JPH06165406A - 蓄電池の充電装置 - Google Patents
蓄電池の充電装置Info
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- JPH06165406A JPH06165406A JP31537292A JP31537292A JPH06165406A JP H06165406 A JPH06165406 A JP H06165406A JP 31537292 A JP31537292 A JP 31537292A JP 31537292 A JP31537292 A JP 31537292A JP H06165406 A JPH06165406 A JP H06165406A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 絶縁トランスの小形・軽量化、コスト低減を
容易に実現することができる蓄電池の充電装置を提供す
ることを目的とする。 【構成】 充電電流を制御する電力変換器と、当該電力
変換器の出力を平滑するリアクトルを備え、主回路を他
と絶縁する絶縁トランスを有する蓄電池２０の充電装置
において、上記電力変換器は高周波インバータ４であっ
てその出力は上記絶縁トランス９を介して取り出された
のち整流され、上記リアクトル１１で平滑されることを
特徴とする。
容易に実現することができる蓄電池の充電装置を提供す
ることを目的とする。 【構成】 充電電流を制御する電力変換器と、当該電力
変換器の出力を平滑するリアクトルを備え、主回路を他
と絶縁する絶縁トランスを有する蓄電池２０の充電装置
において、上記電力変換器は高周波インバータ４であっ
てその出力は上記絶縁トランス９を介して取り出された
のち整流され、上記リアクトル１１で平滑されることを
特徴とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、車体に搭載した蓄電池
を電源とするバッテリフォーク、電気自動車等の当該蓄
電池の充電に好適な蓄電池の充電装置に関する。
を電源とするバッテリフォーク、電気自動車等の当該蓄
電池の充電に好適な蓄電池の充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１１は、この種の蓄電池（以下、バッ
テリという）の充電に使用されていた従来の充電装置
（バッテリチャージャー）の１例を回路図で示したもの
である。同図において、ＡＣは商用電源（５０／６０Ｈ
ｚ）、Ｔは絶縁トランス、Ｓｅは単相全波整流器、Ｃは
コンデンサ、ＣＨはチョッパ回路、ＴｒＵ、ＴｒＶは逆
並列ダイオードＤを有するスイッチング素子（この例で
は、トランジスタ）、Ｌｏはリアクトル、ＣＴは電流検
出器、２０は車搭載のバッテリである。
テリという）の充電に使用されていた従来の充電装置
（バッテリチャージャー）の１例を回路図で示したもの
である。同図において、ＡＣは商用電源（５０／６０Ｈ
ｚ）、Ｔは絶縁トランス、Ｓｅは単相全波整流器、Ｃは
コンデンサ、ＣＨはチョッパ回路、ＴｒＵ、ＴｒＶは逆
並列ダイオードＤを有するスイッチング素子（この例で
は、トランジスタ）、Ｌｏはリアクトル、ＣＴは電流検
出器、２０は車搭載のバッテリである。
【０００３】２１Ａは制御回路である。２２Ａは偏差増
幅器であって、電流検出器ＣＴが検出した充電電流ｉBT
と充電電流指令値ｉBT * との偏差ΔｉBTを増幅する。２
４Ａはキャリア発生器（三角波信号発生器）であって、
所定周波数ｆの三角波信号を発生する。２６Ａは比較器
であって、上記偏差ΔｉBTの増幅量と上記三角波とを比
較してＰＷＭ信号を発生する。２７Ａはインバータであ
る。２８Ａはドライバであって、スイッチング素子Ｔｒ
Ｕ、ＴｒＶのベースにベース電流を供給する。
幅器であって、電流検出器ＣＴが検出した充電電流ｉBT
と充電電流指令値ｉBT * との偏差ΔｉBTを増幅する。２
４Ａはキャリア発生器（三角波信号発生器）であって、
所定周波数ｆの三角波信号を発生する。２６Ａは比較器
であって、上記偏差ΔｉBTの増幅量と上記三角波とを比
較してＰＷＭ信号を発生する。２７Ａはインバータであ
る。２８Ａはドライバであって、スイッチング素子Ｔｒ
Ｕ、ＴｒＶのベースにベース電流を供給する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】バッテリフォーク７電
気自動車等に搭載するバッテリは、そのマイナス端子を
車のフレームに接続するよう義務づけられているので、
バッテリ充電時の危険を防止するために、（バッテリチ
ャージャー）の主回路を商用電源ＡＣから絶縁しておく
必要があり、当該絶縁には、通常、図示のように絶縁ト
ランスＴを用いているが、チョッパタイプのバッテリチ
ャージャーでは、その小形・軽量化が難しいという問題
があった。
気自動車等に搭載するバッテリは、そのマイナス端子を
車のフレームに接続するよう義務づけられているので、
バッテリ充電時の危険を防止するために、（バッテリチ
ャージャー）の主回路を商用電源ＡＣから絶縁しておく
必要があり、当該絶縁には、通常、図示のように絶縁ト
ランスＴを用いているが、チョッパタイプのバッテリチ
ャージャーでは、その小形・軽量化が難しいという問題
があった。
【０００５】本発明はこの問題を解消するためになされ
たもので、上記絶縁トランスの小形・軽量化、コスト低
減を容易に実現することができる蓄電池の充電装置を提
供することを目的とする。
たもので、上記絶縁トランスの小形・軽量化、コスト低
減を容易に実現することができる蓄電池の充電装置を提
供することを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するため、請求項１では、充電電流を制御する電力変換
器と、当該電力変換器の出力を平滑するリアクトルを備
え、主回路を他と絶縁する絶縁トランスを有する蓄電池
の充電装置において、上記電力変換器は高周波インバー
タであってその出力は上記絶縁トランスを介して取り出
されたのち整流され、上記リアクトルで平滑される構成
とした。
するため、請求項１では、充電電流を制御する電力変換
器と、当該電力変換器の出力を平滑するリアクトルを備
え、主回路を他と絶縁する絶縁トランスを有する蓄電池
の充電装置において、上記電力変換器は高周波インバー
タであってその出力は上記絶縁トランスを介して取り出
されたのち整流され、上記リアクトルで平滑される構成
とした。
【０００７】請求項２では、高周波インバータはＰＷＭ
制御方式の単相インバータであって、その出力電圧は矩
形波である構成とした。
制御方式の単相インバータであって、その出力電圧は矩
形波である構成とした。
【０００８】請求項３では、インバータ各相のＰＷＭ信
号は、５０％デューティの矩形波信号に充電電流検出値
と充電電流指令値との偏差を乗じた出力指令信号を当該
信号に同期する所定周波数のキャリア信号と比較して生
成されるようにした。
号は、５０％デューティの矩形波信号に充電電流検出値
と充電電流指令値との偏差を乗じた出力指令信号を当該
信号に同期する所定周波数のキャリア信号と比較して生
成されるようにした。
【０００９】請求項４では、キャリア信号は、５０％デ
ューティの矩形波信号の２倍周波数の三角波とした。
ューティの矩形波信号の２倍周波数の三角波とした。
【００１０】請求項５では、絶縁トランスの励磁電流値
を検出する励磁電流検出回路を有し、当該励磁電流値を
フィードバックしていずれかの相の出力指令信号を補正
することを特徴とする偏磁防止回路を有する構成とし
た。
を検出する励磁電流検出回路を有し、当該励磁電流値を
フィードバックしていずれかの相の出力指令信号を補正
することを特徴とする偏磁防止回路を有する構成とし
た。
【００１１】請求項６では、励磁電流検出回路は、絶縁
トランスの二次電流を検出する回路部と、検出した上記
二次電流を一次換算する回路部と、絶縁トランスの一次
電流と上記一次換算値との差を取る回路部とからなる構
成とした。
トランスの二次電流を検出する回路部と、検出した上記
二次電流を一次換算する回路部と、絶縁トランスの一次
電流と上記一次換算値との差を取る回路部とからなる構
成とした。
【００１２】請求項７では、絶縁トランスの二次電流を
検出する回路部は、平滑された充電電流に基づき絶縁ト
ランスの二次電流を検出する回路部である構成とした。
検出する回路部は、平滑された充電電流に基づき絶縁ト
ランスの二次電流を検出する回路部である構成とした。
【００１３】請求項８では、絶縁トランスの二次電流を
検出する回路部は、二次電圧が正もしくは負方向に正も
しくは負の所定のしきい値を超えると、しきい値極性に
応じた極性の単位レベルの信号を発生する回路を有し、
当該回路の出力により平滑された充電電流を交流電流に
変換する回路部である構成とした。
検出する回路部は、二次電圧が正もしくは負方向に正も
しくは負の所定のしきい値を超えると、しきい値極性に
応じた極性の単位レベルの信号を発生する回路を有し、
当該回路の出力により平滑された充電電流を交流電流に
変換する回路部である構成とした。
【００１４】請求項９では、絶縁トランスの一次電流を
フィードバックしていずれかの相の出力指令信号を補正
する構成とした。
フィードバックしていずれかの相の出力指令信号を補正
する構成とした。
【００１５】
【作用】本発明では、高周波インバータを用いて充電電
流を制御するので、絶縁トランスの小形・軽量化、コス
ト低減が可能である。
流を制御するので、絶縁トランスの小形・軽量化、コス
ト低減が可能である。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の１実施例を図面を参照して説
明する。
明する。
【００１７】図１において、図において、１は３相の商
用電源、２は３相全波整流器、３はコンデンサ（容量Ｃ
ｏ）、４はＰＷＭ制御方式の単相高周波インバータ（例
えば、１０ＫＨｚ）、５〜８は逆並列ダイオードＤを有
するスイッチング素子（この例では、トランジスタ）、
９は一次／二次巻線比Ｎ1 ／Ｎ2 の絶縁トランスであ
る。９Ｐおよび９Ｓはそれぞれ絶縁トランス９の一次巻
線および二次巻線である。この絶縁トランス９は二次側
タップの中間タップ付単相トランスである。１０Ｕ、１
０Ｖは整流器（ダイオード）であって、絶縁トランス９
の二次出力を整流する整流回路を構成している。１１は
平滑用のリアクトル、１２は電流検出器ＣＴ、２０はバ
ッテリである。
用電源、２は３相全波整流器、３はコンデンサ（容量Ｃ
ｏ）、４はＰＷＭ制御方式の単相高周波インバータ（例
えば、１０ＫＨｚ）、５〜８は逆並列ダイオードＤを有
するスイッチング素子（この例では、トランジスタ）、
９は一次／二次巻線比Ｎ1 ／Ｎ2 の絶縁トランスであ
る。９Ｐおよび９Ｓはそれぞれ絶縁トランス９の一次巻
線および二次巻線である。この絶縁トランス９は二次側
タップの中間タップ付単相トランスである。１０Ｕ、１
０Ｖは整流器（ダイオード）であって、絶縁トランス９
の二次出力を整流する整流回路を構成している。１１は
平滑用のリアクトル、１２は電流検出器ＣＴ、２０はバ
ッテリである。
【００１８】２１は制御回路である。２２は偏差増幅器
であって、電流検出器ＣＴが検出した充電電流ｉBTと充
電電流指令値ｉBT * との偏差ΔｉBTを増幅する。２３Ｕ
はＵ相の相電圧指令発生器であって、図示のように５０
％デューティの矩形波信号Ｕ* を発生する。２３ＶはＶ
相の相電圧指令発生器であって、矩形波信号Ｕ* に対し
て１８０°位相のずれた５０％デューティの矩形波信号
Ｖ* を発生する。２４はキャリア信号発生器であって、
矩形波信号Ｕ* 、Ｖ* と同期する倍周波数の鋸歯状波信
号Ｃを発生する。２５Ｕはかけ算器であって、Ｕ相電圧
指令発生器２３Ｕの信号と偏差ΔｉBTの増幅量を乗算し
てＵ相出力電圧指令ｖU * を生成する。２５Ｖはかけ算
器であって、Ｖ相電圧指令発生器２３Ｖの信号と偏差Δ
ｉBTの増幅量を乗算してＶ相出力電圧指令ｖV * を生成
する。２６Ｕは比較器であって、かけ算器２５Ｕの出力
ｖU * とキャリア信号Ｃとを比較してＵ相ＰＷＭ信号Ｐ
Uを発生する。２６Ｖは比較器であって、かけ算器２５
Ｖの出力ｖV * とキャリア信号Ｃとを比較してＶ相ＰＷ
Ｍ信号ＰV を発生する。２７Ｕ、２７Ｖははインバータ
である。２８はドライバであって、スイッチング素子５
〜８ベースに所定のシーケンスでベース電流を供給す
る。
であって、電流検出器ＣＴが検出した充電電流ｉBTと充
電電流指令値ｉBT * との偏差ΔｉBTを増幅する。２３Ｕ
はＵ相の相電圧指令発生器であって、図示のように５０
％デューティの矩形波信号Ｕ* を発生する。２３ＶはＶ
相の相電圧指令発生器であって、矩形波信号Ｕ* に対し
て１８０°位相のずれた５０％デューティの矩形波信号
Ｖ* を発生する。２４はキャリア信号発生器であって、
矩形波信号Ｕ* 、Ｖ* と同期する倍周波数の鋸歯状波信
号Ｃを発生する。２５Ｕはかけ算器であって、Ｕ相電圧
指令発生器２３Ｕの信号と偏差ΔｉBTの増幅量を乗算し
てＵ相出力電圧指令ｖU * を生成する。２５Ｖはかけ算
器であって、Ｖ相電圧指令発生器２３Ｖの信号と偏差Δ
ｉBTの増幅量を乗算してＶ相出力電圧指令ｖV * を生成
する。２６Ｕは比較器であって、かけ算器２５Ｕの出力
ｖU * とキャリア信号Ｃとを比較してＵ相ＰＷＭ信号Ｐ
Uを発生する。２６Ｖは比較器であって、かけ算器２５
Ｖの出力ｖV * とキャリア信号Ｃとを比較してＶ相ＰＷ
Ｍ信号ＰV を発生する。２７Ｕ、２７Ｖははインバータ
である。２８はドライバであって、スイッチング素子５
〜８ベースに所定のシーケンスでベース電流を供給す
る。
【００１９】なお、図１において、ｖ1 は単相高周波イ
ンバータ４の出力電圧を示し、ｖ1は絶縁トランス９の
二次出力電圧を示している。また、ｖDCはコンデンサＣ
の電圧である。
ンバータ４の出力電圧を示し、ｖ1は絶縁トランス９の
二次出力電圧を示している。また、ｖDCはコンデンサＣ
の電圧である。
【００２０】以下に、この実施例の動作を図８、図９の
波形タイムチャートを参照した説明する。
波形タイムチャートを参照した説明する。
【００２１】この構成においては、比較器２６ＵはＵ相
出力電圧指令ｖU * と鋸歯状波信号Ｃとの大小を図８の
（イ）に示すように比較し、Ｃ＜ｖU * である間（ｔU
の期間）だけＨレベルの信号を発生する。また、比較器
２６ＶはＵ相出力電圧指令ｖV * と鋸歯状波信号Ｃとの
大小を図８の（ロ）に示すように比較し、Ｃ＜ｖV *で
ある間（ｔv の期間）だけＨレベルの信号を発生する。
従って、単相高周波インバータ４は図２の（ホ）に示す
ような矩形波交流電圧ｖ1 を出力する。 この矩形波交
流電圧ｖ1 は絶縁トランス９で変圧されたのち、整流器
１０Ｕ、１０Ｖからなる整流回路で整流される。整流電
圧ｖ3 を図９の（ロ）に示す。なお、バッテリ２０の端
子電圧をｖBTとした場合、ｖ3 ＞ｖBTとなるようにす
る。この整流回路の出力電流はリアクトル１１で平滑さ
れ、平滑された電流（充電電流、図９の（イ）に示す）
ｉBTがバッテリ２０に流入する。図９の（ハ）はリアク
トル１１の電圧ｖL の波形を示している。
出力電圧指令ｖU * と鋸歯状波信号Ｃとの大小を図８の
（イ）に示すように比較し、Ｃ＜ｖU * である間（ｔU
の期間）だけＨレベルの信号を発生する。また、比較器
２６ＶはＵ相出力電圧指令ｖV * と鋸歯状波信号Ｃとの
大小を図８の（ロ）に示すように比較し、Ｃ＜ｖV *で
ある間（ｔv の期間）だけＨレベルの信号を発生する。
従って、単相高周波インバータ４は図２の（ホ）に示す
ような矩形波交流電圧ｖ1 を出力する。 この矩形波交
流電圧ｖ1 は絶縁トランス９で変圧されたのち、整流器
１０Ｕ、１０Ｖからなる整流回路で整流される。整流電
圧ｖ3 を図９の（ロ）に示す。なお、バッテリ２０の端
子電圧をｖBTとした場合、ｖ3 ＞ｖBTとなるようにす
る。この整流回路の出力電流はリアクトル１１で平滑さ
れ、平滑された電流（充電電流、図９の（イ）に示す）
ｉBTがバッテリ２０に流入する。図９の（ハ）はリアク
トル１１の電圧ｖL の波形を示している。
【００２２】このように、本実施例では、単相高周波イ
ンバータ４を用い、その出力部に絶縁トランス９を介装
したので、従来のように商用電源と電力変換器（チョッ
パ回路）との間に介装する場合に比し、当該絶縁トラン
ス９を小形にすることができる。
ンバータ４を用い、その出力部に絶縁トランス９を介装
したので、従来のように商用電源と電力変換器（チョッ
パ回路）との間に介装する場合に比し、当該絶縁トラン
ス９を小形にすることができる。
【００２３】また、単相高周波インバータ４の出力電圧
として、矩形波電圧を取り出すようにしたので、インバ
ータのスイッチング素子のスイッチング周波数と出力周
波数とを同じにすることができる。
として、矩形波電圧を取り出すようにしたので、インバ
ータのスイッチング素子のスイッチング周波数と出力周
波数とを同じにすることができる。
【００２４】図１の実施例では、絶縁トランスとして、
二次側タップの中間タップ付きのトランスを用いている
が、図２に示す通常のトランス３５を用い、その出力を
ダイオードブリッジの整流回路３６で整流するようにし
てもよい。
二次側タップの中間タップ付きのトランスを用いている
が、図２に示す通常のトランス３５を用い、その出力を
ダイオードブリッジの整流回路３６で整流するようにし
てもよい。
【００２５】図９は、出力電圧指令ｖU * 、ｖV * を生
成する回路構成の他の例を示したものである。この例で
は、かけ算器２５Ｕ、２５Ｖの出力にそれぞれＵ* 、Ｖ
* を加算した値を出力電圧指令ｖU * 、ｖV * の値とし
ている。
成する回路構成の他の例を示したものである。この例で
は、かけ算器２５Ｕ、２５Ｖの出力にそれぞれＵ* 、Ｖ
* を加算した値を出力電圧指令ｖU * 、ｖV * の値とし
ている。
【００２６】ところで、単相高周波インバータ４を構成
しているスイッチング素子の５、６と７、８のスイッチ
ング動作（ターンオン／ターンオフ時間）にバラツキが
あったりすると、インバータ出力電圧ｖ1 に当該バラツ
キに起因する例えば図３の（イ）に破線で示す如きオフ
セット電圧が生じる場合があり、これは絶縁トランス９
の偏磁を惹起する。
しているスイッチング素子の５、６と７、８のスイッチ
ング動作（ターンオン／ターンオフ時間）にバラツキが
あったりすると、インバータ出力電圧ｖ1 に当該バラツ
キに起因する例えば図３の（イ）に破線で示す如きオフ
セット電圧が生じる場合があり、これは絶縁トランス９
の偏磁を惹起する。
【００２７】図４は、この絶縁トランス９の偏磁防止対
策を施した他の実施例を示したものである。
策を施した他の実施例を示したものである。
【００２８】図４において、４０は励磁電流検出回路で
ある。１２Ｕ、１２Ｖ、３４は電流検出器、２９は加算
器、３０は二次／一次換算回路、３１は減算器、３２は
偏差増幅器、３３は乗算器である。
ある。１２Ｕ、１２Ｖ、３４は電流検出器、２９は加算
器、３０は二次／一次換算回路、３１は減算器、３２は
偏差増幅器、３３は乗算器である。
【００２９】電流検出器１２Ｕ、１２Ｖがぞれぞれ検出
するトランス二次電流ｉ2U、ｉ2Vは加算器２９で加算さ
れ、加算値（二次巻線電流）ｉ2 ' ＝ｉ2U＋ｉ2Vは二次
／一次換算回路３０で換算される。減算器３１は一次換
算値ｉ2 と電流検出器３４が検出したトランス一次電流
ｉ1 とからトランス励磁電流ｉ0 ＝ｉ1 −ｉ2 を演算す
る。偏差増幅器３２は励磁電流指令値（＝０）とトラン
ス励磁電流ｉ0 との偏差を増幅する。本実施例では、当
該偏差をＵ相出力電圧指令ｖU * に乗じることによりＵ
相出力電圧指令ｖU * の振幅を上記オフセット分だけ補
正している。なお、Ｖ相出力電圧指令ｖv * の振幅を補
正してもよい。
するトランス二次電流ｉ2U、ｉ2Vは加算器２９で加算さ
れ、加算値（二次巻線電流）ｉ2 ' ＝ｉ2U＋ｉ2Vは二次
／一次換算回路３０で換算される。減算器３１は一次換
算値ｉ2 と電流検出器３４が検出したトランス一次電流
ｉ1 とからトランス励磁電流ｉ0 ＝ｉ1 −ｉ2 を演算す
る。偏差増幅器３２は励磁電流指令値（＝０）とトラン
ス励磁電流ｉ0 との偏差を増幅する。本実施例では、当
該偏差をＵ相出力電圧指令ｖU * に乗じることによりＵ
相出力電圧指令ｖU * の振幅を上記オフセット分だけ補
正している。なお、Ｖ相出力電圧指令ｖv * の振幅を補
正してもよい。
【００３０】この例では、トランス二次電流ｉ2U、ｉ2V
を加算して二次電流（二次巻線電流）ｉ2 ' を求めてい
るが、絶縁トランスとして図５に示すトランス３５を用
い、整流回路としてダイオードブリッジ回路３６を用い
る場合には、二次電流ｉ2 'を電流検出器３７で直接に
検出する。
を加算して二次電流（二次巻線電流）ｉ2 ' を求めてい
るが、絶縁トランスとして図５に示すトランス３５を用
い、整流回路としてダイオードブリッジ回路３６を用い
る場合には、二次電流ｉ2 'を電流検出器３７で直接に
検出する。
【００３１】図６は励磁電流検出回路の他の例を示した
もので、絶縁トランス９に二次誘起電圧ｖ2Uを電圧検出
器３８で検出し、当該検出器３８の出力をヒステリシス
コンバレータ３９に導き、かけ算器４１で充電電流ｉBT
に当該ヒステリシスコンバレータ３９の出力値（１、−
１）を乗じて、二次電流ｉ2 ' を求めるようにしてい
る。なお、図１０に各部の波形を示す。
もので、絶縁トランス９に二次誘起電圧ｖ2Uを電圧検出
器３８で検出し、当該検出器３８の出力をヒステリシス
コンバレータ３９に導き、かけ算器４１で充電電流ｉBT
に当該ヒステリシスコンバレータ３９の出力値（１、−
１）を乗じて、二次電流ｉ2 ' を求めるようにしてい
る。なお、図１０に各部の波形を示す。
【００３２】図７に示す励磁電流検出回路では、上記ヒ
ステリシスコンバレータ３９に代えて、図示特性の波形
成形回路４２を用いている。
ステリシスコンバレータ３９に代えて、図示特性の波形
成形回路４２を用いている。
【００３３】なお、バッテリ２０の端子電圧を一定と見
なせば、絶縁トランスの二次電流ｉ2 は直流成分のない
交流電流となるので、ｉ0 とｉ2 の合成電流ｉ1 の平均
値が０になるように制御すれば、簡便な手段で、ｉ0 の
オフセット電流をなくすことができる。
なせば、絶縁トランスの二次電流ｉ2 は直流成分のない
交流電流となるので、ｉ0 とｉ2 の合成電流ｉ1 の平均
値が０になるように制御すれば、簡便な手段で、ｉ0 の
オフセット電流をなくすことができる。
【００３４】なお、上記実施例では、高周波インバータ
として単相インバータを用いているが、３相インバータ
であってもよい。
として単相インバータを用いているが、３相インバータ
であってもよい。
【００３５】また、キャリア信号Ｃとして、鋸歯状波信
号を用いているが、三角波信号も用いることができる。
号を用いているが、三角波信号も用いることができる。
【００３６】
【発明の効果】本発明は以上説明した通り、高周波イン
バータを用いて充電電流を制御するので、絶縁トランス
の小形・軽量化、コスト低減が可能で、この効果は、周
波数を上げることにより一層顕著になり、しかも容易に
出力周波数を高めることが可能である。
バータを用いて充電電流を制御するので、絶縁トランス
の小形・軽量化、コスト低減が可能で、この効果は、周
波数を上げることにより一層顕著になり、しかも容易に
出力周波数を高めることが可能である。
【図１】本発明の実施例を示す回路図である。
【図２】上記実施例における絶縁トランスの他の例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図３】上記実施例における出力電圧指令を生成する回
路の他の例を示す図である。
路の他の例を示す図である。
【図４】本発明の他の実施例を示す回路図である。
【図５】上記他の実施例における励磁電流検出回路の他
の例を示す回路図である。
の例を示す回路図である。
【図６】上記他の実施例における励磁電流検出回路の他
の例を示す回路図である。
の例を示す回路図である。
【図７】上記他の実施例における励磁電流検出回路の他
の例を示す回路図である。
の例を示す回路図である。
【図８】上記実施例の動作を説明するための各部の波形
図である。
図である。
【図９】上記実施例の動作を説明するための各部の波形
図である。
図である。
【図１０】上記励磁電流検出回路の動作を説明するため
の各部の波形図である。
の各部の波形図である。
【図１１】従来のバッテリチャージヤーを示す回路図で
ある。
ある。
１ 商用電源 ４ 高周波インバータ ５〜８ スイッチング素子 ９ 絶縁トランス １０Ｕ、１０Ｖ 整流器 １１ リアクトル ２１ 制御回路 ３９ ヒステリシスコンバレータ ４０ 励磁電流検出回路 ４２ 波形成形回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成５年１２月２２日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】バッテリフォーク、電
気自動車等に搭載するバッテリは、そのマイナス端子を
車のフレームに接続するよう義務づけられているので、
バッテリ充電時の危険を防止するために、（バッテリチ
ャージャー）の主回路を商用電源ＡＣから絶縁しておく
必要があり、当該絶縁には、通常、図示のように絶縁ト
ランスＴを用いているが、チョッパタイプのバッテリチ
ャージャーでは、その小形・軽量化が難しいという問題
があった。
気自動車等に搭載するバッテリは、そのマイナス端子を
車のフレームに接続するよう義務づけられているので、
バッテリ充電時の危険を防止するために、（バッテリチ
ャージャー）の主回路を商用電源ＡＣから絶縁しておく
必要があり、当該絶縁には、通常、図示のように絶縁ト
ランスＴを用いているが、チョッパタイプのバッテリチ
ャージャーでは、その小形・軽量化が難しいという問題
があった。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１８】２１は制御回路である。２２は偏差増幅器
であって、電流検出器ＣＴが検出した充電電流ｉBTと充
電電流指令値ｉBT* との偏差ΔｉBTを増幅する。２３Ｕ
はＵ相の相電圧指令発生器であって、図示のように５０
％デューティの矩形波信号Ｕ* を発生する。２３ＶはＶ
相の相電圧指令発生器であって、矩形波信号Ｕ* に対し
て１８０°位相のずれた５０％デューティの矩形波信号
Ｖ* を発生する。２４はキャリア信号発生器であって、
矩形波信号Ｕ* 、Ｖ* と同期する倍周波数の鋸歯状波信
号Ｃを発生する。２５Ｕはかけ算器であって、Ｕ相電圧
指令発生器２３Ｕの信号と偏差ΔｉBTの増幅量を乗算し
てＵ相出力電圧指令ｖU * を生成する。２５Ｖはかけ算
器であって、Ｖ相電圧指令発生器２３Ｖの信号と偏差Δ
ｉBTの増幅量を乗算してＶ相出力電圧指令ｖV * を生成
する。２６Ｕは比較器であって、かけ算器２５Ｕの出力
ｖU * とキャリア信号Ｃとを比較してＵ相ＰＷＭ信号Ｐ
Uを発生する。２６Ｖは比較器であって、かけ算器２５
Ｖの出力ｖV * とキャリア信号Ｃとを比較してＶ相ＰＷ
Ｍ信号ＰV を発生する。２７Ｕ、２７Ｖはインバータで
ある。２８はドライバであって、スイッチング素子５〜
８ベースに所定のシーケンスでベース電流を供給する。
であって、電流検出器ＣＴが検出した充電電流ｉBTと充
電電流指令値ｉBT* との偏差ΔｉBTを増幅する。２３Ｕ
はＵ相の相電圧指令発生器であって、図示のように５０
％デューティの矩形波信号Ｕ* を発生する。２３ＶはＶ
相の相電圧指令発生器であって、矩形波信号Ｕ* に対し
て１８０°位相のずれた５０％デューティの矩形波信号
Ｖ* を発生する。２４はキャリア信号発生器であって、
矩形波信号Ｕ* 、Ｖ* と同期する倍周波数の鋸歯状波信
号Ｃを発生する。２５Ｕはかけ算器であって、Ｕ相電圧
指令発生器２３Ｕの信号と偏差ΔｉBTの増幅量を乗算し
てＵ相出力電圧指令ｖU * を生成する。２５Ｖはかけ算
器であって、Ｖ相電圧指令発生器２３Ｖの信号と偏差Δ
ｉBTの増幅量を乗算してＶ相出力電圧指令ｖV * を生成
する。２６Ｕは比較器であって、かけ算器２５Ｕの出力
ｖU * とキャリア信号Ｃとを比較してＵ相ＰＷＭ信号Ｐ
Uを発生する。２６Ｖは比較器であって、かけ算器２５
Ｖの出力ｖV * とキャリア信号Ｃとを比較してＶ相ＰＷ
Ｍ信号ＰV を発生する。２７Ｕ、２７Ｖはインバータで
ある。２８はドライバであって、スイッチング素子５〜
８ベースに所定のシーケンスでベース電流を供給する。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１９】なお、図１において、ｖ1 は単相高周波イ
ンバータ４の出力電圧を示し、ｖ 3 は絶縁トランス９の
二次出力整流電圧を示している。また、ｖDCはコンデン
サＣの電圧である。
ンバータ４の出力電圧を示し、ｖ 3 は絶縁トランス９の
二次出力整流電圧を示している。また、ｖDCはコンデン
サＣの電圧である。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２１】この構成においては、比較器２６ＵはＵ相
出力電圧指令ｖU * と鋸歯状波信号Ｃとの大小を図８の
（イ）に示すように比較し、Ｃ＜ｖU * である間（ｔU
の期間）だけＨレベルの信号を発生する。また、比較器
２６ＶはＵ相出力電圧指令ｖV * と鋸歯状波信号Ｃとの
大小を図８の（ロ）に示すように比較し、Ｃ＜ｖV *で
ある間（ｔv の期間）だけＨレベルの信号を発生する。
従って、単相高周波インバータ４は図２の（ホ）に示す
ような矩形波交流電圧ｖ1 を出力する。 この矩形波交
流電圧ｖ1 は絶縁トランス９で変圧されたのち、整流器
１０Ｕ、１０Ｖからなる整流回路で整流される。整流電
圧ｖ3 を図９の（ロ）に示す。なお、バッテリ２０の端
子電圧をｖBTとした場合、ｖ3 ＞ｖBTとなるようにす
る。この整流回路の出力電流はリアクトル１１で平滑さ
れ、平滑された電流（充電電流、図９の（ニ）に示す）
ｉBTがバッテリ２０に流入する。図９の（ハ）はリアク
トル１１の電圧ｖL の波形を示している。
出力電圧指令ｖU * と鋸歯状波信号Ｃとの大小を図８の
（イ）に示すように比較し、Ｃ＜ｖU * である間（ｔU
の期間）だけＨレベルの信号を発生する。また、比較器
２６ＶはＵ相出力電圧指令ｖV * と鋸歯状波信号Ｃとの
大小を図８の（ロ）に示すように比較し、Ｃ＜ｖV *で
ある間（ｔv の期間）だけＨレベルの信号を発生する。
従って、単相高周波インバータ４は図２の（ホ）に示す
ような矩形波交流電圧ｖ1 を出力する。 この矩形波交
流電圧ｖ1 は絶縁トランス９で変圧されたのち、整流器
１０Ｕ、１０Ｖからなる整流回路で整流される。整流電
圧ｖ3 を図９の（ロ）に示す。なお、バッテリ２０の端
子電圧をｖBTとした場合、ｖ3 ＞ｖBTとなるようにす
る。この整流回路の出力電流はリアクトル１１で平滑さ
れ、平滑された電流（充電電流、図９の（ニ）に示す）
ｉBTがバッテリ２０に流入する。図９の（ハ）はリアク
トル１１の電圧ｖL の波形を示している。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２５
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２５】図３は、出力電圧指令ｖU * 、ｖV * を生
成する回路構成の他の例を示したものである。この例で
は、かけ算器２５Ｕ、２５Ｖの出力にそれぞれＵ* 、Ｖ
* を加算した値を出力電圧指令ｖU * 、ｖV * の値とし
ている。
成する回路構成の他の例を示したものである。この例で
は、かけ算器２５Ｕ、２５Ｖの出力にそれぞれＵ* 、Ｖ
* を加算した値を出力電圧指令ｖU * 、ｖV * の値とし
ている。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２６
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２６】ところで、単相高周波インバータ４を構成
しているスイッチング素子の５、６と７、８のスイッチ
ング動作（ターンオン／ターンオフ時間）にバラツキが
あったりすると、インバータ出力電圧ｖ1 に当該バラツ
キに起因する例えば図９の（イ）に破線で示す如きオフ
セット電圧が生じる場合があり、これは絶縁トランス９
の偏磁を惹起する。
しているスイッチング素子の５、６と７、８のスイッチ
ング動作（ターンオン／ターンオフ時間）にバラツキが
あったりすると、インバータ出力電圧ｖ1 に当該バラツ
キに起因する例えば図９の（イ）に破線で示す如きオフ
セット電圧が生じる場合があり、これは絶縁トランス９
の偏磁を惹起する。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３１】図６は励磁電流検出回路の他の例を示した
もので、絶縁トランス９に二次誘起電圧ｖ2Uを電圧検出
器３８で検出し、当該検出器３８の出力をヒステリシス
コンパレータ３９に導き、かけ算器４１で充電電流ｉBT
に当該ヒステリシスコンパレータ３９の出力値（１、−
１）を乗じて、二次電流ｉ2 ' を求めるようにしてい
る。なお、図１０に各部の波形を示す。
もので、絶縁トランス９に二次誘起電圧ｖ2Uを電圧検出
器３８で検出し、当該検出器３８の出力をヒステリシス
コンパレータ３９に導き、かけ算器４１で充電電流ｉBT
に当該ヒステリシスコンパレータ３９の出力値（１、−
１）を乗じて、二次電流ｉ2 ' を求めるようにしてい
る。なお、図１０に各部の波形を示す。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３２】図７に示す励磁電流検出回路では、上記ヒ
ステリシスコンパレータ３９に代えて、図示特性の波形
成形回路４２を用いている。
ステリシスコンパレータ３９に代えて、図示特性の波形
成形回路４２を用いている。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】符号の説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【符号の説明】 １ 商用電源 ４ 高周波インバータ ５〜８ スイッチング素子 ９ 絶縁トランス １０Ｕ、１０Ｖ 整流器 １１ リアクトル ２１ 制御回路 ３９ ヒステリシスコンパレータ ４０ 励磁電流検出回路 ４２ 波形成形回路
【手続補正１０】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図４】
Claims (9)
- 【請求項１】 充電電流を制御する電力変換器と、当該
電力変換器の出力を平滑するリアクトルを備え、主回路
を他と絶縁する絶縁トランスを有する蓄電池の充電装置
において、 上記電力変換器は高周波インバータであってその出力は
上記絶縁トランスを介して取り出されたのち整流され、
上記リアクトルで平滑されることを特徴とする蓄電池の
充電装置。 - 【請求項２】 高周波インバータはＰＷＭ制御方式の単
相インバータであって、その出力電圧は矩形波であるこ
とを特徴とする請求項１記載の蓄電池の充電装置。 - 【請求項３】 インバータ各相のＰＷＭ信号は、５０％
デューティの矩形波信号に充電電流検出値と充電電流指
令値との偏差を乗じた出力指令信号を当該信号に同期す
る所定周波数のキャリア信号と比較して生成されること
を特徴とする請求項２記載の蓄電池の充電装置。 - 【請求項４】 キャリア信号は、５０％デューティの矩
形波信号の２倍周波数の三角波であることを特徴とする
請求項３記載の蓄電池の充電装置。 - 【請求項５】 絶縁トランスの励磁電流値を検出する励
磁電流検出回路を有し、当該励磁電流値をフィードバッ
クしていずれかの相の出力指令信号を補正することを特
徴とする偏磁防止回路を有することを特徴とする請求項
１記載の蓄電池の充電装置。 - 【請求項６】 励磁電流検出回路は、絶縁トランスの二
次電流を検出する回路部と、検出した上記二次電流を一
次換算する回路部と、絶縁トランスの一次電流と上記一
次換算値との差を取る回路部とからなることを特徴とす
る請求項５記載の蓄電池の充電装置。 - 【請求項７】 絶縁トランスの二次電流を検出する回路
部は、平滑された充電電流に基づき絶縁トランスの二次
電流を検出する回路部であることを特徴とする請求項６
記載の蓄電池の充電装置。 - 【請求項８】 絶縁トランスの二次電流を検出する回路
部は、二次電圧が正もしくは負方向に正もしくは負の所
定のしきい値を超えると、しきい値極性に応じた極性の
単位レベルの信号を発生する回路を有し、当該回路の出
力により平滑された充電電流を交流電流に変換する回路
部であることを特徴とする請求項６記載の蓄電池の充電
装置。 - 【請求項９】 絶縁トランスの一次電流をフィードバッ
クしていずれかの相の出力指令信号を補正することを特
徴とする請求項１記載の蓄電池の充電装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31537292A JPH06165406A (ja) | 1992-11-25 | 1992-11-25 | 蓄電池の充電装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31537292A JPH06165406A (ja) | 1992-11-25 | 1992-11-25 | 蓄電池の充電装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06165406A true JPH06165406A (ja) | 1994-06-10 |
Family
ID=18064619
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31537292A Pending JPH06165406A (ja) | 1992-11-25 | 1992-11-25 | 蓄電池の充電装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06165406A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100317827B1 (ko) * | 1999-04-03 | 2001-12-22 | 권영한 | 고주파 고압 충전장치 |
| WO2012148028A1 (ko) * | 2011-04-28 | 2012-11-01 | Im Jae Yong | 배터리 충전장치 |
| JP2013081290A (ja) * | 2011-10-03 | 2013-05-02 | Panasonic Corp | 配電システム |
| WO2022045155A1 (ja) * | 2020-08-27 | 2022-03-03 | 株式会社豊田自動織機 | 給電装置 |
-
1992
- 1992-11-25 JP JP31537292A patent/JPH06165406A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100317827B1 (ko) * | 1999-04-03 | 2001-12-22 | 권영한 | 고주파 고압 충전장치 |
| WO2012148028A1 (ko) * | 2011-04-28 | 2012-11-01 | Im Jae Yong | 배터리 충전장치 |
| JP2013081290A (ja) * | 2011-10-03 | 2013-05-02 | Panasonic Corp | 配電システム |
| WO2022045155A1 (ja) * | 2020-08-27 | 2022-03-03 | 株式会社豊田自動織機 | 給電装置 |
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