JPH0161032B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、ブラシレスモータの運転装置に係
り、特にブラシレスモータの電機子巻線に発生す
る逆起電圧によつて回転子位置を検出し、これを
元に得られた位置検出信号に基づいて運転する形
式のブラシレスモータの運転装置に関するもので
ある。

一般に、ブラシレスモータは、光や磁気を利用
して回転子の位置を無接触で検出し、この位置検
出信号に基づいてトランジスタを点弧し運転する
ようになつている。

しかし、起動トルクが小さく、かつ位置センサ
の取付けが困難な場合には、回転子における電機
子巻線に発生する逆起電圧を利用して位置検出す
る方法が採られる。

この逆起電圧を利用して位置を検出し、ブラシ
レスモータを運転する構成について、第１図に示
す回路により説明する。

図において、１はインバータ主回路、２はブラ
シレスモータの電機子巻線（以下、モータ巻線と
いう）であり、３は逆起電圧による位置検出回路
で、これは、各C₁、R₁、C₂、R₂からなる各相の
１次遅れフイルタ回路４、Ｒ、Ｒ、Ｒからなる中
性点電位用の抵抗ブリツジ５、比較回路６から構
成されている。

第２図は第１図の回路でブラシレスモータを高
速にした時の各部の波形図である。

すなわち、モータ巻線２のＡ相巻線Ａと、Ｂ相
巻線Ｂと、Ｃ相巻線Ｃの各相のモータ巻線Ａ，
Ｂ，Ｃと中性点Ｎ間の、逆起電圧信号となる端子
電圧（実線）は、図のような台形状であり、一
次遅れフイルタ４を通過後、３角波状のフイルタ
出力（2V_P）（鎖線）となる。

さらに、これを３倍の周波数で脈動する中性点
電位と比較することにより、回転子位置検出信
号となる位置検出信号を作成するものであり、
図示のものはＢ相についてのものである。

ここで、逆起電圧による位置検出の原理から、
Ｃ相の巻線Ｃの端子電圧からは90度位相の異なる
Ｂ相の位置検出信号を作成するものである。

このフイルタ出力の電圧に関するV_Pは、電
圧の端子電圧が台形状であるとの仮定のもとで
は、概略、次式で得られる。

V_P＝0.09（Ed／_M）（１／C₂R₂） ……(1) Ed…直流電圧_M …周波数（後述する第３図の周期Ｔにおける
１／Ｔ） C₂、R₂…フイルタの回路定数（C₁、R₁は直流分
カツトによるフイルタ回路の定数） 以上は、高速運転で、特にPWM（パルスウイ
ドスモジユレーシヨン）制御を行わない場合の例
であるが、PWM制御運転を行う低速領域では、
第３図（後半60度区間のPWM制御の例）で示す
ように、フイルタ出力は、そのフイルタによ
り、端子電圧の周期Ｔの３倍の周波数で脈動す
る。

この場合、中性点電位（図示せず）も３倍で脈
動し、位置検出信号は第２図のと同様に発生す
る。

しかして、この場合におけるフイルタ出力の
ピーク値は、次式で示される。

V_P＝1/2（Ed／C₂R₂）・ｔ ……(2) この値は、低周波数域では、ｔが大きいため、
さきの(1)式より、はるかに大きい値となる。

一方、この種モータの運転は、始動回転数N₁
から逆起電圧位置検出信号が確立される一定回転
数N₂に到るまでは、外部同期信号に基づく転流
制御信号によつて駆動する低周波同期運転領域
と、逆起電圧位置検出信号による通常の運転領域
とで構成されるものである。

この場合の第１の問題点は、始動回転数N₁で
フイルタ出力が制御電源電圧以内になるようにフ
イルタ定数を選定すると、高速回転数では(1)式に
よつて求まるフイルタ出力は小さくなり、わずか
なノイズで誤動作を起す点である。第２の問題点
は、低周波数同期運転領域に一次遅れフイルタ回
路に現われる過渡直流分が、切替回転数である上
記回転数N₂に到るまで減衰せず、したがつて、
低周波同期運転領域から逆起電圧信号から回転子
位置検出信号による通常の運転領域への切換えの
失敗を生ずることである。

特に、運転範囲を拡大するために、さきのフイ
ルタ時定数C₂R₂を大きくした場合、この影響が
大きい。

第４図は、低周波同期運転領域から上記切換え
回転数に至るまでの１次遅れフイルタ回路の過渡
現象を示すものである。ｄ，ｅ，ｆが各相のフイ
ルタ出力、ａ，ｂ，ｃが、逆起電圧信号からの回
転子位置検出信号である。

この図で明らかなように、ｄ，ｅ，ｆのフイル
タ出力には直流分が重畳しており、これにより、
切替回転数近くのａ，ｂ，ｃの回転子位置検出信
号の“High”と“Low”の時間間隔が不平等と
なり、かつ120度ずつの位相のずれを十分確保す
ることが困難である。このため、切換え点におい
て切換え失敗を起す例が多かつた。つまり、１次
遅れフイルタ回路の過渡直流分が、切換え回転数
に至るまで十分減衰しないため、切換えが不安定
になるものである。

本発明は、この種モータにおいて、低周波数同
期運転領域における１次遅れフイルタ回路の過渡
現象、特に、その直流分を除去し、速やかに安定
な切換えを可能にすることにより、切換え回転数
の低下の達成、すなわち運転領域の拡大を図るよ
うにし、なお、さらにフイルタ出力を大きく選定
することによつてノイズによる誤動作を小さくす
るようにしたブラシレスモータの運転装置を提供
することを、その目的とするものである。

この目的を達成するために、本発明は、直流電
源よりインバータ回路を介してモータ巻線に電力
を供給する装置であつて、モータの各相巻線の端
子電圧を一次遅れフイルタ回路を通し、該フイル
タ回路の出力と各相のフイルタ回路の出力値の合
成量とを比較する比較回路を通して前記インバー
タ回路のスイツチ素子の開閉を制御する信号を作
成してブラシレスモータとして運転する運転領域
と、前記位置検出信号が確立されるまでを外部信
号に基づく転流制御信号によつてインバータ回路
のスイツチ素子の開閉を制御して駆動する低周波
同期運転領域を有するブラシレスモータの運転装
置において、上記の位置検出用１次遅れフイルタ
回路の出力側に一定電圧クランプ手段を設け、そ
の一定電圧クランプ手段における一定電圧の値
V₁、外部信号に基づく転流制御信号によつて駆
動する運転領域の始動回転数におけるフイルタ回
路の出力最大電圧の値をV₂、両運転領域の切り
替え回転数におけるフイルタ回路の出力最大電圧
の値をV₃とした時、V₃＜V₁＜V₂の関係を満足す
るように、一定電圧クランプ電圧の値と１次遅れ
フイルタ回路のフイルタ定数を選定したブラシレ
スモータの運転装置にある。

次に本発明の一実施例構成を図面に基づいて説
明する。

ここで、まず、第５図は回路構成図、第６図は
その始動回転数から切替回転数に至る動作波形
図、および第８図は動作説明のためのタイムチヤ
ートである。

そして、第１図と同一符号のものは同等の部品
を示し、３Ａは位置検出回路、Ｄは一定電圧クラ
ンプ手段７に係る両方向性のツエナーダイオード
である。

すなわち、本実施例においては、１次遅れフイ
ルタ回路４の出力端に両方向性のツエナーダイオ
ードＤを接続するようにしたものである。

そして、さらに、この両方向性のツエナーダイ
オードＤの一定電圧クランプ電圧V₁は、低周波
同期運転領域の始動回転数N₁における１次遅れ
フイルタ回路４のフイルタ出力最大電圧V₂と、
低周波同期運転領域から逆起電圧による位置検出
への切換え回転数である一定回転数における、１
次遅れフイルタ回路４のフイルタ出力最大電圧
V₃との間になるように選定したものである。こ
のことは、逆に、両方向性のツエナーダイオード
Ｄのクランプ電圧V₁を決定し、V₃＜V₁＜V₂なる
ように、１次遅れフイルタ回路４の定数C₂、R₂
を(1)、(2)式より選定したものである。

第８図に本発明の動作原理説明図を示す。ｄ，
ｅ，ｆは外部同期信号によつて運転されるモード
（低周波同期運転領域）におけるインバータ主回
路の中性点Ｎ（第５図参照）と、Ａ、Ｂ、Ｃ相の
電機子巻線との間の電圧を示す。各相の巻線Ａ，
Ｂ，Ｃは電気角でそれぞれ120度の位相差を有し、
PWM制御によつて図示の波形となる。この区間
におけるドライブ信号は、それぞれa′，b′，c′に
示す信号で、それぞれ120度の位相差を持つ。こ
こで信号の＋側は上アーム、−側は下アームのト
ランジスタが点弧することを示している。

ｇは、一定電圧クランプ手段を有しない従来構
成でのＡ相のフイルタ回路の出力を示すもので、
Ａ相の端子電圧ｄの積分値を示す。ａ，ｂ，ｃ
は、それぞれＡ、Ｂ、Ｃ相の位置検出信号を示
す。これはＡ、Ｂ、Ｃ相のフイルタ出力と、３つ
のフイルタ出力の合成値との比較によつて作られ
る信号で低周波同期運転領域にあつてはこの信号
を制御に使わない。つまり切換え後のブラシレス
モータの運転時に使用するための準備期間であ
る。低周波数同期運転領域においては、このため
位置検出信号ａ，ｂ，ｃと外部同期信号のドライ
ブ信号a′，b′，c′との位相は必ずしも一致しない。
以下、動作について説明する。

図において、従来例のフイルタ出力ｇは第１図
で示すコンデンサC₁の初期充電電圧が直流電圧
Edの1/2に充電されていることからマイナス方向
に充電が開始される。電気角で60度が経過すると
今度は逆にプラス方向に充電を開始する。この充
電の傾きは各相とも同じ方向になるが、そのフイ
ルタ回路の出力の差によつて磁極位置検出信号は
ａ，ｂ，ｃのように作られる。以上の動作の繰返
しによつてフイルタ回路の出力ｇが図のように発
生する。この場合、スタート位置が外部同期信号
の60度の切換え時点の近くの場合では図示の破線
の如く直流分が最も大きく存在することになる。
この直流分は前述の如く各相間の素子のばらつき
によつて、磁極位置検出信号に悪影響をおよぼ
し、かつ、切換え時点まで残つて最悪の場合には
切換えの失敗を生じる。

第８図ｈにフイルタ回路の出力を一定電圧クラ
ンプ手段によつてクランプした例を示す。起動時
には従来例と同じくマイナス方向にフイルタ回路
の出力は充電されるが、一定電圧クランプ手段７
によつてクランプ電圧V₁にクランプされる。さ
らに、電気角60度を経過するとその位置よりフイ
ルタ回路の出力はプラス方向に充電を開始し、
V₁のクランプ電圧まで充電され、一定になる。
この繰返しの後、フイルタ回路の出力はクランプ
電圧の範囲内に入る。直流分は以上の結果、図示
の破線の如く小さくすることができ、切り替え時
では従来例に比較して直流分の影響を十分小さく
することができる。

第６図は、上記第５図のように回路を構成し、
前記のようにフイルタ定数を選定したときの低周
波同期始動時（運転領域）から切換え回転数に至
る、１次遅れフイルタ回路４の過渡現象を示すも
のである。

１次遅れフイルタ回路４のフイルタ出力ｄ，
ｅ，ｆが、始動回転数時におけるV₂となる値で
あるが、両方向性のツエナーダイオードＤのクラ
ンプ電圧V₁によつて抑制されるものである。こ
の両方向性のツエナーダイオードＤによるクラン
プ効果は、始動回転数と切換え回転数の中間Ｍぐ
らいまで現われる。そこで、この区間に現われる
過渡直流分は、このクランプ効果で除かれ、切換
え回転数近くの逆起電圧信号よりの回転子位置検
出信号ａ，ｂ，ｃの波形は“High”と“Low”
の時間間隔、120度の位相差が第６図のようにＭ
以降確保され、安定な切換えが可能になるもので
ある。

また、この場合、両方向性のツエナーダイオー
ドＤのクランプ電圧V₁を、別途の回路制御用の
制御電源電圧近くに選定すれば、始動回転数時に
おけるフイルタ出力を電源電圧（ツエナー電圧）
以上に取ることができる。これによつて、従来の
ものに比較し、各回転数におけるフイルタ出力を
大きく選定でき、ノイズなどによる誤動作などが
少なくなるものである。

次に、第７図は、他の実施例のブラシレスモー
タの位置検出回路図である。

同図において、さきの第５図と同一符号のもの
は同等機能をもつ部品を示し、３Ｂは位置検出回
路、D₁，D₂は、一定電圧クランプ手段７を構成
するダイオードである。

すなわち、第７図は、一定電圧クランプ手段７
としてダイオードD₁，D₂を使用した例である。
ここで、ダイオードD₁は−側電源に、また、D₂
は＋側電源に接続されると、フイルタ出力は、さ
きに述べた制御電源の電圧とダイオードの電圧降
下値とでクランプされ、第５図の実施例における
両方向性のツエナーダイオードＤでの場合と同じ
効果が発揮されるものである。

以上述べたように本発明は、直流電源よりイン
バータ回路を介してモータ巻線に電力を供給する
装置であつて、モータの各相巻線の端子電圧を一
次遅れフイルタ回路を通し、該フイルタ回路の出
力と各相のフイルタ回路の出力値の合成量とを比
較する比較回路を通して前記インバータ回路のス
イツチ素子の開閉を制御する信号を作成してブラ
シレスモータとして運転する運転領域と、前記位
置検出信号が確立されるまでを外部信号に基づく
転流制御信号によつてインバータ回路のスイツチ
素子の開閉を制御して駆動する低周波同期運転領
域を有するブラシレスモータの運転装置におい
て、上記の位置検出用１次遅れフイルタ回路の出
力側に一定電圧クランプ手段を設け、その一定電
圧クランプ手段における一定電圧の値をV₁、外
部信号に基づく転流制御信号によつて駆動する信
号領域の始動回転数におけるフイルタ回路の出力
最大電圧の値をV₂、両運転領域の切り替え回転
数におけるフイルタ回路の出力最大電圧の値を
V₃とした時、V₃＜V₁＜V₂の関係を満足するよう
に、一定電圧クランプ電圧の値と１次遅れフイル
タ回路のフイルタ定数を選定したので、低周波同
期運転領域から逆起電圧位置検出への安定な切換
えができ、なお、かつ全回転数でフイルタ出力を
大きく取ることができるため、ノイズなどによる
誤動作が少なくなるものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は既開発のブラシレスモータの運転回路
構成図、第２図はその高速回転時の各部波形図、
第３図はその低速回転時の各部波形図、第４図は
従来の始動回転数から切換え回転数に至る動作波
形図、第５図は本発明の一実施例を示すブラシレ
スモータ運転装置の回路構成図、第６図はその始
動回転数から切換え回転数に至る動作波形図、第
７図は本発明の他の実施例に係るブラシレスモー
タの位置検出回路に係る回路構成図で、第８図は
本発明の動作を示すタイムチヤートである。 １……インバータ主回路、２……ブラシレスモ
ータの電機子巻線、３Ａ，３Ｂ……位置検出回
路、４……１次遅れフイルタ回路、５……中性点
電位用の抵抗ブリツジ、６……比較回路、７……
一定電圧クランプ手段、Ｄ……両方向性のツエナ
ーダイオード、D₁，D₂……ダイオード。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 直流電源よりインバータ回路を介してモータ
   巻線に電力を供給する装置であつて、モータの各
   相巻線の端子電圧を一次遅れフイルタ回路を通
   し、該フイルタ回路の出力と各相のフイルタ回路
   の出力値の合成量とを比較する比較回路を通して
   前記インバータ回路のスイツチ素子の開閉を制御
   する信号を作成してブラシレスモータとして運転
   する運転領域と、前記位置検出信号が確立される
   までを外部信号に基づく転流制御信号によつてイ
   ンバータ回路のスイツチ素子の開閉を制御して駆
   動する低周波同期運転領域を有するブラシレスモ
   ータの運転装置において、上記の位置検出用１次
   遅れフイルタ回路の出力側に一定電圧クランプ手
   段を設け、その一定電圧クランプ手段における一
   定電圧の値V₁、外部信号に基づく転流制御信号
   によつて駆動する運転領域の始動回転数における
   フイルタ回路の出力最大電圧の値をV₂、両運転
   領域の切り替え回転数におけるフイルタ回路の出
   力最大電圧の値をV₃とした時、V₃＜V₁＜V₂の関
   係を満足するように、一定電圧クランプ電圧の値
   と１次遅れフイルタ回路のフイルタ定数を選定し
   たことを特徴とするブラシレスモータの運転装
   置。 ２ 前記特許請求範囲の第１項記載のものにおい
   て、一定電圧クランプ手段として両方向性のツエ
   ナーダイオードを接続するようにしたものである
   ブラシレスモータの運転装置。 ３ 前記特許請求の範囲第１項記載のものにおい
   て、一定電圧クランプ手段としてダイオードを使
   用し、かつ制御電源の＋電源と−電源にそれぞれ
   接続してフイルタ回路出力をクランプさせたこと
   を特徴とするブラシレスモータの運転装置。