CN101371432B - 用于控制多相旋转电机的装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于控制多相旋转电机的装置，所述电机包括定子、转子和传感器，所述装置能够接收：至少一个第一传感器信号(V，W，U)，其表示转子相对于定子的位置并由第一传感器(16；18；14)输出，以及第二传感器信号，其表示所述位置且相对于所述第一信号(V；W；U)相位漂移，所述第二信号由第二传感器输出。根据本发明，该控制装置包括：用于将第一和第二传感器信号(U，V，W)组合到组合信号(K_u；K_v；K_w)中的器件(K，R)，所述器件包括至少一个具有可变占空比的受控开关信号，所述组合信号(K_u；K_v；K_w)基于所述占空比且使得可以控制所述电机。

Description

用于控制多相旋转电机的装置

技术领域

本发明涉及一种用于控制多相旋转电机(rotary electrical machine)的装置，在交流发电机-起动机(alternator starter)的情况下，该多相旋转电机可以是可逆的。

背景技术

旋转电机通常包括转子和定子。这两个元件中的一个具有流过它的直流电并由此产生相对于该元件的具有固定朝向的恒定磁场。另一个元件包括多个成角度地间隔开的不同绕组；每一个绕组具有流过它的相对于其他绕组有相位偏移的电流，以便建立旋转磁场。第一元件的固定朝向的场和第二元件的旋转场的并存促成这些元件相对于彼此的旋转，也就是说转子相对于定子的旋转。

各电流通常通过由电源开关(通常是与功率晶体管相关联的二极管)形成的电桥引入多相元件的绕组中。

该功率桥通常由电子模块控制，该电子模块确定开关接通和断开的时机并由此控制各个通过绕组的电流的相位。

为了确定用于开关的控制时间，电子模块通常使用表示转子相对于定子的位置的开关，例如均匀地分布在旋转电机的圆周上的位置传感器，所述传感器每一个都根据转子的旋转频率和相互之间的相位偏移而发送例如周期信号。

在旋转电机是可逆的情况下，在电机以交流发电机模式工作时，功率桥实现桥式整流器的角色。

为了在较大范围的旋转速度上接近最佳转矩，文献WO 2004/100351提出通过加权和相加(adding)对来自传感器的信号进行处理，该处理实际上通过包括电容器和电阻器的模拟滤波电路实现，这使得可以在整个旋转速度范围上产生能连续变化的相位差。

然而，根据该方案，相位偏移由模拟电路的元件根据速度确定。偏移/速度关系因此被固定且因此尤其不能适用于可能遭遇的不同情况(起动、动力辅助(dynamic assistance)等等)。此外，该关系的选择缺乏灵活性，因为它是根据所使用的电路元件确定的并由此不能十分适用于其它电机，例如具有不同尺寸的电机。该设计还涉及模拟电路的使用，该模拟电路具有特别针对于期望制造的每一类型的电机的特征，这使得工业级电机的制造复杂化。

发明内容

为了避免这些问题并由此特别是为来自传感器的信号的相位偏移提供更大的灵活性，本发明提出了一种用于控制多相旋转电机的装置，所述电机包括定子、转子和传感器，所述装置能够接收：

至少第一传感器信号，其表示转子相对于定子的位置并由第一传感器输出，以及

第二传感器信号，其表示所述位置并相对于所述第一信号相位偏移，所述第二信号由第二传感器输出。

根据本发明，该控制装置包括：

用于将第一和第二传感器信号组合到组合信号中的器件，所述器件包括至少一个由可变占空比控制的开关元件，该组合信号是占空比的函数并使得可以控制所述电机。

由此，组合信号的相位偏移由开关器件的占空比确定，这使得可以在较大范围内灵活地控制该偏移。

根据非限制性的实施例，根据本发明的装置可以包括一个或多个下列特征：

可以引入低通滤波器以便对组合信号进行滤波，这使得可以获得具有常规形状的滤波信号(filtered signal)，通常为正弦曲线。

该低通滤波器优选地具有低于开关器件传输频率的截止频率；以这种方式，可以从滤波信号中消除由开关转换产生的不期望有的谐波。所述截止频率例如在1kHz和100kHz之间，这使得可以在以合理的频率对该开关器件进行开关转换时不会影响低于1kHz的有用频率。

该组合器件还包括对传感器信号进行加权的器件。该加权器件包括至少一个电阻器，该电阻器被设计(intend)为接收作为输入的传感器信号。

此外，组合器件包括被设计为接收传感器信号的两个开关元件。

在第一实施例中，第一开关元件被设计为以与第二开关元件相反的方向进行开关转换。

在第二实施例中，第二开关元件被设计为通过第二占空比控制。

在使用了第三位置传感器的实际实施例中，组合器件可以将第三传感器信号与第一和第二传感器信号组合。

在第一实施例中，开关元件是简单开关(simple switch)。

在第二实施例中，开关元件是双位开关(two-position switch)。

此外，该装置能够接收作为输入的、数目等于所述电机相数的多个传感器信号。

根据设计的实施例，该控制装置与功率桥的控制电路协作，所述控制电路能够接收传感器信号。

根据设计的一个实施例，该控制装置与功率桥的控制电路协作，所述控制电路能够接收滤波后的组合信号。

根据实际实施例，控制电路包括能够控制开关元件的占空比的微处理器。

在这种情况下，还可以规定微处理器能够根据表示电机旋转速度的信息项(item of information)来确定占空比，这使得可以通过实用手段来根据旋转速度控制传感器信号的偏移。

本发明还提出了一种多相旋转电机，譬如交流发电机-起动机，其包括如上述构造的控制电路。

附图说明

本发明的其他特征和优点将根据参考了附图的以下描述显现出来，在附图中：

图1示出了多相旋转电机的元件及其控制器，该控制器包括相位超前单元(phase-lead unit)；

图2示出了图1的相位超前单元的非限制性实施例，该相位超前单元包括混合电路(mixing circuit)；

图3和4示出了图2的混合电路的可行的非限制性实施例；

图5示出了混合电路的变化例；

图6示出了图2的混合电路的另一变化例。

具体实施方式

图1示出了多相旋转电机的主要元件和多相旋转电机的控制器，该多相旋转电机例如是可逆的交流发电机-起动机类型。图1示出了具有三个位置传感器的三相旋转电机的非限制性实施例。

这样的控制器包括功率桥10，该功率桥在转子模式下由在电池的两个端子B⁺、B^-之间产生的电压为定子12的各相供电，在本非限制性实例中为三相。

功率桥10由被控制信号C控制的开关(未示出)形成，从而在本实例中定子12的各个绕组具有流过它们的信号，该信号相对于彼此偏移120°。

在本非限制性实例中，存在三个传感器。三个线性传感器14、16、18非限制性地在360°上均匀分布并产生传感器信号U、V、W。这些信号由称为相位超前单元30的控制装置处理，该相位超前单元30输送对应于传感器信号U、V、W的三个数字信号U’、V’、W’，该三个数字信号U’、V’、W’具有相对于这些传感器信号U、V、W的相位超前(phase lead)δ。

由相位超前单元30产生的数字信号U’、V’、W’被控制电路20用于形成用于功率桥10的控制信号C。

控制电路20还产生相位超前值δ。为此，控制电路包括例如微控制器(包括微处理器)，该微控制器基于传感器信号U、V、W或基于数字信号U’、V’、W’确定电机旋转速度并从其中导出要使用的相位偏移δ，该相位偏移δ也可能是其它条件的函数，譬如电机的运行状态(例如在电动机模式、从电动机模式向发电机模式的转换过程)。在该非限制性实例中，偏移值δ由此与给定的运行速度和条件相关联并且例如在微控制器内被存储在查找表(look-up table)中。为此，控制电路包括能够接收传感器信号U、V、W或数字信号U’、V’、W’的输入级(input stage)21。

当电机处于交流发电机工作模式(也称为发电机模式)时，功率桥10实现桥式整流器的角色把来自电机(特别是来自定子12)的能量传送到电池(端子B⁺、B^-)。

图2示出了被设计用于相位超前单元30的第一非限制性实施例。

在该实施例中，来自传感器14、16、18的每一个传感器信号U、V、W都分别被施加到所谓的“混合”电路32、32’、32”的第一输入端，该“混合”电路的示例性实施例将在后面给出。

每一个混合电路32、32’、32”还在第二输入端处接收另一传感器信号V、W、U，该另一传感器信号来自传感器并且相对于在该混合电路的第一输入端处接收的传感器信号U、V、W具有120°的相位超前。

由此每一个混合电路32、32’、32”在其第一输入端处接收传感器信号U、V、W中的一个信号，并在其第二输入端处接收相对于在其第一输入端处接收的所述一个信号相位超前120°的传感器信号V、W、U。

每一个混合电路32、32’、32”还接收由具有可变占空比α的脉冲形成的控制信号PWM_α，该控制信号由此是脉宽调制信号(pulse width modulationsignal)，也称为PWM。如下文所述，该控制信号PWM_α控制混合电路32、32’、32”的开关元件的开关转换。

在图2所示的实施例中，同一控制信号PWM_α施加到所有的三个混合器(mixers)32、32’、32”。在变体中，自然可以为每一个混合电路提供特定的控制信号。

在图2所示的实施例中，控制信号PWM_α在微处理器34的管脚处产生，该微处理器34的部件35专用于该控制信号PWM_α的产生(此处的部件指的是控制微处理器34的软件的一部分；在变体中，可以设计在硬件逻辑电路(hard-wide logic)中实现相同的功能)。

如图2所示，微处理器34还通过第一滞后比较器(hysteresis comparator)36接收来自传感器14、16、18的信号U、V、W，该比较器36将这些信号转换为双态信号(two-state signal)。由此被接收的这些信号用于微处理器34的部件33，该部件33专用于确定如上所述的旋转电机的速度。在变体中，也可以使用如上所述的信号U’、V’、W’以便确定如上所述的速度。

由此被确定的旋转速度信息尤其被用于微处理器34中以确定要由相位超前单元30实施的相位超前。微处理器34根据该相位超前确定要被施加到混合电路32、32’、32”的信号PWM_α的占空比α。

由速度确定部件33确定的速度和占空比α之间的关系(直接地或通过相位偏移δ)例如以查找表的形式被存储在与微处理器34相关联的存储器中。

所需的相位偏移δ(以及进而所使用的占空比α)自然能够依赖除了旋转电机的旋转速度之外的参数，诸如旋转电机的运行模式(例如电动机模式(起动状态或高速动力辅助)、从电动机模式向发电机模式的转换过程)或转矩值。在这种情况下，可以提供多个如上所述的查找表，每一个表用于旋转电机的特定运行模式。

如随后将根据混合电路32、32’、32”的示例性实施例看到，当控制信号PWM_α是高电平或者低电平时，混合电路形成它们所接收的作为输入的信号的两种不同类型的组合。(此处可应用的组合指一种组合，在该组合中，两个信号中的一个具有零权重，也就是说在该组合中只有另一个信号被传送)。

在每一个混合电路32、32’、32”的输出端处发出这两种类型的组合的交替(alternation)(其结果是信号Ku、Kv、Kw)以用于低通滤波器，该低通滤波器的截止频率低于控制信号PWM_α的频率(也就是说，这两种类型的组合的交替频率)从而滤波信号总是形成这两种类型的组合的平均(average)，所述平均由每一种组合的持续时间加权并且自然地依赖于控制信号PWM_α的占空比α。从而，占空比α的调整使得可以获得三个输出信号U’、V’、W’，该输出信号具有根据所需相位超前值的相位超前δ。应该注意的是，调整占空比以及由此具有可变占空比使得可以获得相位超前δ的精细分辨率以及由此获得电机的精细控制。

然而，每一个低通滤波器38、38’、38”的截止频率都高于信号U、V、W的频率以便通过消除不连续而使得斩波信号(chopped signal)Ku、Kv、Kw平滑。按照旋转电机的常规旋转速度和由此导致的传感器信号的频率(一般在0和600Hz之间)，可以非限制性地使用例如10kHz的截止频率，这使得控制信号可以使用例如130kHz的频率。

由每一个低通滤波器38、38’、38”发出的滤波信号F_u、F_v、F_w由此是在相应的混合电路32、32’、32”的输入端处接收的传感器信号的组合，其中在相应混合电路32、32’、32”的输入端处接收的每个信号的影响依赖于控制信号PWM_α的占空比。这样，可以获得这样的信号，该信号的相位在输入信号的相位之间且可通过控制信号PWM_α的占空比α的修正(modification)而调整。

滤波信号F_u、F_v、F_w分别施加到相应的第二滞后比较器40、40’、40”的第一输入端，该第二滞后比较器的每一个都在第二输入端处接收由平均电路(averaging circuit)42和由与前述低通滤波器38、38’、38”同一类型的低通滤波器43确定的传感器信号U、V、W的平均。由于滞后比较器40、40’、40”的使用，在滤波器38、38’、38”中产生的也称为偏移电压(offset voltage)的电压漂移(voltage shift)被消除。

在变体(未示出)中，滞后比较器40、40’、40”可以成对地比较滤波信号F_u、F_v和F_w。滞后比较器此时在其第二输入端处接收滤波信号，该滤波信号不同于施加到第一输入端的信号，不是传感器信号的平均。这允许滤波信号之间的比较，该比较相对于寄生干扰(parasitic interference)增强(robust)了滤波信号，因为所述信号之间的幅度比第一变体中的大。

这样，可以获得作为滞后比较器40、40’、40”的输出的双态信号U’、V’、W’，该双态信号分别与输入传感器信号U、V、W相对应并具有相位超前，该相位超前依赖于控制信号PWM_α的占空比α。

图3示出了第一非限制性实例，其被设计用于实现每一个如上所述的混合电路32、32’、32”。该实例被写成混合电路32的实施方式(该混合电路32接收作为输入的信号U和相对于信号U相位超前120°的信号V)，但可以同样地通过分别施加作为输入的信号V和W以及信号W和U而应用于混合器32’、32”。

在该示例性实施例中，第一信号(此处为信号U)经由电阻器R1施加到形成输出端的节点N，同时第二信号(此处为信号V)通过电阻器R2和开关K0的串联施加到该同一节点N，该开关K0根据指令信号PWM_α的指令而开关转换。

由此获得作为输出(也就是说在上述节点N处)的信号K_U。信号K_U在控制信号PWM_α促使开关K₀断开的阶段(phases)仅依赖于传感器信号U，而在控制信号PWM_α促使开关K₀接通的阶段依赖于信号U和V两者(还根据电阻器R1和R2加权)。该方案由此使得可以在低通滤波之后获得滤波信号F_U，该信号F_U等于：

$F_U=\frac{R2+(1-\mathrm{\α})R1}{R1+R2}U+\frac{\mathrm{\αR}1}{R1+R2}V$

由此可以清楚地看到，对于在0和1之间变化的占空比α的值，可以获得输出信号F_u，该输出信号F_u的相位通过选择R1和R2的适当值(R1相对于R2越大，对于α＝1来说，F_u的相位超前越接近120°)，在信号U本身的相位(当α＝0时)和接近信号V的当α＝1时的相位(信号V相对于信号U相位超前120°)的相位之间变化。

图4示出了用于图2的混合电路32、32’、32”的第二非限制性的示例性实施例。

如之前那样，所述实例应用于混合电路32，但是可以同样应用于混合电路32’、32”。

在该第二实例中，传感器信号U经由开关K1传送到形成输出端的节点N，同时传感器信号V经由开关K₀传送到该形成输出端的节点N。

开关K0根据控制信号PWM_α进行开关转换，同时开关K1通过非门(inverter)接收同一控制信号PWM_α，从而开关K1与开关K₀相反地进行开关转换。

在控制信号PWM_α促使开关K₀断开的阶段，这因而促使开关K₁接通，从而输出信号K_U(在形成输出端的节点N处)仅依赖于传感器信号U。

相反，当控制信号PWM_α促使开关K₀接通时，其还促使开关K₁断开，从而输出信号K_U仅依赖于传感器信号V。

该方案使得滤波信号F_u可以获得如下值：

F_u＝αU+(1-α)V

如之前那样，通过在0和1之间改变占空比α，可以获得信号F_u相对于信号U的相位超前，该相位超前可在0°(对于α＝0)和在此为精确的120°(对于α＝1)之间变化。

图5示出了混合电路的变化例，根据该变化例，混合电路接收作为输入的三个传感器信号U、V、W。

传感器信号U经由电阻器R1传送到形成输出端的节点N。

传感器信号V(相对于信号U具有120°的相位超前)经由电阻器R2和第一开关K2的串联传送到该形成输出端的节点N，其中该第一开关K2由具有第一占空比α₁的第一控制信号PWM_α1控制。

对传感器信号W来说，其经由同一种串联，即经由电阻器R3和第二开关K₃的串联传送到该形成输出端的节点N，其中该第二开关K₃由具有第二占空比α2的第二控制信号PWM_α2控制。

由此可以在如前所述的低通滤波之后获得如下式的信号F_u’：

$F_{U^{\′}}=[\mathrm{\α}1+\frac{(\mathrm{\α}2-\mathrm{\α}1)R2}{R1+R2}+\frac{(1-\mathrm{\α}2)}{1+\frac{R1}{R2}+\frac{R1}{R3}}]U+[(\mathrm{\α}2-\mathrm{\α}1)\frac{R1}{R1+R2}+\frac{(1-\mathrm{\α}2)}{\frac{R2}{R1}+1+\frac{R2}{R3}}]V+[\frac{(1-\mathrm{\α}2)}{\frac{R3}{R1}+\frac{R3}{R2}-}$

由此，输出信号的相位超前能够在0°和略小于240°的值之间变化(通过选择电阻器R1、R2、R3的电阻值使得当开关K₃接通时输出节点N处的信号U可以忽略不计)。

应该注意的是，在该变体及之前的图3和4的实施例中，开关是简单开关，即它们具有用于传送信号的导通状态和用于阻止信号传送的断开状态。

图6描述了混合电路的另一变化例，根据该实施例，混合电路接收作为输入的三个传感器信号U、V、W。

传感器信号U经由电阻器R1传送到形成输出端的节点N。

传感器信号V(相对于信号U相位提前120°)经由电阻器R2和开关K₂的串联传送到该形成输出端的节点N，其中开关该K₂由控制信号PWM_α控制。

对于传感器信号W，其经由同一种串联，即经由电阻器R3和由同一控制信号PWM_α控制的同一开关K₂的串联传送到该形成输出端的节点N。

由此可以在如前所述的低通滤波之后获得如下式的信号F_u：

$F_{U^{\′}}=[\frac{\mathrm{\αR}2}{R1+R2}+\frac{(1-\mathrm{\α})R3}{R1+R3}]U+\left[\frac{\mathrm{\αR}1}{R1+R2}\right]V+\left[\frac{(1-\mathrm{\α})R1}{R1+R3}\right]W$

由此，输出信号的相位超前能够在0°和略小于240°的值之间变化(通过选择电阻器R1、R2、R3的电阻值使得当开关K₃接通时在输出节点N处的信号U可以忽略不计)。

应该理解的是，在本变体中，受控的开关K₂是双位的，即它包括至少两个导通状态使得它可以选择性地传送几个信号中的一个。

上述实例仅示出了本发明的一些可行的实施方式，但本发明并不局限于此。例如，在图6的变体中，可以设想使用同一控制信号PWM_α或使用单个开关和电阻桥来代替两个开关K₂和K₃。

Claims (19)

1.一种用于控制多相旋转电机的装置(30)，所述电机包括定子、转子和传感器，所述装置能够接收：

至少第一传感器信号(V，W，U)，其表示所述转子相对于所述定子的位置并由第一传感器(16；18；14)输出，以及

第二传感器信号，其表示所述位置并相对于所述第一传感器信号(V；W；U)相位漂移，所述第二传感器信号由第二传感器(14；16；18)输出，其特征在于，所述装置包括：

用于将所述第一和第二传感器信号(U，V，W)组合到组合信号(K_u；K_v；K_w)中的组合器件(K，R)，所述器件包括至少一个由可变占空比控制的开关元件(K₀，K₁，K₂，K₃)，所述组合信号(K_u；K_v；K_w)是所述占空比的函数并使其能控制所述电机。

2.如权利要求1所述的用于控制多相旋转电机的装置(30)，其特征在于，所述装置还包括低通滤波器(38；38’；38”)，该低通滤波器能够对所述组合信号(K_u；K_v；K_w)进行滤波。

3.如权利要求2所述的用于控制多相旋转电机的装置(30)，其特征在于，所述低通滤波器(38；38’；38”)具有低于所述开关元件(K₀，K₁，K₂，K₃)的传输频率的截止频率。

4.如权利要求3所述的用于控制多相旋转电机的装置(30)，其特征在于，所述截止频率在1kHz和100kHz之间。

5.如权利要求1至4中一项所述的用于控制多相旋转电机的装置(30)，其特征在于，所述组合器件(K，R)还包括对所述传感器信号进行加权的加权器件(R₁，R₂，R₃)。

6.如权利要求5所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，所述加权器件(R₁，R₂，R₃)包括至少一个被设计为接收作为输入的传感器信号(U，V，W)的电阻器(R₁，R₂，R₃)。

7.如权利要求1至4中一项所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，所述组合器件(K，R)包括被设计为接收传感器信号(U，V，W)的两个所述开关元件(K1，K0)。

8.如权利要求7所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，第一开关元件(K₀)被设计为以与第二开关元件(K1)相反的方向进行开关转换。

9.如前述权利要求7所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，第二开关元件(K₂，K₃)被设计为通过第二占空比控制。

10.如权利要求1至4中一项所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，所述组合器件(K，R)能够将第三传感器信号(W)与所述第一和第二传感器信号(U，V)组合。

11.如权利要求1至4中一项所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，所述开关元件是简单开关。

12.如权利要求1至4中一项所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，所述开关元件是双位开关。

13.如权利要求1至4中一项所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，所述装置能够接收作为输入的、数目等于所述电机相数的多个传感器信号(U，V，W)。

14.如权利要求1至4中一项所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，所述装置与用于功率桥的控制电路(20)协作，所述控制电路能够接收至少所述第一传感器信号(U，V，W)。

15.如权利要求1至4中一项所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，所述装置与功率桥的控制电路(20)协作，所述控制电路能够接收滤波后的组合信号(U’，V’，W’)。

16.如权利要求1至4中一项所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，所述装置与控制电路(20)协作，该控制电路(20)包括能够控制开关元件(K₀，K₁，K₂，K₃)的所述占空比(α)的微处理器(34)。

17.如权利要求16所述的用于控制多相旋转电机的装置，其特征在于，所述微处理器(34)能够根据表示所述电机旋转速度的信息来确定所述占空比(α)。

18.一种多相旋转电机，其特征在于，所述多相旋转电机包括如前述权利要求中一项所述的用于控制多相旋转电机的装置。

19.一种交流发电机-起动机，其特征在于，所述交流发电机-起动机包括如权利要求1至17中一项所述的用于控制多相旋转电机的装置。

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