JPH0787691B2 - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JPH0787691B2 JPH0787691B2 JP62309707A JP30970787A JPH0787691B2 JP H0787691 B2 JPH0787691 B2 JP H0787691B2 JP 62309707 A JP62309707 A JP 62309707A JP 30970787 A JP30970787 A JP 30970787A JP H0787691 B2 JPH0787691 B2 JP H0787691B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- switching element
- circuit
- power supply
- current
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 《産業上の利用分野》 この発明は、交流電源から直流電源をつくるスイッチン
グ方式の電源装置に関する。
グ方式の電源装置に関する。
《従来の技術》 商用電源などを入力とする一般的なスイッチング電源の
ほとんどは、第３図に示すようなコンデンサ・インプッ
ト型整流回路を使用している。つまり、ダイオードブリ
ッジからなる整流回路１で交流入力が全波整流され、そ
の脈流がコンデンサ２で平滑されてDC−DCコンバータ３
に入力される。このコンデンサ・インプット型整流回路
の各部は波形の、周知のとおり第４図のようになる。
ほとんどは、第３図に示すようなコンデンサ・インプッ
ト型整流回路を使用している。つまり、ダイオードブリ
ッジからなる整流回路１で交流入力が全波整流され、そ
の脈流がコンデンサ２で平滑されてDC−DCコンバータ３
に入力される。このコンデンサ・インプット型整流回路
の各部は波形の、周知のとおり第４図のようになる。
《発明が解決しようとする問題点》 例えば「スイッチング・レギュレータ設計ノウハウ」
（CQ出版株式会社、1986年８月１日発行、著者：長谷川
彰）の170〜171ページにも解説されているように、コン
デンサ・インプット型整流回路においては、入力電流Ii
は、交流入力の半周期ごとにごく短時間だけ流れるパル
ス電流となり、電流ピーク値は非常に大きくなる。その
ため、入力電流が流れる部分の回路素子（整流ダイオー
ドや突入防止回路などの素子）に充分な耐電流特性のも
のを使用しなければならず、このことがコスト低減の阻
害要因の１つになっている。
（CQ出版株式会社、1986年８月１日発行、著者：長谷川
彰）の170〜171ページにも解説されているように、コン
デンサ・インプット型整流回路においては、入力電流Ii
は、交流入力の半周期ごとにごく短時間だけ流れるパル
ス電流となり、電流ピーク値は非常に大きくなる。その
ため、入力電流が流れる部分の回路素子（整流ダイオー
ドや突入防止回路などの素子）に充分な耐電流特性のも
のを使用しなければならず、このことがコスト低減の阻
害要因の１つになっている。
また、交流電源ラインに鋭くてピーク値の大きいパルス
電流が流れることで、ノイズ環境を相当悪化させてい
る。このパルス電流は電源の波形に同期しているので、
商用電源に多数のスイッチング・レギュレータが接続さ
れた場合、それぞれのパルス電流が重畳されてしまい、
問題はより大きくなる。
電流が流れることで、ノイズ環境を相当悪化させてい
る。このパルス電流は電源の波形に同期しているので、
商用電源に多数のスイッチング・レギュレータが接続さ
れた場合、それぞれのパルス電流が重畳されてしまい、
問題はより大きくなる。
またコンデンサ・インプット型整流回路の場合、交流入
力の電圧を例えば100Vから200Vに変更すると、平滑コン
デンサ２の出力電圧も同様に変わるので、そのままでは
DC−DCコンバータ３への入力電圧が許容範囲を超えてし
まい、安定化電源としては動作しない。入力として100V
電源と200V電源の両方に対応できるようにした従来の装
置では、整流部の構成を倍電圧整流回路と普通の全波整
流回路とにスイッチによって切り換えるようにしてい
る。入力電源の電圧ランクによって上記スイッチを切り
換えることで、DC−DCコンバータに許容範囲内の平滑電
圧を供給することができる。また別の従来装置では入力
段にトランスを設け、トランスのタップ切り換えによっ
て入力電圧の変更に対応できるようにしている。いずれ
にしても従来の装置では、使用する交流電源の電圧ラン
クに応じた切り換え操作が必要であった。
力の電圧を例えば100Vから200Vに変更すると、平滑コン
デンサ２の出力電圧も同様に変わるので、そのままでは
DC−DCコンバータ３への入力電圧が許容範囲を超えてし
まい、安定化電源としては動作しない。入力として100V
電源と200V電源の両方に対応できるようにした従来の装
置では、整流部の構成を倍電圧整流回路と普通の全波整
流回路とにスイッチによって切り換えるようにしてい
る。入力電源の電圧ランクによって上記スイッチを切り
換えることで、DC−DCコンバータに許容範囲内の平滑電
圧を供給することができる。また別の従来装置では入力
段にトランスを設け、トランスのタップ切り換えによっ
て入力電圧の変更に対応できるようにしている。いずれ
にしても従来の装置では、使用する交流電源の電圧ラン
クに応じた切り換え操作が必要であった。
《問題点を解決するための手段》 この発明に係る電源装置は、交流電源を全波整流して脈
流出力を得る整流回路と、上記交流電源より充分に高い
周波数でオン／オフ駆動されるスイッチング素子と、一
次巻線が上記スイッチング素子と直列に上記整流回路の
出力間に直列接続されたトランスと、このトランスの二
次巻線の側から平滑した直流出力を得る濾波回路と、上
記濾波回路の出力電圧と基準電圧との誤差分を増幅する
誤差増幅手段と、上記一次巻線を流れる電流の低周波成
分を検出する電流検出手段と、上記整流回路の出力電圧
と上記誤差増幅手段の出力電圧とを乗算する乗算手段
と、この乗算手段の出力と上記電流検出手段の出力との
差分を増幅する差動増幅手段と、この差動増幅手段の出
力に応じてデューティ比が変化する一定周波数のパルス
信号を出力して上記スイッチング素子を駆動するPWM回
路とを備え、上記電流検出手段の出力が上記乗算手段の
出力に追従して変化するように上記スイッチング素子の
駆動パルス幅を制御する第１の制御手段と、上記誤差増
幅手段の出力が最小になるように上記スイッチング素子
の駆動パルス幅を制御する第２の制御手段とを含んでい
るものである。
流出力を得る整流回路と、上記交流電源より充分に高い
周波数でオン／オフ駆動されるスイッチング素子と、一
次巻線が上記スイッチング素子と直列に上記整流回路の
出力間に直列接続されたトランスと、このトランスの二
次巻線の側から平滑した直流出力を得る濾波回路と、上
記濾波回路の出力電圧と基準電圧との誤差分を増幅する
誤差増幅手段と、上記一次巻線を流れる電流の低周波成
分を検出する電流検出手段と、上記整流回路の出力電圧
と上記誤差増幅手段の出力電圧とを乗算する乗算手段
と、この乗算手段の出力と上記電流検出手段の出力との
差分を増幅する差動増幅手段と、この差動増幅手段の出
力に応じてデューティ比が変化する一定周波数のパルス
信号を出力して上記スイッチング素子を駆動するPWM回
路とを備え、上記電流検出手段の出力が上記乗算手段の
出力に追従して変化するように上記スイッチング素子の
駆動パルス幅を制御する第１の制御手段と、上記誤差増
幅手段の出力が最小になるように上記スイッチング素子
の駆動パルス幅を制御する第２の制御手段とを含んでい
るものである。
《作 用》 上述の構成において、第１の制御手段によって上記スイ
ッチング素子の駆動パルス幅が制御され、上記スイッチ
ング素子および上記トランスの一次巻線を流れる電流の
低周波成分は全波整流電圧波形には追従して変化する。
また、第２の制御手段によって上記スイッチング素子の
駆動パルス幅が制御され、上記濾波回路の出力電圧は基
準電圧にほぼ等しく保たれる。
ッチング素子の駆動パルス幅が制御され、上記スイッチ
ング素子および上記トランスの一次巻線を流れる電流の
低周波成分は全波整流電圧波形には追従して変化する。
また、第２の制御手段によって上記スイッチング素子の
駆動パルス幅が制御され、上記濾波回路の出力電圧は基
準電圧にほぼ等しく保たれる。
《実施例》 第１図はこの発明の一実施例による電源装置の構成を示
し、第２図はその主要部分の波形図である。
し、第２図はその主要部分の波形図である。
正弦波の交流入力はダイオードブリッジからなる整流回
路10で全波整流され、この整流出力がスイッチング素子
Q1とトランス20の一次巻線L1との直列回路に印加され
る。こスイッチング素子Q1は、PWM（パルス幅制御）回
路31によって交流電源より充分に高い周波数でオン／オ
フ駆動される。その結果トランス20の二次巻線L2にエネ
ルギーが誘起され、二次側の出力がダイオードD1とコン
デンサC1からなる濾波回路によって平滑され、コンデン
サC1から平滑化された直流出力が取出される。なお、コ
ンデンサC2は高周波リップルを吸収するための小容量の
コンデンサで、本発明に必須のものではない。
路10で全波整流され、この整流出力がスイッチング素子
Q1とトランス20の一次巻線L1との直列回路に印加され
る。こスイッチング素子Q1は、PWM（パルス幅制御）回
路31によって交流電源より充分に高い周波数でオン／オ
フ駆動される。その結果トランス20の二次巻線L2にエネ
ルギーが誘起され、二次側の出力がダイオードD1とコン
デンサC1からなる濾波回路によって平滑され、コンデン
サC1から平滑化された直流出力が取出される。なお、コ
ンデンサC2は高周波リップルを吸収するための小容量の
コンデンサで、本発明に必須のものではない。
整流回路10の全波整流の出力電圧V1の波形信号はVCA
（電圧制御型可変利得増幅器）32を経て差動増幅器33に
入力される。トランス−次巻線L1とスイッチング素子Q1
の直列回路を流れる一次側の電流I1が変流器34で検出さ
れ、その低周波成分の信号がフイルタ37で抽出されて差
動増幅器33に入力される。PWM回路31は、この差動増幅
器33の差動出力にしたがって動作し、差動出力が最小に
なるようにスイッチング素子Q1の駆動パルス幅（オン時
間）を変化させる。
（電圧制御型可変利得増幅器）32を経て差動増幅器33に
入力される。トランス−次巻線L1とスイッチング素子Q1
の直列回路を流れる一次側の電流I1が変流器34で検出さ
れ、その低周波成分の信号がフイルタ37で抽出されて差
動増幅器33に入力される。PWM回路31は、この差動増幅
器33の差動出力にしたがって動作し、差動出力が最小に
なるようにスイッチング素子Q1の駆動パルス幅（オン時
間）を変化させる。
さらに、コンデンサC1の両端の出力地電圧V2の基準電圧
Vsに対する誤差が誤差増幅器35で検出され、その出力が
フォトアイソレータ36を介してVCA32の制御電圧とな
る。
Vsに対する誤差が誤差増幅器35で検出され、その出力が
フォトアイソレータ36を介してVCA32の制御電圧とな
る。
以上の構成において、差動増幅器33では、整流回路10の
出力電圧V1の波形と、トランス20の一次側の電流I1の低
周波成分の波形とが比較され、電流波形（低周波成分）
が電圧波形に追従して変化するように、PWM回路31によ
ってスイッチング素子Q1のオン時間が変えられる。
出力電圧V1の波形と、トランス20の一次側の電流I1の低
周波成分の波形とが比較され、電流波形（低周波成分）
が電圧波形に追従して変化するように、PWM回路31によ
ってスイッチング素子Q1のオン時間が変えられる。
スイッチング素子Q1がオンのとき、整流回路10からスイ
ッチング素子Q1を通してトランス一次巻線L1に電流が流
れ、これにエネルギーが蓄積される。このオン期間の電
流増加量は、入力電圧V1に比例するとともにオン時間に
比例する。スイッチング素子Q1がオフすると、これに蓄
積されたエネルギーの放出による電流が二次巻線L2側に
流れ、ダイオードD1とコンデンサC1からなる濾波回路を
介して負荷（図示省略）に直流電力が供給される。
ッチング素子Q1を通してトランス一次巻線L1に電流が流
れ、これにエネルギーが蓄積される。このオン期間の電
流増加量は、入力電圧V1に比例するとともにオン時間に
比例する。スイッチング素子Q1がオフすると、これに蓄
積されたエネルギーの放出による電流が二次巻線L2側に
流れ、ダイオードD1とコンデンサC1からなる濾波回路を
介して負荷（図示省略）に直流電力が供給される。
入力電圧波形と一次側の電流波形（低周波成分）との比
較によるによるパルス幅制御は、結果として、入力電圧
V1が大きいほどスイッチング素子Q1のオン時間を短くす
るように作用する。この制御によって電流波形の変化
が、入力電圧の全波整流波形にほぼ等しくなる。つま
り、交流入力側から見ると、入力電圧と入力電流とがほ
ぼ同じ波形で位相差もなくなり、あたかも負荷が抵抗で
ある場合とほぼ同じ状態になる。以上が前述した第１の
制御手段の作用である。
較によるによるパルス幅制御は、結果として、入力電圧
V1が大きいほどスイッチング素子Q1のオン時間を短くす
るように作用する。この制御によって電流波形の変化
が、入力電圧の全波整流波形にほぼ等しくなる。つま
り、交流入力側から見ると、入力電圧と入力電流とがほ
ぼ同じ波形で位相差もなくなり、あたかも負荷が抵抗で
ある場合とほぼ同じ状態になる。以上が前述した第１の
制御手段の作用である。
また、第２の制御手段は次のように作用する。出力電圧
V2が基準電圧Vsより大きいほどVCA32のゲインが小さく
なり、V2がVsより小さいほどVCA32のゲインが大きくな
る。このVCA32は第１の制御手段における入力電圧の波
形信号が通る回路であり、これのゲインは第１の制御手
段の基底的なパラメータとなる。つまり、出力電圧V2が
高すぎるとスイッチング素子Q1のオン時間が短縮され、
反対に低すぎるとオン時間が伸長され、出力電圧V2を基
準電圧Vsに近ずけるように作用する。
V2が基準電圧Vsより大きいほどVCA32のゲインが小さく
なり、V2がVsより小さいほどVCA32のゲインが大きくな
る。このVCA32は第１の制御手段における入力電圧の波
形信号が通る回路であり、これのゲインは第１の制御手
段の基底的なパラメータとなる。つまり、出力電圧V2が
高すぎるとスイッチング素子Q1のオン時間が短縮され、
反対に低すぎるとオン時間が伸長され、出力電圧V2を基
準電圧Vsに近ずけるように作用する。
なお、上記の実施例ではトランス20とフォトアイソレー
タ36とで入出力を完全に絶縁しているが、絶縁の必要が
ない場合はフォトアイソレータ36は要らない。
タ36とで入出力を完全に絶縁しているが、絶縁の必要が
ない場合はフォトアイソレータ36は要らない。
《発明の効果》 以上詳細に説明したように、この発明に係る電源装置で
は、入力電流が交流入力電圧にほぼ追従して変化し、位
相差のないほぼ正弦波状になり、交流電源側から見た電
圧と電流の関係が抵抗負荷の場合とほぼ同様になる。従
って、従来のコンデンサ・インプット型整流回路のよう
に短時間に集中的に大きなパルス電流が流れることがな
く、回路素子の耐電流特性の面の制約が緩和されるとと
もに、交流電源ラインに様々な悪影響を及ぼすノイズを
低減することができる。
は、入力電流が交流入力電圧にほぼ追従して変化し、位
相差のないほぼ正弦波状になり、交流電源側から見た電
圧と電流の関係が抵抗負荷の場合とほぼ同様になる。従
って、従来のコンデンサ・インプット型整流回路のよう
に短時間に集中的に大きなパルス電流が流れることがな
く、回路素子の耐電流特性の面の制約が緩和されるとと
もに、交流電源ラインに様々な悪影響を及ぼすノイズを
低減することができる。
また、上述の第２の制御手段による出力電圧のフィード
バック制御作用によって、交流入力の電圧が変動した
り、あるいは電圧ランクを変更した場合でも、出力電圧
を一定に保つことができる。その結果、まったく切り換
えを必要とせず、例えば交流100V電源から交流400V電源
まで適合する電源装置が容易に構成できるようになる。
バック制御作用によって、交流入力の電圧が変動した
り、あるいは電圧ランクを変更した場合でも、出力電圧
を一定に保つことができる。その結果、まったく切り換
えを必要とせず、例えば交流100V電源から交流400V電源
まで適合する電源装置が容易に構成できるようになる。
第１図は本発明の一実施例による電源装置の回路図、第
２図は第１図の回路の要部波形図、第３図は従来のコン
デンサ・インプット型の電源装置の回路図、第４図は第
３図の回路の要部波形図である。 10……整流回路 20……トランス 31……パルス幅制御回路
２図は第１図の回路の要部波形図、第３図は従来のコン
デンサ・インプット型の電源装置の回路図、第４図は第
３図の回路の要部波形図である。 10……整流回路 20……トランス 31……パルス幅制御回路
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源を全波整流して脈流出力を得る整
流回路と、 上記交流電源より充分に高い周波数でオン／オフ駆動さ
れるスイッチング素子と、一次巻線が上記スイッチング
素子と直列に上記整流回路の出力間に直列接続されたト
ランスと、このトランスの二次巻線の側から平滑した直
流出力を得る濾波回路と、上記濾波回路の出力電圧と基
準電圧との誤差分を増幅する誤差増幅手段と、上記一次
巻線を流れる低周波成分を検出する電流検出手段と、上
記整流回路の出力電圧と上記誤差増幅手段の出力電圧と
を乗算する乗算手段と、この乗算手段の出力と上記電流
検出手段の出力との差分を増幅する差動増幅手段と、こ
の差動増幅手段の出力に応じてデューティ比が変化する
一定周波数のパルス信号を出力して上記スイッチング素
子を駆動するPWM回路とを備え、 上記電流検出手段の出力が上記乗算手段の出力に追従し
て変化するように上記スイッチング素子の駆動パルス幅
を制御する第１の制御手段と、上記誤差増幅手段の出力
が最小になるように上記スイッチング素子の駆動パルス
幅を制御する第２の制御手段とを含んでいることを特徴
とする電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62309707A JPH0787691B2 (ja) | 1987-12-09 | 1987-12-09 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62309707A JPH0787691B2 (ja) | 1987-12-09 | 1987-12-09 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01152956A JPH01152956A (ja) | 1989-06-15 |
| JPH0787691B2 true JPH0787691B2 (ja) | 1995-09-20 |
Family
ID=17996320
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62309707A Expired - Fee Related JPH0787691B2 (ja) | 1987-12-09 | 1987-12-09 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787691B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05146153A (ja) * | 1991-11-22 | 1993-06-11 | Fuji Elelctrochem Co Ltd | 電源装置 |
| JP5931404B2 (ja) * | 2011-11-01 | 2016-06-08 | ローム株式会社 | 力率改善回路およびそれを用いた電源装置、電子機器 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0789743B2 (ja) * | 1983-04-26 | 1995-09-27 | 株式会社東芝 | 整流電源回路 |
| KR870004556A (ko) * | 1985-10-23 | 1987-05-11 | 박명구 | 고역률 정류회로 |
| JPH0783605B2 (ja) * | 1986-05-26 | 1995-09-06 | 株式会社日立製作所 | 整流回路の制御装置 |
| JPS6349107U (ja) * | 1986-09-12 | 1988-04-02 |
-
1987
- 1987-12-09 JP JP62309707A patent/JPH0787691B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01152956A (ja) | 1989-06-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH02269465A (ja) | 電源装置 | |
| JP2512040B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2609330B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH08317637A (ja) | スイッチング電源装置のソフトスタート回路 | |
| JPH0787691B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH08223923A (ja) | 電流モード型スイッチング安定化電源装置 | |
| JP2990867B2 (ja) | 順変換装置 | |
| JPH0697849B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2653712B2 (ja) | スイッチングレギュレータ | |
| JPH0697848B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2735918B2 (ja) | 正負両出力形電源装置 | |
| JPH0697847B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0697845B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0697846B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3294211B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH0832182B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPH0697844B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP3227637B2 (ja) | 電源回路 | |
| JPH01148070A (ja) | 電源装置 | |
| JPH02280670A (ja) | 電源装置 | |
| JP4228266B2 (ja) | 直流可変電圧電源装置 | |
| JP2666408B2 (ja) | 誘導加熱装置 | |
| JPH0732603B2 (ja) | 直流電源装置 | |
| JPH027869A (ja) | 電源装置 | |
| JPS63294263A (ja) | 高力率電源装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |