JPH0783605B2 - 整流回路の制御装置 - Google Patents
整流回路の制御装置Info
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- JPH0783605B2 JPH0783605B2 JP61119252A JP11925286A JPH0783605B2 JP H0783605 B2 JPH0783605 B2 JP H0783605B2 JP 61119252 A JP61119252 A JP 61119252A JP 11925286 A JP11925286 A JP 11925286A JP H0783605 B2 JPH0783605 B2 JP H0783605B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はダイオードで構成されたダイオードブリツジ回
路（全波整流回路）の交流入力電流の波形を改善するた
めの整流回路の制御装置に関する。
路（全波整流回路）の交流入力電流の波形を改善するた
めの整流回路の制御装置に関する。
交流電源から直流電源を簡易に得るには一般に交流電源
をダイオードブリツジ回路で整流した後にコンデンサで
平滑して直流を得る整流回路が使用されている。このよ
うな整流回路における交流入力電流は交流入力電圧と平
滑コンデンサの充電電圧（直流電圧）との差で流れる。
平滑コンデンサはダイオードブリツジ回路の交流入力電
圧の平均値に相当する電圧に充電されている。このた
め、交流入力電流は交流入力電圧がピーク値付近まで大
きくなつて始めて流れ出すことになる。交流入力電流は
パルス状となり３倍,5倍等の低次高調波が含まれた歪み
が大きな波形になる。このような交流入力電流の波形を
改善するには整流回路の直流出力側に昇圧チヨツパ回路
を設けて正弦波状の交流入力電流を正弦波状とすること
が行われている。このような整流回路を用いてダイオー
ドブリツジ回路の交流入力電流の力率を改善するには例
えば、特開昭59-198873公報に記載されている方法が知
られている。この方法は一定の基準電圧と平滑コンデン
サ電圧の偏差を交流入力電圧に乗じて電流指令信号を
得、この電流指令信号に交流入力電流が一致するように
チヨツパ回路を動作させることによつて力率を良くする
ものである。
をダイオードブリツジ回路で整流した後にコンデンサで
平滑して直流を得る整流回路が使用されている。このよ
うな整流回路における交流入力電流は交流入力電圧と平
滑コンデンサの充電電圧（直流電圧）との差で流れる。
平滑コンデンサはダイオードブリツジ回路の交流入力電
圧の平均値に相当する電圧に充電されている。このた
め、交流入力電流は交流入力電圧がピーク値付近まで大
きくなつて始めて流れ出すことになる。交流入力電流は
パルス状となり３倍,5倍等の低次高調波が含まれた歪み
が大きな波形になる。このような交流入力電流の波形を
改善するには整流回路の直流出力側に昇圧チヨツパ回路
を設けて正弦波状の交流入力電流を正弦波状とすること
が行われている。このような整流回路を用いてダイオー
ドブリツジ回路の交流入力電流の力率を改善するには例
えば、特開昭59-198873公報に記載されている方法が知
られている。この方法は一定の基準電圧と平滑コンデン
サ電圧の偏差を交流入力電圧に乗じて電流指令信号を
得、この電流指令信号に交流入力電流が一致するように
チヨツパ回路を動作させることによつて力率を良くする
ものである。
平滑コンデンサは通常定格負荷のときに安定に制御でき
るように大きな容量のものを使用している。このため、
負荷の変動が相当大きく変化しないとこのコンデンサの
端子電圧は変化しない。そのため軽負荷領域では負荷に
比例した電流指令信号が得られない。この結果、軽負荷
領域では余分な電流を供給することになり効率が低下す
る。
るように大きな容量のものを使用している。このため、
負荷の変動が相当大きく変化しないとこのコンデンサの
端子電圧は変化しない。そのため軽負荷領域では負荷に
比例した電流指令信号が得られない。この結果、軽負荷
領域では余分な電流を供給することになり効率が低下す
る。
本発明の目的は軽負荷領域でも効率よく交流入力電流の
力率を向上させることのできる整流回路の制御装置を提
供することにある。
力率を向上させることのできる整流回路の制御装置を提
供することにある。
上記目的は、交流電圧を全波整流して直流電圧に変換す
る全波整流回路と、該全波整流回路の直流出力母線間に
接続されるスイッチング素子と、該スイッチング素子の
オンオフによって制御された直流電圧を平滑して負荷に
印加する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端
電圧の大きさを定める基準電圧信号を出力する基準電圧
発生手段と、前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する
電圧検出手段と、前記交流電圧に同期した位相で、振幅
が前記基準電圧信号と前記電圧検出手段で検出した電圧
検出信号の偏差に比例した正弦波電流指令信号を発生す
る電流指令発生手段と、前記全波整流回路の入力電流あ
るいは出力電流と前記正弦波電流指令信号を比較してそ
の大小関係に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制
御するオンオフ制御手段と、前記負荷に流れる負荷電流
の大きさを検出する負荷電流検出手段とを具備する整流
回路の制御装置において、 前記基準電圧発生手段は、前記負荷電流検出手段で検出
される負荷電流の大きさに比例させて前記基準電圧信号
の大きさを変化させるようにし、これにより前記正弦波
電流指令信号の振幅を制御するようにしたことにより、
達成される。
る全波整流回路と、該全波整流回路の直流出力母線間に
接続されるスイッチング素子と、該スイッチング素子の
オンオフによって制御された直流電圧を平滑して負荷に
印加する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端
電圧の大きさを定める基準電圧信号を出力する基準電圧
発生手段と、前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する
電圧検出手段と、前記交流電圧に同期した位相で、振幅
が前記基準電圧信号と前記電圧検出手段で検出した電圧
検出信号の偏差に比例した正弦波電流指令信号を発生す
る電流指令発生手段と、前記全波整流回路の入力電流あ
るいは出力電流と前記正弦波電流指令信号を比較してそ
の大小関係に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制
御するオンオフ制御手段と、前記負荷に流れる負荷電流
の大きさを検出する負荷電流検出手段とを具備する整流
回路の制御装置において、 前記基準電圧発生手段は、前記負荷電流検出手段で検出
される負荷電流の大きさに比例させて前記基準電圧信号
の大きさを変化させるようにし、これにより前記正弦波
電流指令信号の振幅を制御するようにしたことにより、
達成される。
基準電圧は負荷の大きさに比例して変化する。このた
め、軽負荷状態でも負荷の変化が基準電圧に反映され
る。即ち負荷が変化（増加）するとその変化に対応して
基準電圧が増加し、直流電圧との偏差が生じ、スイツチ
ング素子はこの偏差に対応して動作する。これによつて
ダイオードブリツジ回路の出力には負荷の大きさに比例
した電流が流れる。また、負荷電流は交流入力電圧に同
期するように制御されるため、負荷が変化しても常に力
率＝１の交流入力電流が受電側に流れる。
め、軽負荷状態でも負荷の変化が基準電圧に反映され
る。即ち負荷が変化（増加）するとその変化に対応して
基準電圧が増加し、直流電圧との偏差が生じ、スイツチ
ング素子はこの偏差に対応して動作する。これによつて
ダイオードブリツジ回路の出力には負荷の大きさに比例
した電流が流れる。また、負荷電流は交流入力電圧に同
期するように制御されるため、負荷が変化しても常に力
率＝１の交流入力電流が受電側に流れる。
第１図に本発明の一実施例を示す。
単相交流電源10の交流電圧はダイオードをブリツジ結線
したダイオードブリツジ回路20に入力される。ダイオー
ドブリツジ回路20は単相交流電源10を全波整流した直流
電圧を出力する。この直流電圧はダイオードブリツジ回
路20の直流側に接続された昇圧チヨツパ回路30に入力さ
れる。昇圧チヨツパ回路30はブリツジ回路20の直流出力
母線の一方に直列接続された平滑リアクトル31,ダイオ
ード32と、ブリツジ回路20の直流出力母線を平滑リアク
トル31を介して短絡するスイツチング素子33とで構成さ
れる。スイツチング素子33としては例えば電界効果トラ
ンジスタやパワートランジスタなどが用いられる。昇圧
チヨツパ回路30には平滑コンデンサ40が接続され、チヨ
ツパ回路30で得られたエネルギーが平滑コンデンサ40に
貯えられる。平滑コンデンサ40で平滑された直流電圧が
PWMインバータ60に加えられる。誘導電動機70はPWMイン
バータ60によつて可変駆動される。なお、PWMインバー
タ60の構成や制御回路は良く知られているので詳細説明
を省略する。スイツチング素子33はベース駆動回路190
から出力されるオンオフ信号によつてオンオフ制御され
る。スイツチング素子33のオンオフによるチヨツパ回路
30の通流率は比較器180に入力される電流指令信号itと
電流検出器81から得られる電流検出信号ioとの大小関係
によつて決定される。電圧検出器170は交流電源10の交
流電圧を検出し電流指令信号発生回路160に与える。
したダイオードブリツジ回路20に入力される。ダイオー
ドブリツジ回路20は単相交流電源10を全波整流した直流
電圧を出力する。この直流電圧はダイオードブリツジ回
路20の直流側に接続された昇圧チヨツパ回路30に入力さ
れる。昇圧チヨツパ回路30はブリツジ回路20の直流出力
母線の一方に直列接続された平滑リアクトル31,ダイオ
ード32と、ブリツジ回路20の直流出力母線を平滑リアク
トル31を介して短絡するスイツチング素子33とで構成さ
れる。スイツチング素子33としては例えば電界効果トラ
ンジスタやパワートランジスタなどが用いられる。昇圧
チヨツパ回路30には平滑コンデンサ40が接続され、チヨ
ツパ回路30で得られたエネルギーが平滑コンデンサ40に
貯えられる。平滑コンデンサ40で平滑された直流電圧が
PWMインバータ60に加えられる。誘導電動機70はPWMイン
バータ60によつて可変駆動される。なお、PWMインバー
タ60の構成や制御回路は良く知られているので詳細説明
を省略する。スイツチング素子33はベース駆動回路190
から出力されるオンオフ信号によつてオンオフ制御され
る。スイツチング素子33のオンオフによるチヨツパ回路
30の通流率は比較器180に入力される電流指令信号itと
電流検出器81から得られる電流検出信号ioとの大小関係
によつて決定される。電圧検出器170は交流電源10の交
流電圧を検出し電流指令信号発生回路160に与える。
電流指令信号発生回路160にはPI（比例＋積分）補償回
路150から出力される電圧補正信号△Ｅも入力される。P
I補償回路150には減算器130から得られた電圧偏差信号
が入力される。減算器130は基準電圧発生回路140から出
力される基準電圧信号ED*とF/V変換器120から出力され
る直流電圧検出信号EDとの偏差を発生する。平滑コンデ
ンサ40の両端間に抵抗50が接続され、平滑コンデンサ電
圧は抵抗50によつて分圧される。分圧して得た電圧はV/
F変換器100に入力される。V/F変換器100は平滑コンデン
サ40の端子電圧の大きさに比例した周波数を持つ方形波
信号を発生する。この方形波信号はフオトカプラ110に
入力される。フオトカプラ110は電圧的に絶縁するため
に用いられる。フオトカプラ110によつて絶縁された方
形波信号はF/V変換器120に入力され、このF/V変換器120
から直流電圧検出信号EOが得られる。電流検出器80はPW
Mインバータ60に流れるインバータ入力電流を検出す
る。電流検出器80によつて検出されたインバータ入力電
流はフイルタ回路90に入力され、高調波成分が除去され
る。フイルタ回路90から負荷の大きさに比例した負荷電
流IDが得られる。負荷電流IDは基準電圧発生回路140に
入力される。基準電圧発生回路140は負荷電流IDに対応
して図示特性の基準電圧信号EDを発生する。
路150から出力される電圧補正信号△Ｅも入力される。P
I補償回路150には減算器130から得られた電圧偏差信号
が入力される。減算器130は基準電圧発生回路140から出
力される基準電圧信号ED*とF/V変換器120から出力され
る直流電圧検出信号EDとの偏差を発生する。平滑コンデ
ンサ40の両端間に抵抗50が接続され、平滑コンデンサ電
圧は抵抗50によつて分圧される。分圧して得た電圧はV/
F変換器100に入力される。V/F変換器100は平滑コンデン
サ40の端子電圧の大きさに比例した周波数を持つ方形波
信号を発生する。この方形波信号はフオトカプラ110に
入力される。フオトカプラ110は電圧的に絶縁するため
に用いられる。フオトカプラ110によつて絶縁された方
形波信号はF/V変換器120に入力され、このF/V変換器120
から直流電圧検出信号EOが得られる。電流検出器80はPW
Mインバータ60に流れるインバータ入力電流を検出す
る。電流検出器80によつて検出されたインバータ入力電
流はフイルタ回路90に入力され、高調波成分が除去され
る。フイルタ回路90から負荷の大きさに比例した負荷電
流IDが得られる。負荷電流IDは基準電圧発生回路140に
入力される。基準電圧発生回路140は負荷電流IDに対応
して図示特性の基準電圧信号EDを発生する。
次に第１図の動作を第２図に示すタイムチヤートを参照
して説明する。
して説明する。
電流検出器80はインバータ入力電流を基づいて負荷の大
きさに比例した負荷電流IDを発生する。基準電圧発生回
路140は（１）式に従つて負荷電流IDに比例した基準電
圧信号ED*を発生する。
きさに比例した負荷電流IDを発生する。基準電圧発生回
路140は（１）式に従つて負荷電流IDに比例した基準電
圧信号ED*を発生する。
EO：無負荷における基準電圧 （励磁電流相当） (ED)max：計容最大値電圧 IDO：定格負荷相当の負荷電流 負荷電流IDに対応した電流指令信号ｉ＊は次のようにし
て得られる。平滑コンデンサ40の端子電圧は抵抗50に分
圧され、この値はV/F変換器100,フオトカプラ110,F/V変
換器120によつて絶縁された電圧検出信号EOに変換され
る。減算器130によつて基準電圧信号EDから電圧検出信
号EOの値が差し引かれる。減算器130から得られた電圧
偏差が零になるまでPI補償器150は作動する。第２図に
示すタイムチヤートの時刻t1では既に減算器130から出
力される偏差が零となつて、定常状態となつている場合
を示す。このためPI補償器150から出力される電圧補正
信号△Ｅの値は一定の値に保たれている。この結果、電
流指令信号i1*は電圧補正信号△Ｅに比例した一定振幅
を持つた正弦波となる。この電流指令信号i1*は電流検
出器81から得られる交流入力電流i0の値との大小関係が
比較器180で比較される。時刻t1では電流指令信号ｉ＊
は電流検出信号i0より大きくなつており、比較器180は
その出力信号ｇを“0"レベルにする。信号ｇが“0"レベ
ルになるとスイツチング素子33はオフする。このため、
交流入力電流i01は減少する。時刻t2では電流検出信号i
0が電流指令信号ｉ＊より小さくなる。このとき、比較
器180は出力信号ｇを“1"レベルにする。この結果、ダ
イオードブリツジ回路20の直流出力端子は平滑リアクト
ル31,スイツチング素子33によつて短絡されるため、交
流入力電流i0は増加する。時刻t3では電流検出信号i0が
電流指令信号ｉ＊より大きくなり、比較器180は出力信
号ｇを“0"レベルにする。以上の動作が繰返されること
によつて電流指令信号ｉ＊に追従した交流入力電流が流
れる。
て得られる。平滑コンデンサ40の端子電圧は抵抗50に分
圧され、この値はV/F変換器100,フオトカプラ110,F/V変
換器120によつて絶縁された電圧検出信号EOに変換され
る。減算器130によつて基準電圧信号EDから電圧検出信
号EOの値が差し引かれる。減算器130から得られた電圧
偏差が零になるまでPI補償器150は作動する。第２図に
示すタイムチヤートの時刻t1では既に減算器130から出
力される偏差が零となつて、定常状態となつている場合
を示す。このためPI補償器150から出力される電圧補正
信号△Ｅの値は一定の値に保たれている。この結果、電
流指令信号i1*は電圧補正信号△Ｅに比例した一定振幅
を持つた正弦波となる。この電流指令信号i1*は電流検
出器81から得られる交流入力電流i0の値との大小関係が
比較器180で比較される。時刻t1では電流指令信号ｉ＊
は電流検出信号i0より大きくなつており、比較器180は
その出力信号ｇを“0"レベルにする。信号ｇが“0"レベ
ルになるとスイツチング素子33はオフする。このため、
交流入力電流i01は減少する。時刻t2では電流検出信号i
0が電流指令信号ｉ＊より小さくなる。このとき、比較
器180は出力信号ｇを“1"レベルにする。この結果、ダ
イオードブリツジ回路20の直流出力端子は平滑リアクト
ル31,スイツチング素子33によつて短絡されるため、交
流入力電流i0は増加する。時刻t3では電流検出信号i0が
電流指令信号ｉ＊より大きくなり、比較器180は出力信
号ｇを“0"レベルにする。以上の動作が繰返されること
によつて電流指令信号ｉ＊に追従した交流入力電流が流
れる。
次に、Ａ点で負荷が変化（増加）した場合について説明
する。
する。
Ａ点で負荷が増加すると、インバータ入力電流は直ちに
増加し基準電圧信号ED*の大きさもこれに連動して急激
に変化する。この結果、減算器130から正の偏差（ED*＞
ED）が発生し、電圧補正信号△Ｅが増加する。電圧補正
信号△Ｅの増加は減算器130の偏差が零になるＢ点まで
継続する。これによつて電流指令信号ｉ＊もPI補償器15
0の時定数で決まる応答速度で増加する。交流入力電流i
0は電流指令信号ｉ＊に追従するようにスイツチング素
子33が制御されるため、Ａ点から直ちに増加する。これ
に対応して交流入力電流も増加する。この結果負荷の変
化に追従した交流入力電流が得られる。
増加し基準電圧信号ED*の大きさもこれに連動して急激
に変化する。この結果、減算器130から正の偏差（ED*＞
ED）が発生し、電圧補正信号△Ｅが増加する。電圧補正
信号△Ｅの増加は減算器130の偏差が零になるＢ点まで
継続する。これによつて電流指令信号ｉ＊もPI補償器15
0の時定数で決まる応答速度で増加する。交流入力電流i
0は電流指令信号ｉ＊に追従するようにスイツチング素
子33が制御されるため、Ａ点から直ちに増加する。これ
に対応して交流入力電流も増加する。この結果負荷の変
化に追従した交流入力電流が得られる。
以上のように制御するのであるが、負荷の大小に無関係
に負荷の大きさに比例したかつ交流電圧に同期した正弦
波の交流入力電流が得られる。このため、無負荷状態か
ら全負荷状態に至る広い負荷で、電源力率＝１と高調波
の少ない交流入力電流が得られる。また負荷に比例した
交流入力電流が流れるため、効率が向上する。
に負荷の大きさに比例したかつ交流電圧に同期した正弦
波の交流入力電流が得られる。このため、無負荷状態か
ら全負荷状態に至る広い負荷で、電源力率＝１と高調波
の少ない交流入力電流が得られる。また負荷に比例した
交流入力電流が流れるため、効率が向上する。
以上説明したように、本発明は軽負荷時にも負荷に相当
する電流（全波整流回路の交流入力電流）を流すことが
できるので効率よく高力率の制御を行える。
する電流（全波整流回路の交流入力電流）を流すことが
できるので効率よく高力率の制御を行える。
なお、以上の実施例では交流入力電流を検出していた
が、ダイオードブリツジ回路の出力電流でも良い。この
場合、電流指令信号は実施例で説明した交流信号の絶対
値波形にすれば良い。
が、ダイオードブリツジ回路の出力電流でも良い。この
場合、電流指令信号は実施例で説明した交流信号の絶対
値波形にすれば良い。
また負荷電流としては実施例では、インバータ入力電流
としたが負荷トルクに比例した下記の量でも良い。PWM
インバータで誘導電動機を駆動している場合は１次電流
中の有効分電流，すべり周波数、更に速度制御している
場合は、速度指令と実速度の偏差及びこの偏差を使用し
て求められる有効分電流、すべり周波数等の演算値が負
荷トルクに比例する量に相当する。PWMインバータで同
期電動機を速度制御している場合は速度指令と実速度の
偏差及びこの偏差に比例した量が負荷トルクに比例した
量になる。
としたが負荷トルクに比例した下記の量でも良い。PWM
インバータで誘導電動機を駆動している場合は１次電流
中の有効分電流，すべり周波数、更に速度制御している
場合は、速度指令と実速度の偏差及びこの偏差を使用し
て求められる有効分電流、すべり周波数等の演算値が負
荷トルクに比例する量に相当する。PWMインバータで同
期電動機を速度制御している場合は速度指令と実速度の
偏差及びこの偏差に比例した量が負荷トルクに比例した
量になる。
また負荷トルクにほぼ比例する量として１次電流を整流
して得られる平均電流などでも良い。
して得られる平均電流などでも良い。
以上述べた量に比例して基準電圧の大きさを変化させる
ことにより広い負荷範囲で電源力率＝１が達せられる。
ことにより広い負荷範囲で電源力率＝１が達せられる。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図の動作を説明するタイムチヤートである。 10……交流入力電圧、20……ダイオードブリツジ回路、
31……直流リアクトル、32……ダイオード、33……素子
スイツチング、40……平滑コンデンサ、60……PWMイン
バータ、70……誘導電動機、80,81……電流検出器、90
……フイルタ回路、100……V/F変換器、110……フオト
カプラ、120……F/V変換器、130……減算器、140……基
準電圧発生回路、150……PI補償回路、160……電流指令
発生回路、170……電圧検出器、180……比例器、190…
…ベース駆動回路。
図の動作を説明するタイムチヤートである。 10……交流入力電圧、20……ダイオードブリツジ回路、
31……直流リアクトル、32……ダイオード、33……素子
スイツチング、40……平滑コンデンサ、60……PWMイン
バータ、70……誘導電動機、80,81……電流検出器、90
……フイルタ回路、100……V/F変換器、110……フオト
カプラ、120……F/V変換器、130……減算器、140……基
準電圧発生回路、150……PI補償回路、160……電流指令
発生回路、170……電圧検出器、180……比例器、190…
…ベース駆動回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 植田 明照 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 山沢 雄二 東京都千代田区神田駿河台４丁目６番地 株式会社日立製作所内 (56)参考文献 特開 昭59−198873（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−95225（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】交流電圧を全波整流して直流電圧に変換す
る全波整流回路と、該全波整流回路の直流出力母線間に
接続されるスイッチング素子と、該スイッチング素子の
オンオフによって制御された直流電圧を平滑して負荷に
印加する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端
電圧の大きさを定める基準電圧信号を出力する基準電圧
発生手段と、前記平滑コンデンサの両端電圧を検出する
電圧検出手段と、前記交流電圧に同期した位相で、振幅
が前記基準電圧信号と前記電圧検出手段で検出した電圧
検出信号の偏差に比例した正弦波電流指令信号を発生す
る電流指令発生手段と、前記全波整流回路の入力電流あ
るいは出力電流と前記正弦波電流指令信号を比較してそ
の大小関係に基づき前記スイッチング素子をオンオフ制
御するオンオフ制御手段と、前記負荷に流れる負荷電流
の大きさを検出する負荷電流検出手段とを具備する整流
回路の制御装置において、 前記基準電圧発生手段は、前記負荷電流検出手段で検出
される負荷電流の大きさに比例させて前記基準電圧信号
の大きさを変化させるようにし、これにより前記正弦波
電流指令信号の振幅を制御するようにしたことを特徴と
する整回路の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61119252A JPH0783605B2 (ja) | 1986-05-26 | 1986-05-26 | 整流回路の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61119252A JPH0783605B2 (ja) | 1986-05-26 | 1986-05-26 | 整流回路の制御装置 |
Publications (2)
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-
1986
- 1986-05-26 JP JP61119252A patent/JPH0783605B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPS62277075A (ja) | 1987-12-01 |
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