JPS5923194B2 - 無整流子電動機の制御装置 - Google Patents
無整流子電動機の制御装置Info
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- JPS5923194B2 JPS5923194B2 JP52099569A JP9956977A JPS5923194B2 JP S5923194 B2 JPS5923194 B2 JP S5923194B2 JP 52099569 A JP52099569 A JP 52099569A JP 9956977 A JP9956977 A JP 9956977A JP S5923194 B2 JPS5923194 B2 JP S5923194B2
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- JP
- Japan
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- signal
- phase
- circuit
- speed
- position signal
- Prior art date
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- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/15—Controlling commutation time
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は交流の周波数変換を行う周波数変換器により同
期電動機を駆動する無整流子電動機の制御装置の改良に
関する。
期電動機を駆動する無整流子電動機の制御装置の改良に
関する。
周知のように、無整流子電動機は保守の容易性から注目
され、既に実用に供されている。
され、既に実用に供されている。
この無整流子電動機は周波数変換器の電動機側点弧角を
変えることにより正転の電動運転と回生運転および逆転
の電動運転と回生運転と４象限運転を行うことができる
ｏところで、このような無整流子電動機においては電動
機側点弧角（制御進み角）を運転状態に応じて変化させ
ることが必要となる。
変えることにより正転の電動運転と回生運転および逆転
の電動運転と回生運転と４象限運転を行うことができる
ｏところで、このような無整流子電動機においては電動
機側点弧角（制御進み角）を運転状態に応じて変化させ
ることが必要となる。
何故ならば、起動時は最大トルクで起動するため制御進
み角を小さくし、負荷運転時に転流余裕角が不足し転流
失敗するのを防止するため負荷電流に応じて大きくしな
ければならないからである。かかる要求を解決する技術
は例えば、特開昭４８−３００１０号公報に記載されて
いる。
み角を小さくし、負荷運転時に転流余裕角が不足し転流
失敗するのを防止するため負荷電流に応じて大きくしな
ければならないからである。かかる要求を解決する技術
は例えば、特開昭４８−３００１０号公報に記載されて
いる。
特開昭４８−３００１０号は回転子の位置に応じた電気
角で１８００巾で互いに１２００め位相差を有する３個
の位置信号と、この位置信号を反転した反転位置信号と
の組合せにより固定パルスを得ると共に、上記位置信号
の組合せた所定期間だけ速度信号を積分して位相制御信
号との比較によつて移動パルスを得、両者のうち時間的
に早く生じた方のパルスによりサイリスタを点弧するも
のである。この特開昭４８−３００１０号によれば起動
時に最大トルクが得られ、かつ転流失敗を防止すること
ができる。ところが、正転時を逆転時とでは相回転が逆
となるため位置信号の組合せを変更することが必要とな
る。
角で１８００巾で互いに１２００め位相差を有する３個
の位置信号と、この位置信号を反転した反転位置信号と
の組合せにより固定パルスを得ると共に、上記位置信号
の組合せた所定期間だけ速度信号を積分して位相制御信
号との比較によつて移動パルスを得、両者のうち時間的
に早く生じた方のパルスによりサイリスタを点弧するも
のである。この特開昭４８−３００１０号によれば起動
時に最大トルクが得られ、かつ転流失敗を防止すること
ができる。ところが、正転時を逆転時とでは相回転が逆
となるため位置信号の組合せを変更することが必要とな
る。
この切換えは通常アンドゲートを用い、正転指令信号と
逆転指令信号とによりアンドゲート群を選択することに
より行われる。かかる切換えは電動機速度が零になつた
ことを条件として行う。
逆転指令信号とによりアンドゲート群を選択することに
より行われる。かかる切換えは電動機速度が零になつた
ことを条件として行う。
しかし、速度の零判断は厳密に行えず、ある幅を持たせ
ている。そのため、切換え時には点弧パルスが不規則と
なり電源短絡等の事故を惹起する。さらには、正転から
逆転に移行しようとするときに、正転側の速度域で切換
えると正転側に再加速するということにもなる。このよ
うに、特開昭４８−３００１０号は正転と逆転の切換え
が安定に行えないという欠点を有する。本発明の目的は
運転モードの切換えを位置信号の組合せを変更すること
なく安定に行える無整流子電動機の制御装置を提供する
ことにある。本発明の特徴とするところは、位置信号を
位相制御信号に応じて進み側と遅れ側に１８（ｙ′移相
可能とし、この移相位置信号と反転移相位置信号の組合
せにより点弧パルスを得るようにしたことにある。以下
、本発明を図面に基づき詳細に説明する。
ている。そのため、切換え時には点弧パルスが不規則と
なり電源短絡等の事故を惹起する。さらには、正転から
逆転に移行しようとするときに、正転側の速度域で切換
えると正転側に再加速するということにもなる。このよ
うに、特開昭４８−３００１０号は正転と逆転の切換え
が安定に行えないという欠点を有する。本発明の目的は
運転モードの切換えを位置信号の組合せを変更すること
なく安定に行える無整流子電動機の制御装置を提供する
ことにある。本発明の特徴とするところは、位置信号を
位相制御信号に応じて進み側と遅れ側に１８（ｙ′移相
可能とし、この移相位置信号と反転移相位置信号の組合
せにより点弧パルスを得るようにしたことにある。以下
、本発明を図面に基づき詳細に説明する。
第１図は直流式無整流子電動機の一例構成である。第１
図において１は直流電源、２は平滑リアクトル、３は直
流電圧を交流に変換するサイリスタ変換器で、グレーツ
結線されたサイリスタＵＰ，ＵＮ，Ｐ・・・ＷＮで構成
される。
図において１は直流電源、２は平滑リアクトル、３は直
流電圧を交流に変換するサイリスタ変換器で、グレーツ
結線されたサイリスタＵＰ，ＵＮ，Ｐ・・・ＷＮで構成
される。
４はサイリスタ変換器３によつて駆動される同期電動機
で、多相電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗと界磁巻線Ｆを有する。
で、多相電機子巻線Ｕ，Ｖ，Ｗと界磁巻線Ｆを有する。
５は電動機４の回転軸に連結され６回転子位置を検出す
る位置検出器である。
る位置検出器である。
位置検出器５としては、回転軸に連結して取付けられた
突起物の位置を近接スイッチで検出する方式、発光源と
受光器の中間位置を回転軸に連結されたシヤツタ一で遮
光する方 二式および磁気感応素子と回転軸に連結され
た磁石の組合わせによる方式などがある。位置検出器５
の位置信号ＵＤＮＤ，ＷＤは電気角の１８００巾で、互
いに１２０Ｄの位相差を有する。６は直流速度発電機、
７は位置信号Ｕ。
突起物の位置を近接スイッチで検出する方式、発光源と
受光器の中間位置を回転軸に連結されたシヤツタ一で遮
光する方 二式および磁気感応素子と回転軸に連結され
た磁石の組合わせによる方式などがある。位置検出器５
の位置信号ＵＤＮＤ，ＷＤは電気角の１８００巾で、互
いに１２０Ｄの位相差を有する。６は直流速度発電機、
７は位置信号Ｕ。
，Ｄ，ＷＤとその反転位置 ５信号ＵＤＮ，ＶＤＮ，Ｗ
ＤＮの組合によりサイリスタＵＰ，ＵＮ・・・ＷＮの点
弧パルスを出力する点弧制御回路である。第２図は点弧
制御回路７の具体的構成図を示し、８Ｕ，８Ｖ，８Ｗは
速度発電機６の速度信号ＳＦと位相匍胸信号Ｅｃとによ
り位置信号ＵＤ，Ｄ，ＶＶＤを移相した移相位置信号Ｕ
ｓ，ｓ，Ｗｓを出力する移相回路、９はノツト回路ＮＯ
Ｔとアンド回路ＡＮＤから構成される論理回路である。
ＤＮの組合によりサイリスタＵＰ，ＵＮ・・・ＷＮの点
弧パルスを出力する点弧制御回路である。第２図は点弧
制御回路７の具体的構成図を示し、８Ｕ，８Ｖ，８Ｗは
速度発電機６の速度信号ＳＦと位相匍胸信号Ｅｃとによ
り位置信号ＵＤ，Ｄ，ＶＶＤを移相した移相位置信号Ｕ
ｓ，ｓ，Ｗｓを出力する移相回路、９はノツト回路ＮＯ
Ｔとアンド回路ＡＮＤから構成される論理回路である。
この構成において論理回路９は移相位置信号Ｕｓ，ｓ，
Ｗｓと反転移相位置信号ＵＳＮ，ＶＳＮ，ＷＳＮにより
次のようにして点弧パルスＵＰ，ＵＮ・・・ＷＮを作成
する。
Ｗｓと反転移相位置信号ＵＳＮ，ＶＳＮ，ＷＳＮにより
次のようにして点弧パルスＵＰ，ＵＮ・・・ＷＮを作成
する。
ＵＰ＝Ｕ８・Ｖ８Ｎ，ＶＰ＝Ｖ８・Ｗ８Ｎ，ＷＰ＝ＷＳ
−ＵＳＮＵＮ＝ＵＳＮ−ＶＳ，ＶＮ＝ＶＳＮ−ＷＳ，Ｗ
Ｎ＝ＷＳＮ−ＵＳこれを図示すると第３図のようになる
。
−ＵＳＮＵＮ＝ＵＳＮ−ＶＳ，ＶＮ＝ＶＳＮ−ＷＳ，Ｗ
Ｎ＝ＷＳＮ−ＵＳこれを図示すると第３図のようになる
。
次に、第４図は第２図における移相回路８Ｕの詳細構成
図である。
図である。
なお、移相回路８Ｖ，８Ｗも同一構成であり、これらの
図示は省略する。第４図において、１１は速度信号ＳＦ
の極性を反転する反転回路、１２は速度信号ＳＦと反転
速度信号ＳＦＮのいずれを積分回路１３に与えるかを位
置信号ＵＤＯ）６ビと６０１とで切換える切換回路、１
３は位置信号ＵＤの゛１”期間に反転速度信号ＳＦＮを
積分し、信号ＵＤの゛Ｏ″期間に速度信号ＳＦを積分す
る正負のリミツタ付積分回路、１４は積分回路１３の出
力信号の極性を反転する反転回路、１５は積分信号ＵＩ
Ｐと位相制御信号Ｅｃとを加算する加算回路、１６は反
転積分信号ＵＩＮと位相制御信号式とを加算する加算回
路、１７は加算信号ＵＡＮの正負を判別し、正の期間に
出力ＵＥを６ビとする正負判別回路、１８は位置信号Ｕ
Ｄの極性を反転する反転回路、１９は判別信号ＵＥの０
０″期間にオンし、位置信号ＵＤＮを加算回路２１に加
えるスイツチ、２０は判別信号ＵＥの゛１１期間にオン
し、反転位置信号ＵＤＮを加算回路２１に加えるスイツ
チ、２１は加算回路１５の加算信号ＵＡＰと位置信号Ｕ
Ｄあるいは反転位置信号ＵＤＮを加算する加算回路、２
２は加算回路２１の加算信号ＵＡの正期間に移相信号Ｕ
ｓを６ビにする零検出回路である。
図示は省略する。第４図において、１１は速度信号ＳＦ
の極性を反転する反転回路、１２は速度信号ＳＦと反転
速度信号ＳＦＮのいずれを積分回路１３に与えるかを位
置信号ＵＤＯ）６ビと６０１とで切換える切換回路、１
３は位置信号ＵＤの゛１”期間に反転速度信号ＳＦＮを
積分し、信号ＵＤの゛Ｏ″期間に速度信号ＳＦを積分す
る正負のリミツタ付積分回路、１４は積分回路１３の出
力信号の極性を反転する反転回路、１５は積分信号ＵＩ
Ｐと位相制御信号Ｅｃとを加算する加算回路、１６は反
転積分信号ＵＩＮと位相制御信号式とを加算する加算回
路、１７は加算信号ＵＡＮの正負を判別し、正の期間に
出力ＵＥを６ビとする正負判別回路、１８は位置信号Ｕ
Ｄの極性を反転する反転回路、１９は判別信号ＵＥの０
０″期間にオンし、位置信号ＵＤＮを加算回路２１に加
えるスイツチ、２０は判別信号ＵＥの゛１１期間にオン
し、反転位置信号ＵＤＮを加算回路２１に加えるスイツ
チ、２１は加算回路１５の加算信号ＵＡＰと位置信号Ｕ
Ｄあるいは反転位置信号ＵＤＮを加算する加算回路、２
２は加算回路２１の加算信号ＵＡの正期間に移相信号Ｕ
ｓを６ビにする零検出回路である。
次に、その動作を第５図〜第８図に示すタイムチヤート
を用いて説明する。
を用いて説明する。
まず、正転時の動作を第５図を参照して説明する。
速度発電機６で検出した速度信号ＳＦは切換回路１２を
介して積分回路１３に加えられる。また、゛速度信号Ｓ
Ｆは反転回路１１で反転した後に切換回路１２を介して
積分回路１３に加えられる。切換回路１２は位置信号Ｕ
Ｄ（７）６１−０１に応じて速度信号ＳＦと反転速度信
号ＳＦＮのいずれを積分回路１３に与えるかを選択する
。具体的に信号ＵＤの６ビ期間に反転速度信号ＳＦＮを
選択し、５０″期間に速度信号ＳＦを選択する。積分回
路１３は信号ＵＤＯ）８０″期間に速度信号ＳＦを積分
するので、その積分出力ＵｌＰはＴ，−Ｔ４期間では正
方向に増加する。一方、信号ＵＤ（７）″ビ期間には反
転速度信号ＳＦＮを積分するので、積分信号ＵＩＰはＴ
４ｔ，期間では負方向に増加する。位置信号ＵＤの周波
数と速度信号ＳＦの大きさは比例するので、定格速度に
おける周期でもつて積分信号ＵｌＰの波高値（絶対値）
が一定値（リミツタ値）となるように積分回路１３の積
分時定数を選定することにより、同期電動機４の運転速
度が変化しても積分信号ＵｌＰは位置信号ＵＤ（７）６
１″と６０１の変化時に最大値となり、かつ積分方向が
反転する。したがつて、積分信号ＵＩＰは位置信号Ｈｕ
の一周期に同期した波高値一作の三角波信号となる。こ
こで、積分回路１３が正負のリミツタ付としたのは次の
理由からである。
介して積分回路１３に加えられる。また、゛速度信号Ｓ
Ｆは反転回路１１で反転した後に切換回路１２を介して
積分回路１３に加えられる。切換回路１２は位置信号Ｕ
Ｄ（７）６１−０１に応じて速度信号ＳＦと反転速度信
号ＳＦＮのいずれを積分回路１３に与えるかを選択する
。具体的に信号ＵＤの６ビ期間に反転速度信号ＳＦＮを
選択し、５０″期間に速度信号ＳＦを選択する。積分回
路１３は信号ＵＤＯ）８０″期間に速度信号ＳＦを積分
するので、その積分出力ＵｌＰはＴ，−Ｔ４期間では正
方向に増加する。一方、信号ＵＤ（７）″ビ期間には反
転速度信号ＳＦＮを積分するので、積分信号ＵＩＰはＴ
４ｔ，期間では負方向に増加する。位置信号ＵＤの周波
数と速度信号ＳＦの大きさは比例するので、定格速度に
おける周期でもつて積分信号ＵｌＰの波高値（絶対値）
が一定値（リミツタ値）となるように積分回路１３の積
分時定数を選定することにより、同期電動機４の運転速
度が変化しても積分信号ＵｌＰは位置信号ＵＤ（７）６
１″と６０１の変化時に最大値となり、かつ積分方向が
反転する。したがつて、積分信号ＵＩＰは位置信号Ｈｕ
の一周期に同期した波高値一作の三角波信号となる。こ
こで、積分回路１３が正負のリミツタ付としたのは次の
理由からである。
すなわち、運転開始時に積分レベルがどの値にあるか、
つまり停止時にどの位置で停止したか不明であることに
起因して積分レベルが一定値以上になるのを防止するた
め、および積分信号は位置信号の１／２周期毎に噌加方
向と減少方向に変化するが位置信号の６１″と６０″期
間が正確に１対１でないときに積分レベルが一定値以上
になるのを防止するためである。また、積分回路１３が
正負の間を積分するようにしたのは通常、積分回路とし
て用いられる演算増幅器の直線性の良い範囲で使用する
ためである。積分信号ＵＩＰは加算回路１５に加えられ
ると共に、反転回路１４により位相を反転され信号Ｕｌ
Ｎとして加算回路１６に加えられる。加算回路１５，１
６において積分信号ＵＩＰ（５Ｕ１Ｎに位相匍脚信号Ｅ
ｃを加算すると、Ｔ３，ｔ５点で零点とクロスする信号
ＵＡＰとＴ２，ｔ６点で零点とクロスする信号ＵＡＮと
なる。加算回路１６の出力信号ＵＡＮを正負判別回路１
７に加えると、信号ＵＡＮの正期間のみ６ピとなる信号
ＵＥが得られる。この信号ＵＥは点弧灼レスＵＰ，ＵＮ
・・・ＷＮのうちいくつかのエンドとフロントを決定す
る。スイツチ１９は信号ＵＥが“０１のときオンして位
置信号Ｕ。を加算回路２１に与え、またスイツチ２０は
信号ＵＥが６ビのときオンし反転回路１８から得られる
反転位置信号ＵＤＮを加算回路２１に与える。したがつ
て、加算回路２１は、Ｔ４−Ｔ６間は信号ＵＡＰに位置
信号ＵＤを加算し、Ｔ６−Ｔ７間は信号［ＪＡｐに反転
位置信号ＵＤＮを加算する。このように加算して得られ
る加算回路２１の出力信号Ｕ＾は位置信号ＵＤの“１″
のときに信号ＵＤを位相制御信号Ｅ。で分割したものと
なる。なお、位置信号ＵＤの波高値は位相制御信号Ｅｃ
の大きさに応じて三角波信号Ｕｌ，の振巾値より大きな
値に設定される。これは位相制御信号Ｅｃを最大にした
場合、加算信号ＵＡに正期間をもたせるためである。な
お、図では信号ＵＡににおいて信号ＵＤおよびＵ。Ｎ分
に斜線を施し、かつ拡大して示してある。零検出回路２
２は信号ＵＡの正期間に信号Ｕｓを”ビにする。この信
号Ｕｓは電気角で１８０”巾のパルスとなり、位置信号
ＵＤに対してθだけ進み位相となる。位相角θは位相制
御信号Ｅｃを正方向に大きくすることにより増加する。
したがつて、位相制御信号Ｅｃを正方向に大きくするこ
とにより位相角θを０ｃから進みの１８０すまで変化さ
せることができる。位相角θは位相制御信号Ｅｃにより
調整できるが、位相制御信号Ｅｃを積分信号ＵｌＰの波
高値より負方向に大きくすると加算回路１５，１６の加
算信号［ＪＡＰ，［ＪＡＮは第６図のように位置信号Ｕ
Ｔｆ）Ｉ）一周期であるｔ１−Ｔ７期間総て負となる。
しかして、正負判別回路１７の出力信号ＵＥも“０″と
なる。したがつて、この場合にはスイツチ１９のみがオ
ンするので信号ＵＡＰと位置信号ＵＤとが加算回路２１
で加算される。この加算信号ＵＡは第６図のように位置
信号ＵＤの“１゛の期間であるＴ４−Ｔ７期間だけ正と
なる。その結果、零検出回路２２から得られる移相位置
信号Ｕｓは位置信号ＵＤと同位相となる。また、位相制
御信号Ｅｃを積分信号ＵＩＰの振幅値より正方向に大き
くすると加算信号ＵＡＰＵＡＮは第７図のように総ての
期間正となる。
つまり停止時にどの位置で停止したか不明であることに
起因して積分レベルが一定値以上になるのを防止するた
め、および積分信号は位置信号の１／２周期毎に噌加方
向と減少方向に変化するが位置信号の６１″と６０″期
間が正確に１対１でないときに積分レベルが一定値以上
になるのを防止するためである。また、積分回路１３が
正負の間を積分するようにしたのは通常、積分回路とし
て用いられる演算増幅器の直線性の良い範囲で使用する
ためである。積分信号ＵＩＰは加算回路１５に加えられ
ると共に、反転回路１４により位相を反転され信号Ｕｌ
Ｎとして加算回路１６に加えられる。加算回路１５，１
６において積分信号ＵＩＰ（５Ｕ１Ｎに位相匍脚信号Ｅ
ｃを加算すると、Ｔ３，ｔ５点で零点とクロスする信号
ＵＡＰとＴ２，ｔ６点で零点とクロスする信号ＵＡＮと
なる。加算回路１６の出力信号ＵＡＮを正負判別回路１
７に加えると、信号ＵＡＮの正期間のみ６ピとなる信号
ＵＥが得られる。この信号ＵＥは点弧灼レスＵＰ，ＵＮ
・・・ＷＮのうちいくつかのエンドとフロントを決定す
る。スイツチ１９は信号ＵＥが“０１のときオンして位
置信号Ｕ。を加算回路２１に与え、またスイツチ２０は
信号ＵＥが６ビのときオンし反転回路１８から得られる
反転位置信号ＵＤＮを加算回路２１に与える。したがつ
て、加算回路２１は、Ｔ４−Ｔ６間は信号ＵＡＰに位置
信号ＵＤを加算し、Ｔ６−Ｔ７間は信号［ＪＡｐに反転
位置信号ＵＤＮを加算する。このように加算して得られ
る加算回路２１の出力信号Ｕ＾は位置信号ＵＤの“１″
のときに信号ＵＤを位相制御信号Ｅ。で分割したものと
なる。なお、位置信号ＵＤの波高値は位相制御信号Ｅｃ
の大きさに応じて三角波信号Ｕｌ，の振巾値より大きな
値に設定される。これは位相制御信号Ｅｃを最大にした
場合、加算信号ＵＡに正期間をもたせるためである。な
お、図では信号ＵＡににおいて信号ＵＤおよびＵ。Ｎ分
に斜線を施し、かつ拡大して示してある。零検出回路２
２は信号ＵＡの正期間に信号Ｕｓを”ビにする。この信
号Ｕｓは電気角で１８０”巾のパルスとなり、位置信号
ＵＤに対してθだけ進み位相となる。位相角θは位相制
御信号Ｅｃを正方向に大きくすることにより増加する。
したがつて、位相制御信号Ｅｃを正方向に大きくするこ
とにより位相角θを０ｃから進みの１８０すまで変化さ
せることができる。位相角θは位相制御信号Ｅｃにより
調整できるが、位相制御信号Ｅｃを積分信号ＵｌＰの波
高値より負方向に大きくすると加算回路１５，１６の加
算信号［ＪＡＰ，［ＪＡＮは第６図のように位置信号Ｕ
Ｔｆ）Ｉ）一周期であるｔ１−Ｔ７期間総て負となる。
しかして、正負判別回路１７の出力信号ＵＥも“０″と
なる。したがつて、この場合にはスイツチ１９のみがオ
ンするので信号ＵＡＰと位置信号ＵＤとが加算回路２１
で加算される。この加算信号ＵＡは第６図のように位置
信号ＵＤの“１゛の期間であるＴ４−Ｔ７期間だけ正と
なる。その結果、零検出回路２２から得られる移相位置
信号Ｕｓは位置信号ＵＤと同位相となる。また、位相制
御信号Ｅｃを積分信号ＵＩＰの振幅値より正方向に大き
くすると加算信号ＵＡＰＵＡＮは第７図のように総ての
期間正となる。
そのため、正負判別回路１７の出力信号ＵＥが常に゛ビ
となり、加算回路２１は信号ｙ１と反転位置信号Ｕ。Ｎ
を加算する。この場合、加算信号ＵＡはＴ，−Ｔ４間に
正となるので、移相位置信号Ｕｓは第７図に示す如く位
置信号ＵＤに対し１８００進み位相となる。なお、この
状態は電動機４が逆転すると相回転が逆となるので、移
相位置信号Ｕｓは位置信号ＵＤに対し１８０、遅れとな
る。このように、位相匍脚信号Ｅｃを正方向に大きくす
ると位置信号ＵＤに対し移相位置信号Ｕｓは進み位相と
なり、逆に負方向に大きくすると位相差θは小さくなり
ついには同立相となる。
となり、加算回路２１は信号ｙ１と反転位置信号Ｕ。Ｎ
を加算する。この場合、加算信号ＵＡはＴ，−Ｔ４間に
正となるので、移相位置信号Ｕｓは第７図に示す如く位
置信号ＵＤに対し１８００進み位相となる。なお、この
状態は電動機４が逆転すると相回転が逆となるので、移
相位置信号Ｕｓは位置信号ＵＤに対し１８０、遅れとな
る。このように、位相匍脚信号Ｅｃを正方向に大きくす
ると位置信号ＵＤに対し移相位置信号Ｕｓは進み位相と
なり、逆に負方向に大きくすると位相差θは小さくなり
ついには同立相となる。
したがつて、位相角θを００から進みと遅れの１８０が
まで変化させることができる。以上は移相回路８Ｕの動
作であるが、移相回路８Ｖ，８Ｗを位相制御信号Ｅｃに
応じて移相した移相位置信号Ｖｓ，Ｗｓを出力する。
まで変化させることができる。以上は移相回路８Ｕの動
作であるが、移相回路８Ｖ，８Ｗを位相制御信号Ｅｃに
応じて移相した移相位置信号Ｖｓ，Ｗｓを出力する。
このようにして得た移相位置信号Ｕｓ，Ｖｓ，Ｗｓを論
理回路９に加えると上述したような組合せで点弧パルス
ＵＰ，ＵＮ・・・ＷＮを発生する。
理回路９に加えると上述したような組合せで点弧パルス
ＵＰ，ＵＮ・・・ＷＮを発生する。
第８図は正転運転時の同期電動機４の相電圧Ｅｕ，ｅｖ
，ｅｗと点弧パルスＵＰ，ＶＰ・・・ＷＰの関係を示す
。モードＩは位相角θ＝０Ｐとした場合で電動の低速運
転時のモードで、モードはθ＝４５でにした場合で電動
高速運転時のモードである。モードはθ＝１２０高で高
速回生邊転時およびモードは低速回生運転時のモードで
ある〇このように、正転運転時には位相匍脚信号Ｅｃの
大きさと極性を変えることにより制御進み角を任意に調
整でき、その結果電動運転と回生運転とを制御進み角の
制御により自在に行える。
，ｅｗと点弧パルスＵＰ，ＶＰ・・・ＷＰの関係を示す
。モードＩは位相角θ＝０Ｐとした場合で電動の低速運
転時のモードで、モードはθ＝４５でにした場合で電動
高速運転時のモードである。モードはθ＝１２０高で高
速回生邊転時およびモードは低速回生運転時のモードで
ある〇このように、正転運転時には位相匍脚信号Ｅｃの
大きさと極性を変えることにより制御進み角を任意に調
整でき、その結果電動運転と回生運転とを制御進み角の
制御により自在に行える。
次に、逆転運転の場合の動作を第９図を参照して説明す
る。
る。
逆転運転の場合には直流速度発電機６である速度信号Ｓ
Ｆの極性が反転し負となる。
Ｆの極性が反転し負となる。
このため、積分回路１３の積分信号ＵｌＰは位置信号Ｕ
ｆＹｌ７期間に正方向に増加し、″０″期間に負方向に
増加する三角波信号となる。この場合、位相制御信号Ｅ
ｃを正方向の所定値にすると加算回路１６の加算信号Ｕ
ＡＮはｔ１−Ｔ２期間に正となり、信号ＵＥもｔ１−Ｔ
，期間に″ピとなる。よつて、ｔ１−Ｔ２期間はスイツ
チ２０がオンし、加算回路２１において信号ＵＡＰと反
転位置信号ＵＤＮが加算される。また、信号ＵＥが゛０
７となるＴ２−Ｔ４期間は信号ＵＡＰと位置信号ＵＤが
加算される。したがつて、加算回路２１の出力信号ＵＡ
は図示のようになり、零検出回路２２から得られる移相
位置信号Ｕｓは位相，角θだけ遅れ位相となる。このよ
うに、逆転時にも位相匍脚信号Ｅｃを変えることにより
位相角θを遅れ側に調整できる。逆転時においては位相
制御信号Ｅｃを積分信号ＵｌＰの振幅値より正方向に大
きくすることにより位相角θを１８０りにできる。，ま
た、位相制御信号Ｅｃを負方向にするに従い位相角θは
小さくなり、積分信号ＵｌＰの振幅値より負方向に大き
くすると位相角θは００となる。このように逆転時にお
いても位置信号ＵＤに対し１８０に移相可能な移相位置
信号Ｕｓを得ることができ、移相回路８Ｖ，８Ｗからも
同様な移相位置信号Ｓ，Ｗｓが得られる。したがつて、
移相位置信号Ｕｓを組合せて得られる点弧パルスＵＰ，
ＵＮ・・・ＷＮもその位相を０る〜１８０スの範囲で連
続して可変にできる。第１０図は逆転運転時の同期電動
機４の相電圧ＥｌｅＶ，ｅＷと点弧パルスＵＰ，ＵＮ・
・・ＷＮの関係を示す。
ｆＹｌ７期間に正方向に増加し、″０″期間に負方向に
増加する三角波信号となる。この場合、位相制御信号Ｅ
ｃを正方向の所定値にすると加算回路１６の加算信号Ｕ
ＡＮはｔ１−Ｔ２期間に正となり、信号ＵＥもｔ１−Ｔ
，期間に″ピとなる。よつて、ｔ１−Ｔ２期間はスイツ
チ２０がオンし、加算回路２１において信号ＵＡＰと反
転位置信号ＵＤＮが加算される。また、信号ＵＥが゛０
７となるＴ２−Ｔ４期間は信号ＵＡＰと位置信号ＵＤが
加算される。したがつて、加算回路２１の出力信号ＵＡ
は図示のようになり、零検出回路２２から得られる移相
位置信号Ｕｓは位相，角θだけ遅れ位相となる。このよ
うに、逆転時にも位相匍脚信号Ｅｃを変えることにより
位相角θを遅れ側に調整できる。逆転時においては位相
制御信号Ｅｃを積分信号ＵｌＰの振幅値より正方向に大
きくすることにより位相角θを１８０りにできる。，ま
た、位相制御信号Ｅｃを負方向にするに従い位相角θは
小さくなり、積分信号ＵｌＰの振幅値より負方向に大き
くすると位相角θは００となる。このように逆転時にお
いても位置信号ＵＤに対し１８０に移相可能な移相位置
信号Ｕｓを得ることができ、移相回路８Ｖ，８Ｗからも
同様な移相位置信号Ｓ，Ｗｓが得られる。したがつて、
移相位置信号Ｕｓを組合せて得られる点弧パルスＵＰ，
ＵＮ・・・ＷＮもその位相を０る〜１８０スの範囲で連
続して可変にできる。第１０図は逆転運転時の同期電動
機４の相電圧ＥｌｅＶ，ｅＷと点弧パルスＵＰ，ＵＮ・
・・ＷＮの関係を示す。
モードは位相角θ＝０Ｐつまり制御進み角β＝０モとし
た低速電動運転時のモードで、モード川はθ＝６０た（
′掲００）とした高速電動運転時のモードである。モー
ドはθ＝１２００（た１２０時）の高速回生運転時のモ
ードで、モードはθ＝１８０回（β：１８０ー）とした
低速回生運転時のモードである。このように、逆転運転
時にも位相制御信号Ｅ。
た低速電動運転時のモードで、モード川はθ＝６０た（
′掲００）とした高速電動運転時のモードである。モー
ドはθ＝１２００（た１２０時）の高速回生運転時のモ
ードで、モードはθ＝１８０回（β：１８０ー）とした
低速回生運転時のモードである。このように、逆転運転
時にも位相制御信号Ｅ。
の大きさと極性を変えることにより電動運転と回生運転
を連続して切換えることができる。以上正転時と逆転時
の動作を説明したが、正転時には位相制御信号Ｅｃを負
より正に変えることにより位相角θ、すなわち制御進み
角βを００から１８０位まで連続して移相できる。
を連続して切換えることができる。以上正転時と逆転時
の動作を説明したが、正転時には位相制御信号Ｅｃを負
より正に変えることにより位相角θ、すなわち制御進み
角βを００から１８０位まで連続して移相できる。
また、逆転時には位相ＦｂＩ脚信号Ｅｃを正から負まで
変えることにより位相角θを遅れの１８００から００ま
で、換言すると制御進み角βを００から１８００まで移
相することができる。この移相特性を示すと第１１図の
ようになるが、進みの１８０をと遅れの１８０のは同じ
位相である。
変えることにより位相角θを遅れの１８００から００ま
で、換言すると制御進み角βを００から１８００まで移
相することができる。この移相特性を示すと第１１図の
ようになるが、進みの１８０をと遅れの１８０のは同じ
位相である。
そのため、正転の回生運転から逆転の電動運転に移行す
るには位相制御信号Ｅｃを正の最大値にしておくと制御
進み角βは１８０をから０大に自動的に変わる。また、
逆転の回生運転から正転の電動運転への移行は位相制御
信号Ｅｃを負の最大値にしておくと制御進み角βは１８
０をから００に変化する。したがつて、位置信号の組合
せを変更することなく、位相匍脚信号Ｅｃを負一正一負
・・・と連続して与えることにより運転モードを変更で
き、安定に切換えることができる。次に、第１２図は本
渚明の他の実施例を示すもので、加算回路１６に積分信
号ＵＩＰと位相制御信号Ｅｃを反転回路２３で反転して
加えるようにしたものである。
るには位相制御信号Ｅｃを正の最大値にしておくと制御
進み角βは１８０をから０大に自動的に変わる。また、
逆転の回生運転から正転の電動運転への移行は位相制御
信号Ｅｃを負の最大値にしておくと制御進み角βは１８
０をから００に変化する。したがつて、位置信号の組合
せを変更することなく、位相匍脚信号Ｅｃを負一正一負
・・・と連続して与えることにより運転モードを変更で
き、安定に切換えることができる。次に、第１２図は本
渚明の他の実施例を示すもので、加算回路１６に積分信
号ＵＩＰと位相制御信号Ｅｃを反転回路２３で反転して
加えるようにしたものである。
なお、この実施例では正負半捌回路１７は信号ＵＡＮが
負期間に信号ＵＥを゛ビにする。このようにしても、例
えば正転時の第５図に対応したタイムチヤートは第１３
図のようになり、位相制御信号Ｅｃに応じた位相角θの
移相信号Ｕｓを得ることができる。したがつて、第４図
の実施例と同様に位相制御信号により運転モードを変更
できる。ここで、速度信号ＳＦの極性を切換えるのは位
置信号ＵＤに対し移相位置信号Ｕｓを進みにするか遅れ
にするかを決定する一例である。
負期間に信号ＵＥを゛ビにする。このようにしても、例
えば正転時の第５図に対応したタイムチヤートは第１３
図のようになり、位相制御信号Ｅｃに応じた位相角θの
移相信号Ｕｓを得ることができる。したがつて、第４図
の実施例と同様に位相制御信号により運転モードを変更
できる。ここで、速度信号ＳＦの極性を切換えるのは位
置信号ＵＤに対し移相位置信号Ｕｓを進みにするか遅れ
にするかを決定する一例である。
具体的には積分回路１３の積分方向が正転時と逆転時と
で位置信号ＵＤに対し逆にするためである０したがつて
、速度信号ＳＦは正転時と逆転時に同一極性にし、切換
回路１２に与える位置信号の極性を正転と逆転とで切換
えても同様に行える。以上説明したように、本発明によ
れば運転モードの切換えを位相制御信号の大きさと極性
を変えることにより行えるので、安定な制御を行える。
で位置信号ＵＤに対し逆にするためである０したがつて
、速度信号ＳＦは正転時と逆転時に同一極性にし、切換
回路１２に与える位置信号の極性を正転と逆転とで切換
えても同様に行える。以上説明したように、本発明によ
れば運転モードの切換えを位相制御信号の大きさと極性
を変えることにより行えるので、安定な制御を行える。
なお、以上の実施例の説明では速度信号を直流速度発置
機により得ているが、交流速度発電機を用いてその交流
信号を直流信号に変換し、その直流信号の極性を反転す
るようにしても行える。直流信号の極性反転は相回転を
検出して行えば良い。また、以上の実施例は周波数変換
器が直流を交流に変換するものであるが、交流を直接交
流に変換するサイクロコンバータであつても同様に制御
できるのは勿論である。
機により得ているが、交流速度発電機を用いてその交流
信号を直流信号に変換し、その直流信号の極性を反転す
るようにしても行える。直流信号の極性反転は相回転を
検出して行えば良い。また、以上の実施例は周波数変換
器が直流を交流に変換するものであるが、交流を直接交
流に変換するサイクロコンバータであつても同様に制御
できるのは勿論である。
第１図は無整流子電動機の主回路の概略構成図、第２図
は本発明による制御装置の一実施例を示す構成図、第３
図は第２図における論理回路の動作を示すタイムチヤー
ト、第４図は第２図における移相回路の一例詳細構成図
、第５図〜第１０図は移相回路の動作を説明するタイム
チヤート、第１１図は本発明による匍脚装置の移相特性
図、第１２図は移相回路の他の詳細構成図、第１３図は
第１２図に示す移相回路の動作を説明するタイムチヤー
トである。 １・・・・・・直流電源、２・・・・・・平滑リアクト
ル、３・・・・・・サイリスタ変換器、４・・・・・・
同期電動機、５・・・・・・位置検出器、６・・・・・
・速度発電機、７・・・・・・点弧制御回路、ＵＯ，Ｖ
Ｏ，ＷＯ・・・・・・位置信号、Ｕｓ，Ｖ８，Ｗ８・・
・・・・移相位置信号。
は本発明による制御装置の一実施例を示す構成図、第３
図は第２図における論理回路の動作を示すタイムチヤー
ト、第４図は第２図における移相回路の一例詳細構成図
、第５図〜第１０図は移相回路の動作を説明するタイム
チヤート、第１１図は本発明による匍脚装置の移相特性
図、第１２図は移相回路の他の詳細構成図、第１３図は
第１２図に示す移相回路の動作を説明するタイムチヤー
トである。 １・・・・・・直流電源、２・・・・・・平滑リアクト
ル、３・・・・・・サイリスタ変換器、４・・・・・・
同期電動機、５・・・・・・位置検出器、６・・・・・
・速度発電機、７・・・・・・点弧制御回路、ＵＯ，Ｖ
Ｏ，ＷＯ・・・・・・位置信号、Ｕｓ，Ｖ８，Ｗ８・・
・・・・移相位置信号。
Claims (1)
- １ 多相電機子巻線と界磁巻線を有する同期電動機と、
前記電機子巻線に可変周波の交流電流を供給する周波数
変換器と、前記同期電動機の回転速度を検出し速度信号
を出力する速度検出装置と、前期同期電動機の回転位置
に基づく位置信号を検出する位置検出器と、前記速度検
出装置の速度信号を前記位置信号に同期して積分した積
分信号と最小値と最大値の間の値に制御され、前記同期
電動機の正逆転の切換時には最小値あるいは最大値の値
をとる位相制御信号とによつて前記位置信号を進み側と
遅れ側に最大１８０°移相させる移相回路と、該移相回
路から得られる移相位置信号とこの移相位置信号を反転
した反転移相位置信号の組合せにより前記周波数変換器
の点弧パルスを発生する論理回路とを具備した無整流子
電動機の制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52099569A JPS5923194B2 (ja) | 1977-08-22 | 1977-08-22 | 無整流子電動機の制御装置 |
| SE7808758A SE438063B (sv) | 1977-08-22 | 1978-08-18 | Styranordning for en synkronmotor |
| US05/935,596 US4271385A (en) | 1977-08-22 | 1978-08-21 | Control system for commutatorless motor |
| DE2836467A DE2836467C2 (de) | 1977-08-22 | 1978-08-21 | Steueranordnung für einen von einem Läuferlagefühler gesteuerten Synchronmotor |
| CH890478A CH627892A5 (fr) | 1977-08-22 | 1978-08-22 | Dispositif de commande de la vitesse d'un moteur synchrone. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP52099569A JPS5923194B2 (ja) | 1977-08-22 | 1977-08-22 | 無整流子電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5434016A JPS5434016A (en) | 1979-03-13 |
| JPS5923194B2 true JPS5923194B2 (ja) | 1984-05-31 |
Family
ID=14250749
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP52099569A Expired JPS5923194B2 (ja) | 1977-08-22 | 1977-08-22 | 無整流子電動機の制御装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4271385A (ja) |
| JP (1) | JPS5923194B2 (ja) |
| CH (1) | CH627892A5 (ja) |
| DE (1) | DE2836467C2 (ja) |
| SE (1) | SE438063B (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4460861A (en) * | 1983-01-21 | 1984-07-17 | Westinghouse Electric Corp. | Control system for machine commutated inverter-synchronous motor drives |
| US5315225A (en) * | 1991-09-30 | 1994-05-24 | Electric Power Research Institute | Converter for synchronous motor starting |
| JPH07110717A (ja) * | 1993-08-19 | 1995-04-25 | Fanuc Ltd | モータの制御方式 |
| DE4442151A1 (de) | 1994-11-26 | 1996-05-30 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum Steuern eines elektronisch kommutierten Motors |
| DK0739086T3 (da) * | 1995-04-19 | 2000-01-17 | Landis & Gyr Tech Innovat | Fremgangsmåde og anordning til aktivering af synkronmotorer |
| KR100653434B1 (ko) * | 2005-04-29 | 2006-12-01 | 영 춘 정 | 2상 무정류자 모터 |
| FR2896638B1 (fr) * | 2006-01-20 | 2008-02-22 | Valeo Equip Electr Moteur | Dispositif de pilotage d'une machine tournante polyphasee |
| FR2896640B1 (fr) * | 2006-01-20 | 2009-01-30 | Valeo Equip Electr Moteur | Dispositif de pilotage d'une machine tournante polyphasee |
| FR2896639B1 (fr) * | 2006-01-20 | 2008-02-22 | Valeo Equip Electr Moteur | Dispositif de pilotage d'une machine tournante polyphasee |
| FR2896637B1 (fr) * | 2006-01-20 | 2008-03-14 | Valeo Equip Electr Moteur | Procede de commande d'une machine electrique tournante polyphasee |
| US8299661B2 (en) * | 2007-05-11 | 2012-10-30 | Sntech Inc. | Rotor of brushless motor |
| US8033007B2 (en) * | 2007-05-11 | 2011-10-11 | Sntech, Inc. | Method of making rotor of brushless motor |
| KR100946719B1 (ko) * | 2007-11-28 | 2010-03-12 | 영 춘 정 | 멀티프로그램이 가능한 가변속 무정류자 모터의 정풍량제어장치 |
| US7795827B2 (en) * | 2008-03-03 | 2010-09-14 | Young-Chun Jeung | Control system for controlling motors for heating, ventilation and air conditioning or pump |
| US20090284201A1 (en) * | 2008-05-15 | 2009-11-19 | Young-Chun Jeung | Motor with magnetic sensors |
| US20100039055A1 (en) * | 2008-08-14 | 2010-02-18 | Young-Chun Jeung | Temperature control of motor |
| US8138710B2 (en) * | 2008-08-14 | 2012-03-20 | Sntech Inc. | Power drive of electric motor |
| US8232755B2 (en) | 2009-04-02 | 2012-07-31 | Young-Chun Jeung | Motor with circuits for protecting motor from input power outages or surges |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3737747A (en) * | 1971-05-10 | 1973-06-05 | Otis Elevator Co | Servomechanism including a polyphase alternating current synchronous motor |
| BE787764A (fr) * | 1971-08-20 | 1973-02-19 | Siemens Ag | Circuit de commande pour une machine electrique equipee d'un commutateur electronique |
| US3908130A (en) * | 1974-08-30 | 1975-09-23 | Gen Electric | Starter-generator utilizing phase controlled rectifiers to drive a dynamoelectric machine as a brushless motor in the starting mode to increase the torque output of the machine through phase angle control by reducing the machine counter EMF |
| US4085355A (en) * | 1976-04-26 | 1978-04-18 | Fradella Richard B | Variable-speed regenerative brushless electric motor and controller system |
| JPS5330718A (en) * | 1976-09-03 | 1978-03-23 | Hitachi Ltd | Controller for motor |
| JPS5332331A (en) * | 1976-09-06 | 1978-03-27 | Hitachi Ltd | Controlling for electrical power converting device |
-
1977
- 1977-08-22 JP JP52099569A patent/JPS5923194B2/ja not_active Expired
-
1978
- 1978-08-18 SE SE7808758A patent/SE438063B/sv not_active IP Right Cessation
- 1978-08-21 DE DE2836467A patent/DE2836467C2/de not_active Expired
- 1978-08-21 US US05/935,596 patent/US4271385A/en not_active Expired - Lifetime
- 1978-08-22 CH CH890478A patent/CH627892A5/fr not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CH627892A5 (fr) | 1982-01-29 |
| JPS5434016A (en) | 1979-03-13 |
| DE2836467C2 (de) | 1985-01-31 |
| SE7808758L (sv) | 1979-02-23 |
| DE2836467A1 (de) | 1979-03-08 |
| US4271385A (en) | 1981-06-02 |
| SE438063B (sv) | 1985-03-25 |
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