JPS6159074B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は同期電動機の駆動装置に関し、特
に、可変周波数電源による同期電動機の速度を制
御するような駆動装置に関する。

最近では、制御電極付スイツチング素子（たと
えばサイリスタ）などの半導体素子の大容量化に
伴なつて、同期電動機に可変周波数の交流電力を
供給することにより、速度を制御する装置が広く
使用されるようになつた。これらの装置は直流機
との対比において無整流子電動機と呼ばれてい
る。無整流子電動機は、可変周波数の方式により
インバータ方式とサイクロコンバータ方式とに分
けられる。このうち、サイクロコンバータ方式は
周波数に上限があり、したがつて制御範囲の面か
らはインバータ方式が優れている。従来、このよ
うなインバータ方式の無整流子電動機には、イン
バータとして同期電動機の逆起電力を利用して転
流を行なわしめる他励転流方式のインバータが使
われていた。

第１図は従来の他励転流方式のインバータを用
いた無整流子電動機を示すブロツク図である。構
成において、直流電源１０からの直流電流は６個
のサイリスタ１２１ないし１２６がブリツジ接続
された他励転流方式のインバータ１２に与えら
れ、交流電流に変換されて同期電動機１３に与え
られる。パルス発生器１４は同期電動機１３の回
転軸に直結され、電動機回転子（図示せず）の位
置に対応したパルスを発生する。ゲート回路１５
はパルス発生器１４の信号からインバータ１２の
各サイリスタ１２１ないし１２６に与えるべきゲ
ート信号を作り出すゲート回路である。同期電動
機１３の界磁巻線１６は通常別電源（図示せず）
より直流電流が供給される。

次に、動作について簡単に説明する。直流電源
１０から同期電動機１３に要求されるトルクの大
きさに対応した直流電流がインバータ１２に供給
され、インバータ１２は各サイリスタ１２１ない
し１２６のオン、オフ制御により、この直流電流
を略方形波の三相交流電力に変換し、同期電動機
１３の各相電機子巻線に供給する。パルス発生器
１４は同期電動機１３の回転子位置に対応したパ
ルスを発生し、ゲート回路１５はこのパルスによ
りインバータ１２の６個のサイリスタ１２１ない
し１２６の導通時刻を定め、電動機回転周波数に
同期して各相電流が流れるようにゲート信号を作
り出す。その結果、同期電動機１３は直流電源１
０より与えられる直流電流に対応した同期トルク
を発生する。

第２図は従来の同期電動機の駆動装置における
動作を説明するためのベクトル関係図である。図
において、電動機にトルクを発生させるための電
機子電流Ｉを供給すると、この電流Ｉにより電機
子反作用XIが図示の方向に生じる。実際には、
電機子電流Ｉによるインピーダンスドロツプも同
時に生じるが、一般には電機子反作用に比べて小
さいので説明の簡略のために無視する。この電機
子反作用により、電動機の端子電圧Ｖは図示のご
とく無負荷誘起電圧Ｅより位相が進んでいる。イ
ンバータ１２はこの端子電圧Ｖをサイリスタ１２
１ないし１２６の転流に利用しているため、転流
を行なわせるためには電流Ｉの位相をＶの位相よ
りもさらにだけ進んだ位相とする必要がある。
の大きさは転流を重なり時間とサイリスタの逆
バイアス時間とによつて決まる値であり、電流Ｉ
が大きくなればなるほどまた周波数が高くなるほ
ど大きくなる。

このため、従来の他励転流方式のインバータを
用いた無整流子電動機においては、同期電動機３
の運転力率は必らず進み力率となり、負荷の大き
いときには力率の悪化が余儀なくされるという欠
点があつた。

それゆえに、この発明の主たる目的はインバー
タとして自励転流方式のものを用い、同期電動機
を高力率運転させながら速度制御を行ない得る同
期電動機の駆動装置を提供することである。

この発明は要約すれば、直流電源と、フイルタ
リアクトル、コンデンサで構成される中間直流回
路および前記中間直流回路を介して前記直流電源
に接続され直流電力を可変周波数の交流電力に変
換する自励インバータ手段とによつて構成される
可変電圧可変周波数の電源手段を、同期電動機の
電機子巻線に接続し、前記同期電動機の内部誘起
電圧の位相の検出手段と、前記同期電動機の端子
電圧の位相を検出する手段と、前記可変周波数可
変電圧の電源手段の出力電圧位相を制御する位相
コントローラとにより、前記同期電動機の端子電
圧位相と内部誘起電圧位相との間に所定の位相差
を作り出すことによつてトルクを発生させるよう
にし、同時に前記可変周波数可変電圧電源の電圧
を検出する手段と、前記電圧を所定の値に制御す
る電圧コントローラとにより前記同期電動機の端
子電圧を変化させ、前記同期電動機の運転力率を
調整するようにしたものである。

この発明の上述の目的およびその他の目的と特
徴は以下に図面を参照して行なう詳細な説明から
一層明らかとなろう。

第３図はこの発明の一実施例のブロツク図であ
る。構成において、可変電圧可変周波数の電源回
路２０は同期電動機１３に、回転周波数に同期し
た交流電圧を印加する。この電源回路２０は可変
電圧の直流電源回路２１、フイルタリアクトル２
２とフイルタコンデンサ２３とから成る直流中間
回路およびこれらと接続されて直流電圧を断続制
御して可変周波数の交流電圧に変換する周知の自
励インバータ回路２４より構成される。直流電源
回路２１は、交流電圧を、たとえばサイリスタを
ブリツジ接続した整流回路によつて直流電圧に整
流するものであり、サイリスタのゲート電極が制
御されることによつて可変可能な直流電圧を導出
する。同期電動機１３の回転軸には、従来と同様
にしてパルス発生器１４が直結されている。第１
の位相検出器３１は、パルス発生器１４の信号か
ら同期電動機１３の内部誘起電圧Ｅの位相を検出
する。第２の位相検出器３２は電源回路２０の出
力電圧すなわち同期電動機１３の端子電圧Ｖとそ
の位相とを検出する。位相差検出器３３は第１、
第２の位相検出器３１，３２の出力に基づいて位
相差を演算する。トルク角設定器３４はトルク基
準回路３５によつて与えられるトルク基準からト
ルク角を演算する。位相制御手段としての位相コ
ントローラ３６はトルク角設定器３４で設定され
たトルク角基準と、位相差検出器３３で検出され
た位相差とが一致するように自励式インバータ３
４の運転位相を変化させる。また、電圧基準回路
３７は所望の電圧値を電圧制御手段としての電圧
コントローラ３８に与える。電圧コントローラ３
８は電圧検出器２５によつて検出されるフイルタ
コンデンサ２３の両端電圧を電圧基準回路３７か
らの電圧基準に等しくなるように直流電源回路２
１の出力電圧を変化させる。なお、界磁巻線１６
には従来と同様にして別電源（図示せず）より直
流電流が供給される。

第４図は第３図に示す位相コントローラの一例
を示すブロツク図である。ここに示す位相コント
ローラ３６は、積分器３６１と電圧制御発振器３
６２とリングカウンタ３６３とゲート論理回路３
６４とから成る位相同期回路（フエイズロツクル
ープ、以下、PLL）によつて構成される。

第５図は第４図に示す位相コントローラの動作
を説明するための波形図である。

次に、第４図および第５図を参照してPLLを用
いた位相コントローラの動作について説明する。
同期電動機１３の内部誘起電圧（第５図ｂ）Ｅに
対して自励式インバータ２４の運転位相が進んで
いて、同期電動機１３の端子電圧（第５図ａ）Ｖ
が位相角でδだけ進んでいるとする。このとき、
第１および第２の位相検出器３１，３２の出力
は、第５図ｄ，ｃに示すように、δだけ位相のず
れた方形波となる。位相差検出器３３は２つの方
形波の位相差に対応して第５図ｅに示すようなパ
ルスを導出するが、このパルスのパルス幅は位相
差δの大きさに比例している。このような位相関
係にあるとき、トルク角設定器３４からトルク角
Ｄが指令されたとする。このδ＞Ｄの場合には、
積分器３６１の入力は平均値で負となるので積分
器３６１の出力は減少し、電圧制御発振器３６２
の出力周波数は低くなる。その結果、リングカウ
ンタ３６３の動作周波数が低くなり、ゲート論理
回路３６４のゲート信号は遅れる方向に変化す
る。逆に、δ＜Ｄの場合には、積分器３６１の入
力は平均値で正となつて積分器３６１の出力が増
加し、電圧制御発振器３６２、リングカウンタ３
６３を介してゲート論理回路３６４のゲート信号
が進む方向へと変化する。そして、δ＝Ｄとなつ
たとき、積分器３６１に与えられる入力は平均値
として０となり、ゲート論理回路３６４から一定
周波数のゲート信号が導出される。このように、
PLLを用いた位相コントローラ３６によれば、同
期電動機１３の端子電圧Ｖの位相を内部誘起電圧
Ｅの位相に対して所定の位相差に保持することが
可能になる。

第６図はこの発明の一実施例によるベクトル関
係図である。

次に、第３図ないし第６図を参照して、この発
明の一実施例の具体的な動作について説明する。
同期電動機１３に所望のトルクを発生させるため
に、トルク基準回路３５からトルク基準を与える
と、トルク角設定器３４は同期電動機１３のトル
ク特性に対応した所望のトルク角δを演算し、こ
れを設定トルク角Ｄとして出力する。この設定ト
ルク角Ｄは位相差の基準設定値となり、トルク基
準Ｔより、次式で演算される。

Ｄ＝sin^-1T／Ｋ ここで、Ｋは同期電動機固有の定数である。

また、位相差検出器３３によつて検出された位
相差がＤより小さいときには、位相コントローラ
３６によつて自励式インバータ２４の運転位相が
進む方向に位相制御され、逆に依相差検出器３３
で検出された位相差がＤより大きいときには、位
相コントローラ３６によつて運転位相が遅れる方
向に位相制御される。その結果、位相差検出器３
３で検出される位相差はＤに等しくなり、自励式
インバータ２４の出力電圧Ｖの位相は同期電動機
１３の内部誘起電圧Ｅに対して、δだけ進相とな
る。

同期電動機の出力トルクT₀は、界磁電流が一
定であれば、内部誘起電圧Ｅと端子電圧Ｖとの位
相差δの正弦にほぼ比例することはよく知られて
いる。すなわち、 T₀＝Ksinδ （Ｋは定数） したがつて、Ｄ＝δとなつた後は、 T₀＝Ksin（sin^-1T／Ｋ）＝Ｔ となり、トルク指令通りのトルクが発生すること
になる。トルク角δが発生したことによつて、同
期電動機１３の電機子巻線１６には電機子電流Ｉ
が流れトルクを発生する。このときのベクトル関
係は第２図で示したものと同じであるが、従来の
無整流子電動機では、電機子電流Ｉの位相および
大きさが制御可能であり、端子電圧Ｖがその結果
として決まるのが特徴であつた。これに対してこ
の発明の実施例においては端子電圧Ｖの位相およ
び大きさが制御可能となり、電機子電流Ｉの位相
および大きさは端子電圧Ｖの位相および大きさに
よつて決まる。

次に第２図および第６図に示すベクトル関係図
を参照して、端子電圧Ｖの大きさを変化すること
によつて力率を制御する過程について説明する。
今、ベクトル関係図が第２図に示すようになつて
いて、進み力率の電流Ｉが流れていたとする。こ
のとき、電圧基準回路３７によつて電圧基準信号
を増加させると、電圧コントローラ８８によつて
フイルタコンデンサ２３の両端電圧は上昇させら
れる。その結果、自励式インバータ２４の出力電
圧Ｖは大きくなる。したがつて、トルク角δを保
持した状態で端子電圧Ｖを大きくしていくと、力
率角は小さくなり、電圧がV′となつたとき力
率角は０になつて力率１の電流I′が流れるよう
になる。逆に、遅れ電流が流れているときには、
電圧基準回路３７の基準電圧を低下させ、端子電
圧Ｖの値を小さくすることによつて力率を１に近
づけることができる。したがつて、この実施例に
よれば、電圧基準回路３７の電圧基準を適切に選
ぶことにより、常に高力率の運転を行なうことが
できる。たとえば、第６図に示したベクトル図で
φ＝０となるような電圧Ｖを予め計算より求めて
おき、δの設定値Ｄおよび回転数の変化に応じ
て、電圧基準として指令すれば、常時力率１の制
御が可能となる。δが小さい範囲でのみ運転する
場合には、Ｖ＝Ｅとなるように電圧基準を速度に
比例して変化させるだけでも、十分に高力率な運
転が行なえる。なお、この実施例によればインバ
ータとして自励式インバータ２４を用いているた
め、負荷の状態には全く無関係に転流を行なうこ
とができ、力率を自由に調整することができると
いう利点がある。

電圧基準の設定方法については、制御の目的に
よつても異なるが、最も簡単な方法は回転数に比
例して、その大きさを変え、｜Ｅ｜＝｜Ｖ｜とな
るように与える方法である。第６図のベクトル図
で明らかなように、δの小さな範囲では、この方
法でも、概略力率が１となる。δが大きな範囲で
も運転が必要であり、かつ力率を完全に１にした
い場合には、入力の無効電力を検出し、進相であ
れば電圧基準を増加させ、遅相であれば電圧基準
を減少させるといつたフイードバツクループを構
成し、電圧基準をクローズドループで決めてやる
必要がある。

なお、上述の実施例において、同期電動機１３
にはできるだけ正弦波に近い電流を流すことが望
ましいので、自励式インバータとして少なくとも
２台以上の三相インバータを用い、それぞれの出
力電圧をトランスで加算して高調波電圧が打ち消
されるように構成した多重インバータを用いるこ
とが望ましい。

なお、自励式インバータの出力電圧位相が、各
サイリスタに与えられるゲートパルス位相によつ
て決定されることは周知である。たとえば、この
ことは、B.D.BedfordおよびR.G.Hoft著「インバ
ータ回路」今井他訳 昭和43年コロナ社刊242頁
の図８．２０を見れば明らかである。

したがつて、自励式インバータ２４の出力電圧
位相を検出するために出力電圧を検出することな
く自励式インバータ２４のゲートパルス位相を検
出するようにしてもよい。このゲートパルスはゲ
ート論理回路３６４の出力パルスである。このゲ
ートパルスを位相検出器３２の入力として、直接
印加することにより、出力電圧位相が検出でき
る。

自励式インバータの出力電圧を制御する他の方
法として、たとえば前述のB.D.Bedford等の「イ
ンバータ回路」 213頁以下に述べられているパ
ルス幅制御方式が知られている。したがつて、上
述の実施例では、自励式インバータ２４の出力電
圧Ｖを制御するために、直流電源回路２１の電圧
を制御したが、直流電源回路２１としてダイオー
ドをブリツジ接続した整流回路によつて一定電圧
を導出する電源を用い、自励式インバータ２４に
パルス幅変調方式の自励インバータを用いて電圧
基準回路３７の出力に対応して出力パルスの幅を
変化することによつて電圧を制御してもよい。

以上のように、この発明によれば、比較的簡単
な構成で同期電動機のトルクを制御することがで
きかつ外部から電圧を調整することによつて高力
率の運転を行なうことができる。その結果駆動装
置を小型化できかつ電動機の電機子電流を少なく
することができるため電機子巻線の温度上昇も少
なくすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の他励転流方式のインバータを用
いた無整流子電動機のブロツク図である。第２図
は従来の駆動装置の動作を説明するためのベクト
ル関係図である。第３図はこの発明の一実施例の
ブロツク図である。第４図は第３図に示す位相コ
ントローラの一例を示すブロツク図である。第５
図は第４図に示す位相コントローラの動作を説明
するための波形図である。第６図はこの発明の一
実施例によるベクトル関係図である。 図において、２０は可変電圧可変周波数電源回
路、２１は直流電源回路、２４は自励式インバー
タ、１３は同期電動機、１４はパルス発生器、３
１は第１の位相検出器、３２は第２の位相検出
器、３３は位相差検出器、３４はトルク角設定
器、３５はトルク基準回路、３６は位相コントロ
ーラ、３７は電圧基準回路、３８は電圧コントロ
ーラを示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 同期電動機の電機子巻線に印加する電圧を制
   御することによつて、該同期電動機の回転速度を
   制御する同期電動機の駆動装置であつて、 直流電源と、該直流電源からの直流電圧を断続
   制御して可変電圧可変周波数の交流電圧に変換す
   る自励転流式インバータ手段とを含み、該交流電
   圧を前記同期電動機に電機子電圧として与える電
   源手段、 前記同期電動機の内部誘起電圧の位相を検出す
   る第１の位相検出手段、 前記電源手段の出力電圧の位相を検出する第２
   の位相検出手段、 前記第１の位相検出手段によつて検出された前
   記同期電動機の内部誘起電圧の位相と、前記第２
   の位相検出手段によつて検出された前記電源手段
   の出力電圧の位相との位相差を検出する位相差検
   出手段、 所望のトルクの指令値を与える指令手段、 前記指令手段による所望トルクの指令値によ
   り、電動機定数に基づく所定の関数関係により、
   位相差の基準値を設定する位相差設定手段、 前記位相差検出手段によつて検出された位相差
   が前記位相差設定手段によつて設定された位相差
   基準値に等しくなるように前記電源手段の出力電
   圧の位相を制御する位相制御手段、 同期電動機の内部誘起電圧の振幅に対応して前
   記電源手段の出力電圧の振幅の基準値を発生する
   電圧設定手段、 前記電源手段の出力電圧を検出する電圧検出手
   段、および 前記電圧検出手段によつて検出された出力電圧
   と、前記電圧設定手段によつて設定された基準値
   とが等しくなるように前記電源手段の出力電圧を
   制御する電圧制御手段を備えた、同期電動機の駆
   動装置。 ２ 前記自励転流式インバータ手段は、少なくと
   も２台の３相インバータの出力電圧をトランスで
   加算してなる多重インバータである、特許請求の
   範囲第１項記載の同期電動機の駆動装置。 ３ 前記位相制御手段は、 前記位相差検出手段の出力と前記位相差設定手
   段によつて設定された位相差との差を積分する積
   分器と、 前記積分器出力に基づいて、インバータのゲー
   トパルス周波数を変化させる位相同期回路とを含
   む。特許請求の範囲第１項記載の同期電動機の駆
   動装置。 ４ 前記第２の位相検出手段は、前記電源手段に
   含まれる自励転流式インバータ手段のゲートパル
   スの位相を検出するようにした、特許請求の範囲
   第１項記載の同期電動機の駆動装置。 ５ 前記直流電源は、交流電圧を直流電圧に整流
   するものであつて、制御電極付スイツチング素子
   をブリツジ接続した整流回路と、フイルタリアク
   トルおよびフイルタコンデンサで構成される中間
   直流回路とを含み、 前記電圧制御手段は、前記制御電極付スイツチ
   ング素子の位相を制御することによつて、前記電
   源手段の出力電圧を変化させるようにした、特許
   請求の範囲第１項記載の同期電動機の駆動装置。 ６ 前記直流電源は、交流電圧を直流電圧に整流
   するものであつて、ダイオードをブリツジ接続し
   た整流回路と、フイルタリアクトルおよびフイル
   タコンデンサで構成される中間直流回路とを含
   み、 前記インバータ手段は、パルス幅変調方式のイ
   ンバータであつて、 前記電圧制御手段は、前記パルス幅変調方式の
   インバータの出力パルス幅を変化させることによ
   つて、前記電源手段の出力電圧を変化させるよう
   にした、特許請求の範囲第１項記載の同期電動機
   の駆動装置。 ７ 前記電圧検出手段は、前記フイルタコンデン
   サの両端電圧を検出するようにした、特許請求の
   範囲第５項記載の同期電動機の駆動装置。