到存储器16的值于是表示先前HALL时段的长度。当服务HALL中断时，处理器15确定在计时器X的当前值和获取的值之间的差。该差表示在HALL边缘和HALL中断的服务之间已经发生的延迟。处理器15于是加载计时器X以该差。净结果为，无论HALL中断在何时被服务，计时器X与HALL边缘同时地复位。结果，HALL时段的精确值测量被获得，无论服务HALL中断中发生任何延迟。

当服务由PWM模块40产生的计时器溢出中断时，处理器15首先确定中断是在HALL边缘之前还是之后发生。这通过查询PWM模块40的模式寄存器37和HALL信号的水平来实现。处理器15于是更新PWM模块40的占空比和周期寄存器31、32。不论计时器溢出中断在HALL边缘之前还是之后发生，处理器是15更新占空比寄存器31以传导时段，即

占空比＝T_CD

如果中断发生在HALL边缘之前，处理器15更新周期寄存器32以下列值：

周期＝2*T_HALL–T_PHASE-TMRX

然而，如果中断发生在HALL边缘之后，处理器15替代地更新周期寄存器32以下列值：

周期＝2*T_HALL–T_PHASE-TMRX+T_CAPTURE

其中TMRX为计时器X的当前值，且T_CAPTURE为计时器X的获取值。由于计时器溢出中断在HALL边缘之后发生，计时器X已经被HALL ISR复位。通过在方程中包括计时器X的获取值和当前值，周期的正确长度被获得。

即使上述用于避免中断冲突的方案没有被使用，配置在全桥模式的单个PWM模块40仍具有益处。例如，续流的开始可以在任何时刻发生。相反，如果计时器中断被用于开始续流，计时器中断会与HALL中断冲突。此外，可能不需要与HALL边缘同步地换向相绕组7。例如，当在稳态下操作时控制器14可操作在低功率模式或高功率模式下。控制器14可于是当操作在高功率模式下时提前换向且当操作在低功率模式下时延迟换向。结果，计时器溢出中断与HALL中断的中断冲突可以被避免。

两个实施例已经被描述，其中控制器14包括配置为半桥模式的一对PWM模块20、21，以及配置为全桥模式的单个PWM模块40。两个实施例的每个都具有其优点和缺点。例如，配置为全桥模式的单个PWM模块40具有益处在于仅需要一个PWM模块40，且由此仅需要一个计时器30。结果，更便宜的控制器14可以被使用。然而，该实施例的缺点是在续流期间低侧开关Q2、Q4中仅一个闭合。结果，在续流期间相电流需要流动通过断开的低侧开关的二极管。功率损耗由此往往会更大，且由此电机3的效率会降低。另一方面，仅闭合低侧开关Q2、Q4中的一个实际上可具有益处。例如，如果低侧开关Q2、Q4两者在续流期间被闭合，则可能相电流会衰减到零，然后在续流时段中沿相反方向流动。这例如在反电动势相对较高和/或续流时段相对较长的情况下可能发生。沿相反方向流动的相电流于是将产生负扭矩，其通常是不期望的。通过在续流期间仅闭合低侧开关Q2或Q4中的一个，另一低侧开关的二极管于是防止相电流沿产生负扭矩的方向流动。配置为半桥模式的两个PWM模块20、21具有益处在于模块20、21能够在没有产生软件中断的情况下操作。此外，两个PWM模块具有益处在于在续流期间低侧开关Q2和Q4两者可都被闭合。结果，电机3的效率可被改善。然而，如已述，如果相电流能够在续流时段期间衰减超过零，这可被认为是缺点。

无论是一对PWM模块20、21还是单个PWM模块40被使用，负责换向和续流相绕组7的控制信号S1-S4通过硬件而不是软件产生。结果，中断冲突可被避免或最小化。

在配置为半桥模式的两个PWM模块20、21的情况下，用于换向和续流两者的控制信号S1-S4在没有对软件任何中断的情况下产生。一个PWM模块20在电机3的每个电周期的一个半部期间调制控制信号S1、S2。另一个PWM模块21则在该电周期的另一个半部期间调制控制信号S3、S4。由于在任何一个时刻，仅一个PWM模块20、21调制控制信号，处理器15能够在电半周期期间任何时间处更新PWM模块20、21中的另一个。因此，PWM模块20、21不需要产生中断以便处理器15更新模块20、21。相反，处理器15可以在服务HALL中断时更新PWM模块20、21。

在配置为全桥模式的单个PWM模块40的情况下，用于换向和续流相绕组7的控制信号S1-S4同样被产生，而不需要中断软件。由于仅存在一个PWM模块40，PWM模块40负责在电机3的每个电周期的两个半部期间调制控制信号S1-S4。结果，重要的是仅在每个PWM周期的最末端处更新PWM模块40。因此，PWM模块40需要产生中断以便处理器15可知道何时更新PWM模块40。尽管需要中断来更新PWM模块40，已经描述了一种处理该中断与HALL中断的潜在冲突的方法。结果，电机3的性能不受影响。

在两个实施例中，控制器14能够控制相绕组7的激励，而没有对相绕组7被换向和续流的时间点具有任何限制。特别地，控制器14在HALL边缘处或附近的时间点处自由地换向和/或续流相绕组7。结果，电机3的性能(例如功率和/或效率)可被改善。

配置为半桥或全桥的PWM模块的使用是已知的。但是，这样的PWM模块通常用于产生在电机的每个电半周期期间重复很多周期的PWM信号(即在换向点之间)。此外，PWM信号通常重复很多次，其中占空比和周期保持不变。另一方面，在本发明的控制器14的情况下，PWM信号的每个周期对应于电机3的电半周期。PWM模块20、21、40的占空比和周期中的一个可被用于限定相绕组7被换向的时间点，且占空比和周期中的另一个可被用于限定相绕组7被续流的时间点。在PWM信号的每个周期内的两个脉冲由此限定传导时段和续流时段的长度。因此，占空比和周期可以被认为限定了传导时段和续流时段开始的时间点。此外，在本发明的控制器14的情况下，每个PWM模块20、21、40的占空比和周期在每个PWM信号周期之后被更新。

当具体控制信号S1-S4改变时，在控制信号的改变和相应功率开关Q1-Q4的物理断开和闭合之间存在短暂的延迟。如果在该延迟期间，另一控制信号被改变，可能逆变器9的特定腿上的两个开关(即Q1、Q3或Q2、Q4)可能同时被闭合。该短路，或通常所称的“贯穿”于是将损坏逆变器9的该特定腿上的开关。因此，为了防止贯穿，每个PWM模块20、21、40可配置为具有死区延迟。同样，具有死区延迟且配置为半桥模式或全桥模式的PWM模块的使用是已知的，且将由此不再进一步描述。

在上述实施例中，电机组件1包括无刷永磁电机3，其具有单个相绕组7。控制器14于是包括一个或多个PWM模块，其被配置为产生控制信号，用于控制相绕组7的激励。然而，控制器14可以配置为控制具有多于一个相绕组的永磁电机的激励。例如，对于三相永磁电机，控制器14可以包括三个PWM模块，其中每一个PWM模块被配置为半桥模式，用于控制逆变器的六个开关中的两个。此外，控制器14可配置为控制其他类型的电机，包括磁阻电机的激励。仅作为示例，控制器14可包括配置为全桥模式的单个PWM模块，用于控制两相开关磁阻电机的开关。因此，更一般地说，控制器14可以被认为包括配置为半桥模式或全桥模式的一个或多个PWM模块，以便于产生用于控制无刷电机的相绕组的激励的控制信号。对于永磁电机，相绕组通常在相对于反电动势的过零点的时间处换向。该相时段T_PHASE于是对应于换向和反电动势的过零点之间的间隔。对于磁阻电机，另一方面，相绕组通常在相对于相绕组的电感的最小值的时刻处换向。该相时段T_PHASE于是对应于换向和电感最小值之间的间隔。

Claims (12)

1.一种用于无刷电机的控制器，其特征在于，所述控制器包括配置为半桥模式或全桥模式的PWM模块，其中PWM模块输出控制信号，用于控制电机的绕组的激励，且PWM模块的占空比和周期中的一个限定绕组被换向的时间点。

2.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，占空比和周期中的另一个限定绕组被续流的时间点。

3.如权利要求1所述的控制器，其特征在于，PWM模块的占空比或周期在PWM模块的每个周期之后被更新。

4.如权利要求1中所述的控制器，其特征在于，控制器将电机的电半周期分为传导时段和随后的续流时段，且PWM模块输出控制信号用于在传导时段期间激励绕组，且在续流时段期间续流绕组，PWM模块的占空比限定传导时段或续流时段开始的时间点中的一个，且周期限定传导时段和续流时段开始的时间点中的另一个。

5.如权利要求1中所述的控制器，其特征在于，PWM模块输出控制信号，用于相对于反电动势的过零点换向绕组，或在由相时段限定的时间处升高绕组中的电感，且PWM模块的占空比或周期由相时段限定。

6.如权利要求1-5中任一项所述的控制器，其特征在于，控制器包括配置为半桥模式的第一PWM模块，以及配置为半桥模式的第二PWM模块，第一PWM模块在电机的电周期的一个半部期间调制控制信号，且第二PWM模块在电机的电周期的另一个半部期间调制控制信号。

7.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，第一PWM模块的占空比或周期在第二PWM模块的周期期间更新，第二PWM模块的占空比或周期在第一PWM模块的周期期间更新。

8.如权利要求6所述的控制器，其特征在于，控制器接收具有边缘的转子位置信号，控制器包括处理器，处理器响应于转子位置信号中的升高边缘更新第一PWM模块的占空比或周期，且处理器响应于转子位置信号中的下降边缘更新第二PWM模块的占空比或周期。

9.如权利要求1-5中任一项所述的控制器，其特征在于，控制器包括配置为全桥模式的PWM模块，和处理器，PWM模块在每个周期终点处产生中断，且处理器响应于该中断更新PWM模块的占空比或周期。

10.一种用于无刷电机的控制器，其特征在于，控制器包括配置为半桥模式或全桥模式的PWM模块，其中控制器将电机的每个电半周期分为传导时段和随后的续流时段，且PWM模块输出控制信号用于在传导时段期间激励电机的绕组，且在续流时段期间续流绕组，PWM模块的占空比限定传导时段或续流时段开始的时间点中的一个，且PWM模块的周期限定传导时段和续流时段开始的时间点中的另一个。

11.一种用于控制无刷电机的控制电路，其特征在于，所述控制电路包括逆变器和如前述权利要求中任一项所述的控制器，其中逆变器包括联接到电机的绕组的开关的全桥，控制器包括配置为全桥模式的单个PWM模块或配置为半桥模式的两个PWM模块，所述PWM模块输出控制信号，用于控制逆变器的开关。

12.一种电机组件，其特征在于，所述电机组件包括永磁体电机，其具有单相绕组，和如权利要求11所述的控制电路。