JP2749347B2 - Ｄｃブラシレスモータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はDCブラシレスモータに関するものである。

［従来の技術］ 一般に低価格の製品に使用されるモータは３相ブラシ
付きモータが多かったが近年電子回路部品の低価格化や
ブラシによる火花、雑音等の解消、長寿命化の要求によ
ってDCブラシレスモータにとって変わりつつある。

このDCブラシレスモータのなかで２相式のものは構成
する部品点数が最も少なく、低コスト化に適している。

しかしながら２相式のDCブラシレスモータでは平滑さ
れたリップルの小さい安定化電源を使用しなければなら
ないという制限があった。つまりこの２相式DCブラシレ
スモータを商用電源を整流して得られた脈流電源で駆動
した場合、モータ自体が持つトルクリップルと電源のリ
ップルとが同期し、電源電圧と速度の関係が直線的で無
いため任意の回転数でモータを制御することが難しかっ
た。

ところが本発明者らは３相以上のDCブラシレスモータ
にリップルの大きな脈流電源を用いても電源のリップル
とトルクリップルとの同期現象を回避することができ、
制御性が良く且つ雑音発生が小さいDCブラシレスモータ
が実現できることが分かった。第９図に示す回路が本発
明者らが提案した３相DCブラシレスモータの回路であ
り、第10図，第11図はそのモータの機構部を示す。

この３相のDCブラシレスモータの主電源部１は商用電
源２にダイオードD₁〜D₄からなるブリッジ整流器３を降
圧抵抗R₁を介して接続して構成しており、ブリッジ整流
器３の正極出力は後述の固定子の巻線4_U,4_V,4_Wの各一端
に接続され、各巻線4_U,4_V,4_Wの他端は電流切換回路７の
スイッチング用トランジスタQ_U,Q_V,Q_Wのコレクタに接続
されている。各トランジスタQ_U,Q_V,Q_Wのエミッタはブリ
ッジ整流器３の負極出力に接続される。また各トランジ
スタQ_U,Q_V,Q_Wのベース・エミッタ間にはスイッチング速
度向上のための抵抗R₅,R₆,R₇が夫々接続される。さらに
各ベースは抵抗R₂,R₃,R₄を夫々介してコンパレータIC5
の各対応する出力に接続される。

コンパレータIC5は複数の演算増幅器5a…を内蔵した
もので図示する従来例ではその内の３個をU,V,W相の電
流切り換えのために使用して各演算増幅器5a…の比較入
力にはホール素子（ホールIC）H_U,H_V,H_Wの検出出力を接
続してある。

上記商用電源２と降圧抵抗R₁との接続点と、ブリッジ
整流器３の負極出力との間にホール素子H_U,H_V,H_Wと電流
切換回路７とに制御用電源を与えるの制御電源部６が抵
抗R₆と半波整流器たるダイオードD₅との直列回路を介し
て接続されており、この制御電源部６は入力する半波の
脈流電圧をツエナーダイオードZD₁によって一定の電圧
にクリップして、更にコンデンサC₁により平滑し、その
平滑された直流電圧をコンパレータIC5に印加し、また
抵抗R₉と、ホール素子H_U,H_V,H_Wと、抵抗R₁₀との直列回
路にも印加するコンデンサC₂〜C₄はトランジスタQ_U,Q_V,
Q_Wのオフ時の巻線4_U,4_V,4_Wに発生する逆起電圧を低減す
るためのコンデンサであり、又主電源部１のコンデンサ
C₅はノイズ防止用コンデンサである。

このように回路が構成された３相DCブラシレスモータ
の機構部の構造は第10図に示すようにＮ極、Ｓ極を交互
に周方向に着磁した永久磁石８を内装するとともにシャ
フト13を中心に貫挿させた永久磁石回転子９と、複数極
を有した積層鉄心10にU,V,W相に対応する組の巻線４を
巻装し、また固定子11の中央部には軸受12を挿入固定
し、また固定子11の下部には上記ホール素子H_U,H_V,H_Wを
配置している。そして上記軸受12に上記シャフト13を円
滑に回転するように挿通し、永久磁石回転子９の内周面
と固定子11の外周面との間及び永久磁石回転子９の内天
井面と軸受12の上面との間に0.5mm程度のギャップを持
たせている。

さて第９図回路に於いてまず商用電源２が投入される
と、制御電源部６の出力が立ち上がり、ホール素子H_U,H
_V,H_Wの機能が働き始める。この時ホール素子H_U,H_V,H_Wは
その位置に対向した各永久磁石回転子９の磁極の磁束密
度に応じた信号を出力する。第11図に示すように機械角
60度で互いに配置されたホール素子H_U,H_V,H_Wには位相が
２π/3ずつずれた検出出力が現れる。この出力を各コン
パレータIC5の演算増幅器5a,5b,5cで波形整形して第12
図（ａ），（ｂ），（ｃ）示す方形波を出力し、夫々の
“H"期間のみトランジスタQ_U,Q_V,Q_Wをオンする。このオ
ン時に対応する巻線4_U,4_V,4_Wに電流が流れ、各巻線4_U,4
_V,4_Wには回転トルクが発生し、全体としてこれら回転ト
ルクを合成した合成トルクによってモータが回転する。
この合成トルクのリップルは２相DCブラシレスモータの
トルクリップルに比べて小さくなっている為、電源の脈
動を受けにくくなっている。

商用電源２を遮断すると制御電源部６はオフするが、
モータ自体は慣性力で徐々に回転数を落としながら停止
する。

［発明が解決しようとする課題］ ところで第９図に示す従来例回路では上述の特徴を有
し、制御電源部６は制御用電源を安定化するためにツェ
ナーダイオードZD₁と平滑用コンデンサC₁により一定電
圧V_Zに平滑安定化しているが、例えば100Vの商用電源２
を使用している場合には第13図において破線で示すよう
に なる半波の脈流電圧が制御電源部６の電源入力端に印加
されるため、該制御電源部６の出力電圧は実線で示すよ
うにリップル分が多く安定性に優れているとは言えなか
った。

つまり負の半波では出力電圧V_Zが低下するので、電流
切換回路７のトランジスタQ_U,Q_V,Q_Wへのベース電流の供
給が一時的に低下することになる。従ってトランジスタ
Q_U,Q_V,Q_Wをスイッチングさせるのに必要なベース電流Ib
≧Ic/H_FEを確保できなかった。尚図示する回路における
ベース電流Ibは次のように表せる。

Ib＝（V_op−V_be）/Rb 但しV_opは演算増幅器5a,5b,5cの出力電圧、V_beはスイ
ッチング時のトランジスタQ_U,Q_V,Q_Wのベース・エミッタ
間電圧、Rbはベース抵抗で、抵抗R₂,R₃,R₄に相当する。

又従来例では回転数を切り換えることができず、その
ため回転数の切り換えができ、しかも少ない回転数で回
す場合でも強い起動トルクが得られるものが要求されて
いる。

本発明は上述の点に鑑みて為されたもので、その目的
とするところは、簡単な構成の制御電源部から安定した
出力電圧が得られて、安定した動作が得られるDCブラシ
レスモータを提供するにある。

併せて回転数の切り換えができしかも少ない回転数で
回す場合でも強い起動トルクが得られるDCブラシレスモ
ータを提供することを目的とする。

［課題を解決する手段］ 請求項１記載の発明は商用電源を第１の整流器で整流
し降圧抵抗により降圧して得られた電圧を第２の整流器
を介して固定子の巻線に励磁電流を供給する主電源電圧
とするとともに、第１の整流器と降圧抵抗との間から上
記巻線の励磁を制御する制御手段の電源を取り出すこと
を特徴とするものであり、請求項２記載の発明は商用電
源を第１の整流器で整流し降圧抵抗により降圧して得ら
れた電圧を第２の整流器を介して固定子の巻線に励磁電
流を供給する主電流電圧とするとともに、第１の整流器
と降圧抵抗との間から上記巻線の励磁を制御する制御手
段の電源を取り出すものであって、上記巻線に並列に回
転数切り換え用の複数の抵抗を切り換え手段を介して接
続し、該切り換え手段によって巻線に並列接続される抵
抗の抵抗値を切り換えて回転数を多段階に設定自在とし
たものである。

［作用］ 而して請求項１記載の発明では商用電源の整流出力を
そのまま制御手段の電源として使用することができ、ま
た同時に降圧された電圧で巻線の励磁電流を得るための
電源として使用することができ、また第１の整流器で整
流し降圧抵抗により降圧して得られた電圧を第２の整流
器を介して固定子の巻線に励磁電流を供給する主電源電
圧とするので、巻線の共通接続点の電圧が第１の整流器
の出力に影響を与えることがなく、電源オフになった場
合に第１の整流器の電圧が零Ｖとなって、第１の整流器
の電圧を電源とする制御手段に与える電圧が中途半端な
電圧とならず、その結果誤動作やモータ停止時にブレー
キとなって騒音や振動を発生するのを防止することがで
きる。

更にまた請求項２の発明では、請求項１の発明の作用
と同様な作用を為す上に、切り換え手段の切り換えを行
うことにより、巻線に並列に接続される抵抗値を切り換
えて巻線に流す励磁電流の値を切り換えることができ、
そのため回転数を多段に設定できるものである。

［実施例］ 以下本発明を実施例により説明する。

実施例１ 第１図は３相式DCブラシレスモータに用いた実施例１
の回路を示す。この第１図回路に示すように本実施例は
商用電源２に第１の整流器であるブリッジ整流器３を接
続し、このブリッジ整流器３の正の出力端に降圧抵抗R₁
と、順方向の第２の整流器であるダイオードD₇を介して
固定子11の巻線4_U,4_V,4_Wの共通接続点を接続し、ブリッ
ジ整流器３の正の出力端と降圧抵抗R₁との接続点を抵抗
R₈′を介して制御電源部６に接続し且つその他の回路部
13に接続した点で従来例回路と相違するものであり、そ
の他の構成は第９図回路と同様である。

而して電源オン時の制御電源電圧V_Zは第２図に示すよ
うに安定化される。また巻線4_U,4_V,4_Wの共通接続点の電
圧V_mは第３図（ａ）に示すように電源オフ（t₁）する
と、このオフ時で直ちに零Ｖととはならず、図示するよ
うに徐々に低下して行く。この電圧V_mはダイオードD₇が
無ければ、ブリッジ整流器３の出力V_sに影響を与え、電
源オフにも拘らず、中途半端な電圧で誤動作の原因とな
る。

また制御電源部６が電圧V_Sを電源としているため、電
圧V_Sが中途半端な電圧になると、制御電源電圧V_Zは不安
定電圧となり、モータ停止時にブレーキとなったりして
騒音や振動の原因にもなる。

しかしながら本実施例ではダイオードD₇により電源オ
フ時に巻線電圧V_mの影響を受けることが無く、電源オフ
時には電圧V_Sは第３図（ｂ）に示すように零Ｖとなり、
上述の誤動作や騒音、振動発生を防止できるのである。

実施例２ 第４図は本実施例の基本的な回路構成を、第８図は具
体回路構成を示しており、第８図で示すように第１の整
流器であるブリッジ整流器３の出力端と降圧抵抗R₁との
接続点から制御電源部６の電源を得、降圧抵抗R₁で降圧
した電圧を第２の整流器であるダイオードD₇とを介して
巻線4_U,4_V,4_Wに励磁電流を供給する主電源電圧としてい
る。

さて本実施例の基本構成回路は、図示するように制御
電源部６の電源をブリッジ整流器３の出力端と降圧抵抗
R₁との接続点から取り、巻線及び電流切換回路からなる
巻線回路14には切り換えスイッチ素子S₁,S₂を介して抵
抗R₂,R₃を並列接続してある。

この回路では回転数を「強」「中」「弱」の３段階に
切り換えることができるようになっている。つまり
「強」の場合には両スイッチ素子S₁,S₂を開放状態とす
れば良くし、この場合巻線回路14には降圧抵抗R₁を介し
て励磁電流を流す。また「中」の場合には一方のスイッ
チ素子S₁をオンさせて、巻線回路14に抵抗R₂を並列接続
し、この抵抗R₂で電流を分流してた状態で励磁電流を減
少させ、中程度の回転数とする。また「弱」の場合には
両スイッチ素子S₁,S₂を共にオンさせて抵抗R₂,R₃を巻線
回路14に並列に接続して分流する電流を大きくし、励磁
電流を更に減少させて少ない回転数とする。

尚回転数を切り換える方法としては第５図に示すよう
に巻線回路14に直列に接続する降圧抵抗の値をR₁₀、
R₁₁、R₁₂とスイッチ素子S₁₀、S₁₁,S₁₂との直列回路を切
り換える方法も考えられるが、この方法では特に回転数
を少なくした場合に起動トルクが十分に得られず起動し
ない場合があるので、採用できない。

次に第４図回路の動作を第５図回路の動作と比較しな
がら説明する。

まず「中」程度の回転数で回す場合には第４図の回路
では第７図（ａ）に示すような等価回路となり、第５図
の回路は第７図（ｂ）に示す等価回路となる。ここで抵
抗r_mは巻線抵抗を示し、v_mはモータ回転による逆起電圧
を示す。またV_mは巻線印加電圧を示し、この電圧V_mは第
４図、第５図共同じ回転数であるので同じ電圧としてい
る。また励磁電流i₂′とｉ′とも等しい。

従って 次に起動時においては第４図回路では第６図（ａ）に
示す等価回路となり、第５図回路では第６図（ｂ）に示
す等価回路となる。この時は回転していないので、モー
タの逆起電力は零である。従ってモータに流れる起動電
流は第６図（ａ）においては i₂であり、第６図（ｂ）ではｉとなる。従って となる。ここで例えば電圧V_inを100V、電圧V_mを10V、R₁
を540Ω、r_mを100Ω、i₂′＝ｉ′を0.05Aとした場合電
流i₂,iを上記の式より求めると、 i₂＝0.0787（Ａ） i ＝0.053 （Ａ） となる。従って第４図の回路を使うと起動電流はi₂＞ｉ
となり、第５図回路の方式では起動できない弱い回転数
の運転も第４図の回路ではできることが分かる。

第８図は第４図回路の具体例を示しており、この具体
回路では２つのトランジスタからなるスイッチ素子S₁,S
₂を用い、このスイッチ素子S₁,S₂のオンオフを設定する
切り換え接続手段としてコントローラ14を設けており、
「強」、「中」、「弱」の切り換えは「強」の場合には
スイッチ素子S₁,S₂を共にオフ、「中」の場合にはスイ
ッチ素子S₁をオン、スイッチ素子S₂をオフ、「弱」の場
合にはスイッチ素子S₁,S₂を共にオンとする制御信号を
コントローラ14より与えるようになっている。尚「中」
の場合にスイッチ素子S₁をオン、スイッチ素子S₂をオフ
とし、「弱」の場合にスイッチ素子S₁をオフ、スイッチ
素子S₂をオンとするようにしても良いが、先に説明した
切り換え方法の場合には「弱」時にもしどちらかの抵抗
や、スイッチ素子が破壊断路された場合でも回転数の変
化が少なく、つまり「弱」→「中」になるが、後者の場
合には「弱」→「強」となるため先の切り換え方法を採
用するのが好ましい。

［発明の効果］ 請求項１記載の発明は、商用電源を第１の整流器で整
流し降圧抵抗により降圧して得られた電圧を第２の整流
器を介して固定子の巻線に励磁電流を供給する主電源電
圧とするとともに、第１の整流器と降圧抵抗との間から
上記巻線の励磁を制御する制御手段の電源を取り出すの
で、商用電源の整流出力をそのまま制御手段の安定した
電源として使用することができ、また同時に降圧された
電圧を巻線の励磁電流を得るための電源として使用する
ことができるもので、電源部の回路構成が簡単であると
いう効果を奏し、また第１の整流器で整流し降圧抵抗に
より降圧して得られた電圧を第２の整流器を介して固定
子の巻線に励磁電流を供給する主電源電圧とするので、
巻線の共通接続点の電圧が第１の整流器の出力に影響を
与えることがなく、電オフになった場合に第１の整流器
の電圧が零Ｖとなって、第１の整流器の電圧を電源とす
る制御手段に与える電圧が中途半端な電圧とならず、そ
の結果誤動作やモータ停止時にブレーキとなって騒音や
振動を発生するのを防止することができるという効果を
奏する。

請求項２記載の発明は、商用電源を第１の整流器で整
流し降圧抵抗により降圧して得られた電圧を第２の整流
器を介して固定子の巻線に励磁電流を供給する主電流電
圧とするとともに、第１の整流器と降圧抵抗との間から
上記巻線の励磁を制御する制御手段の電源を取り出すも
のであって、上記巻線に並列に回転数切り換用の複数の
抵抗値を切り換えて回転数を多段階に設定自在としたの
で、請求項１記載の発明と同様な効果を奏する上に、切
り換え手段の切り換えを行うことにより、巻線に並列に
接続される抵抗値を切り換えて巻線に流す励磁電流を多
段に設定することができ、しかもその結果回転数を選択
できるのであり、巻線に並列に抵抗を接続することによ
り回転数を切り換えるため、少ない回転数でも大きな起
動力を得ることができるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例１の具体回路図、第２図は同上
の制御電源部の電圧V_Zの説明図、第３図（ａ）は同上の
巻線電圧V_mの説明図、第３図（ｂ）は同上のブリッジ整
流器の出力電圧V_Sの説明図、第４図は本発明の実施例２
の構成図、第５図は同上の比較例の構成図、第６図
（ａ），（ｂ）、第７図（ａ），（ｂ）は同上の動作説
明図、第８図は同上の具体回路図、第９図は従来例の具
体回路図、第10図は同上の機構部の一部破断し且つ省略
した分解斜視図、第11図は同上の永久磁石回転子と固定
子とホール素子の構成関係説明図、第12図（ａ）〜
（ｃ）は同上の動作説明用タイムチャート、第13図は動
作説明用の波形図である。 １……主電源部、２……商用電源部、３……ブリッジ整
流器、4_U,4_V,4_W……巻線、５……コンパレータIC、６…
…制御電源部、７……電流切換回路、Q_U,Q_V,Q_W……トラ
ンジスタ、R₁……降圧抵抗、R₂,R₃……抵抗、S₁,S₂……
スイッチ素子である。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】商用電源を第１の整流器で整流し降圧抵抗
   により降圧して得られた電圧を第２の整流器を介して固
   定子の巻線に励磁電流を供給する主電源電圧とするとと
   もに、第１の整流器と降圧抵抗との間から上記巻線の励
   磁を制御する制御手段の電源を取り出すことを特徴とす
   るDCブラシレスモータ。
2. 【請求項２】商用電源を第１の整流器で整流し降圧抵抗
   により降圧して得られた電圧を第２の整流器を介して固
   定子の巻線に励磁電流を供給する主電流電圧とするとと
   もに、第１の整流器と降圧抵抗との間から上記巻線の励
   磁を制御する制御手段の電源を取り出すものであって、
   上記巻線に並列に回転数切り換用の複数の抵抗値を切り
   換えて回転数を多段階に設定自在としたことを特徴とす
   るDCブラシレスモータ。