JPH06121588A - 可変リラクタンス型モータの駆動方式 - Google Patents
可変リラクタンス型モータの駆動方式Info
- Publication number
- JPH06121588A JPH06121588A JP4291937A JP29193792A JPH06121588A JP H06121588 A JPH06121588 A JP H06121588A JP 4291937 A JP4291937 A JP 4291937A JP 29193792 A JP29193792 A JP 29193792A JP H06121588 A JPH06121588 A JP H06121588A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- phase
- motor
- switching element
- total
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/08—Reluctance motors
- H02P25/098—Arrangements for reducing torque ripple
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 （相数＋１）のスイッチング素子で構成され
る駆動回路で駆動されるＶＲモータの制御において、電
流検出器の数を少なくし、トルクリプル発生を抑える。 【構成】 各相コイルに流れる電流を合計したトータル
電流ｉt が検出できる位置に電流検出器Ｒを取り付け、
該検出器Ｒで検出されるトータル電流ｉt が電流指令ｉ
cmd に追従するように、従来と同様の電流ループ制御を
行う。トータル電流が制御されるため、励磁相の切り替
え時においても、電流は常に制御されトルクリプル発生
を抑えることができる。
る駆動回路で駆動されるＶＲモータの制御において、電
流検出器の数を少なくし、トルクリプル発生を抑える。 【構成】 各相コイルに流れる電流を合計したトータル
電流ｉt が検出できる位置に電流検出器Ｒを取り付け、
該検出器Ｒで検出されるトータル電流ｉt が電流指令ｉ
cmd に追従するように、従来と同様の電流ループ制御を
行う。トータル電流が制御されるため、励磁相の切り替
え時においても、電流は常に制御されトルクリプル発生
を抑えることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、可変リラクタンス型モ
ータ（ＶＲモータ）の駆動方式に関する。特に、モータ
電流を制御する回路のスィッチング素子の数がモータの
相数より１つ多い回路によって駆動制御する駆動方式に
関する。
ータ（ＶＲモータ）の駆動方式に関する。特に、モータ
電流を制御する回路のスィッチング素子の数がモータの
相数より１つ多い回路によって駆動制御する駆動方式に
関する。
【０００２】
【従来の技術】ＶＲモータはステータの励磁コイルに励
磁電流を供給して、ステータ突極歯を励磁し、ステータ
突極歯に発生する磁気吸引力によって、ロータの突極歯
を引きよせ回転力としてロータを回転駆動するモータで
あり、各相ごとに励磁コイルに励磁電流を供給するため
のスイッチング素子を設け、モータの回転角に応じてス
イッチング素子を開閉させて各相の励磁コイルを励磁し
てロータを回転させるものである。例えば、Ａ，Ｂ，Ｃ
相の三相のＶＲモータの場合、Ａ相のスイッチング素子
を閉じＡ相の励磁コイルと直流電源を接続して通電を始
め、Ａ相のステータ突極歯がロータ突極歯を吸引し、ロ
ータが所定角度回転すると、Ａ相のスイッチング素子を
開き通電を停止する。ついでＢ相のスイッチング素子を
閉じＢ相の励磁コイルを励磁する。以下同様にＡ相、Ｂ
相、Ｃ相と順次励磁することによってモータを一方方向
に回転させる。また逆転させる場合は、Ａ相、Ｃ相、Ｂ
相と順次励磁すればモータは逆転することとなる。
磁電流を供給して、ステータ突極歯を励磁し、ステータ
突極歯に発生する磁気吸引力によって、ロータの突極歯
を引きよせ回転力としてロータを回転駆動するモータで
あり、各相ごとに励磁コイルに励磁電流を供給するため
のスイッチング素子を設け、モータの回転角に応じてス
イッチング素子を開閉させて各相の励磁コイルを励磁し
てロータを回転させるものである。例えば、Ａ，Ｂ，Ｃ
相の三相のＶＲモータの場合、Ａ相のスイッチング素子
を閉じＡ相の励磁コイルと直流電源を接続して通電を始
め、Ａ相のステータ突極歯がロータ突極歯を吸引し、ロ
ータが所定角度回転すると、Ａ相のスイッチング素子を
開き通電を停止する。ついでＢ相のスイッチング素子を
閉じＢ相の励磁コイルを励磁する。以下同様にＡ相、Ｂ
相、Ｃ相と順次励磁することによってモータを一方方向
に回転させる。また逆転させる場合は、Ａ相、Ｃ相、Ｂ
相と順次励磁すればモータは逆転することとなる。
【０００３】このようなＶＲモータの各励磁コイルを流
れる電流をＰＷＭ方式で制御する場合には、各相独立に
駆動回路を構成する必要があるため、各相毎にスイッチ
ング素子を４個若しくは、スイッチング素子２個と同数
のダイオードを必要としている。このように、従来のＶ
Ｒモータの駆動回路は、スイッチング素子，ダイオード
の数が多いことから、駆動回路自体がそれだけ高価にな
ると共に、１相当たり２本のケーブルを必要としている
ため、さらに高価になると共に、配線の工数もかかると
いう問題があった。そこで、本願出願人は特願平４−８
４９６６号で、スイッチング素子の数をＶＲモータの相
の数Ｎに「１」足した（Ｎ＋１）の数でよい駆動回路を
提供した。
れる電流をＰＷＭ方式で制御する場合には、各相独立に
駆動回路を構成する必要があるため、各相毎にスイッチ
ング素子を４個若しくは、スイッチング素子２個と同数
のダイオードを必要としている。このように、従来のＶ
Ｒモータの駆動回路は、スイッチング素子，ダイオード
の数が多いことから、駆動回路自体がそれだけ高価にな
ると共に、１相当たり２本のケーブルを必要としている
ため、さらに高価になると共に、配線の工数もかかると
いう問題があった。そこで、本願出願人は特願平４−８
４９６６号で、スイッチング素子の数をＶＲモータの相
の数Ｎに「１」足した（Ｎ＋１）の数でよい駆動回路を
提供した。
【０００４】図２はこのようにスイッチング素子の数が
（相数＋１）の３相ＶＲモータの駆動回路の一例を示す
回路図である。図２において、ＺA ，ＺB ，ＺC はＶＲ
モータのＡ，Ｂ，Ｃ相のコイルのインピーダンスであ
り、Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 はＡ，Ｂ，Ｃ相のコイルを選択励
磁するためのスイッチング素子（トランジスタ）であ
る。また、Ｑ1 はＰＷＭ動作を行うスイッチング素子で
あり、Ｄ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 はダイオードである。１
はＲ，Ｓ，Ｔの３相交流を整流し直流電圧（主電圧）Ｖ
を発生させる整流回路であり、Ｃ1 は平滑コンデンサで
ある。上記各コイルに流れる電流ｉa ，ｉb ，ｉc を検
出するために電流検出器が設けられており、図２の例で
は電流検出抵抗によって検出するものとして電流検出抵
抗ＲA ，ＲB ，ＲC が示されている。なお、ｉt はトー
タル電流でｉt ＝ｉa ＋ｉb ＋ｉc である。
（相数＋１）の３相ＶＲモータの駆動回路の一例を示す
回路図である。図２において、ＺA ，ＺB ，ＺC はＶＲ
モータのＡ，Ｂ，Ｃ相のコイルのインピーダンスであ
り、Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 はＡ，Ｂ，Ｃ相のコイルを選択励
磁するためのスイッチング素子（トランジスタ）であ
る。また、Ｑ1 はＰＷＭ動作を行うスイッチング素子で
あり、Ｄ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 はダイオードである。１
はＲ，Ｓ，Ｔの３相交流を整流し直流電圧（主電圧）Ｖ
を発生させる整流回路であり、Ｃ1 は平滑コンデンサで
ある。上記各コイルに流れる電流ｉa ，ｉb ，ｉc を検
出するために電流検出器が設けられており、図２の例で
は電流検出抵抗によって検出するものとして電流検出抵
抗ＲA ，ＲB ，ＲC が示されている。なお、ｉt はトー
タル電流でｉt ＝ｉa ＋ｉb ＋ｉc である。
【０００５】上記構成において、ＶＲモータの駆動、す
なわち、コイルの励磁についてＡ相のコイルの励磁を例
にとって説明する。 （１）正の電圧をＡ相コイルに印加しＡ相の相電流ｉa
を増加させるとき、Ａ相のスイッチング素子Ｑ2 をオン
とし他の相のスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 をオフとし
て、スイッチング素子Ｑ1 をＰＷＭ信号によってオン／
オフさせると、スイッチング素子Ｑ1 がオンのときに
は、電流ｉa がＱ1 →Ｒa →ＺA →Ｑ2 の順に流れ、Ａ
相のコイルには電圧Ｖが印加され電流ｉa は増加する。
一方スイッチング素子Ｑ1 がオフになると、Ａ相のコイ
ルに蓄積されたエネルギによって、Ｄ1 →Ｒa →ＺA →
Ｑ2 の順に電流ｉa が流れ、Ａ相コイルには電圧「０」
が印加されることになり、電流ｉa は減少する。そこ
で、スイッチング素子Ｑ1 をオン／オフさせるＰＷＭ信
号のデューティー比をηa とすると、Ａ相のコイルにか
かる平均電圧は（ηa ×Ｖ）となる。 （２）負の電圧をＡ相コイルに印加しＡ相の相電流ｉa
を減少させるとき、Ａ，Ｂ，Ｃ相のすべてのスイッチン
グ素子Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 オフにする。ＰＷＭ信号で切り
替わるスイッチング素子Ｑ1 がオンのときには、電流ｉ
a はＱ1→Ｒa →ＺA →Ｄ2 の順に流れＡ相のコイルに
は電圧「０」が印加される。また、スイッチング素子Ｑ
1 がオフのときには、電流ｉa はＤ1 →Ｒa →ＺA →Ｄ
2の順に流れＡ相コイルには「−Ｖ」の電圧が印加され
ることになり、電流ｉa は減少し、Ａ相のコイルにかか
る平均電圧は（１−ηa ）×（−Ｖ）となる。
なわち、コイルの励磁についてＡ相のコイルの励磁を例
にとって説明する。 （１）正の電圧をＡ相コイルに印加しＡ相の相電流ｉa
を増加させるとき、Ａ相のスイッチング素子Ｑ2 をオン
とし他の相のスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 をオフとし
て、スイッチング素子Ｑ1 をＰＷＭ信号によってオン／
オフさせると、スイッチング素子Ｑ1 がオンのときに
は、電流ｉa がＱ1 →Ｒa →ＺA →Ｑ2 の順に流れ、Ａ
相のコイルには電圧Ｖが印加され電流ｉa は増加する。
一方スイッチング素子Ｑ1 がオフになると、Ａ相のコイ
ルに蓄積されたエネルギによって、Ｄ1 →Ｒa →ＺA →
Ｑ2 の順に電流ｉa が流れ、Ａ相コイルには電圧「０」
が印加されることになり、電流ｉa は減少する。そこ
で、スイッチング素子Ｑ1 をオン／オフさせるＰＷＭ信
号のデューティー比をηa とすると、Ａ相のコイルにか
かる平均電圧は（ηa ×Ｖ）となる。 （２）負の電圧をＡ相コイルに印加しＡ相の相電流ｉa
を減少させるとき、Ａ，Ｂ，Ｃ相のすべてのスイッチン
グ素子Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 オフにする。ＰＷＭ信号で切り
替わるスイッチング素子Ｑ1 がオンのときには、電流ｉ
a はＱ1→Ｒa →ＺA →Ｄ2 の順に流れＡ相のコイルに
は電圧「０」が印加される。また、スイッチング素子Ｑ
1 がオフのときには、電流ｉa はＤ1 →Ｒa →ＺA →Ｄ
2の順に流れＡ相コイルには「−Ｖ」の電圧が印加され
ることになり、電流ｉa は減少し、Ａ相のコイルにかか
る平均電圧は（１−ηa ）×（−Ｖ）となる。
【０００６】上記（１），（２）の動作によってＡ相励
磁区間中、Ａ相励磁電流ｉa は指令電流に追従するよう
にＰＷＭ信号によって制御される。モータが回転し励磁
相がＢ相に変わると、スイッチング素子Ｑ2 がオフにな
りスイッチング素子Ｑ3 がオンとなって、上述したＡ相
励磁の場合のスイッチング素子Ｑ2 の役割がスイッチン
グ素子Ｑ3 に変わるだけであり、スイッチング素子Ｑ1
とＱ3 の動作とＢ相コイルにかかる電圧の関係はＡ相の
場合と同一である。同様に、モータが回転しＣ相励磁の
場合には、Ａ相励磁のときのスイッチング素子Ｑ2 の代
りにスイッチング素子Ｑ4 がなるだけで、動作及びＣ相
コイルにかかる電圧の関係は同一である。
磁区間中、Ａ相励磁電流ｉa は指令電流に追従するよう
にＰＷＭ信号によって制御される。モータが回転し励磁
相がＢ相に変わると、スイッチング素子Ｑ2 がオフにな
りスイッチング素子Ｑ3 がオンとなって、上述したＡ相
励磁の場合のスイッチング素子Ｑ2 の役割がスイッチン
グ素子Ｑ3 に変わるだけであり、スイッチング素子Ｑ1
とＱ3 の動作とＢ相コイルにかかる電圧の関係はＡ相の
場合と同一である。同様に、モータが回転しＣ相励磁の
場合には、Ａ相励磁のときのスイッチング素子Ｑ2 の代
りにスイッチング素子Ｑ4 がなるだけで、動作及びＣ相
コイルにかかる電圧の関係は同一である。
【０００７】図４はこの駆動回路における各相のコイル
電流ｉa ，ｉb ，ｉc 、トータル電流ｉt 、指令電流ｉ
cmd との関係を説明する説明図で、Ａ相励磁の場合、指
令電流ｉcmd とＡ相電流ｉa との差の電流偏差によって
決まるＰＷＭ信号のデューティー比ηa によってＡ相電
流ｉa が制御され該電流ｉa は立ち上がり、電流指令ｉ
cmd に追従するように制御される。そして、Ｂ相励磁に
切り替わるときには、Ｂ相の電流ｉb は電流指令ｉcmd
と検出されたＢ相電流ｉb の差の電流偏差によって決ま
るデューティー比ηb によってＢ相電流ｉb の立ち上が
り該電流ｉb は制御されるが、Ａ相電流の立ち下がりは
何等制御されない。Ｂ相励磁開始直後においては、スイ
ッチング素子Ｑ2 はオフとなっているから、Ａ相コイル
にかかる平均電圧は上記（２）の動作より（１−ηb ）
×（−Ｖ）であり、Ａ相電流ｉaは減少し励磁相が切り
替わってからある時刻ｔabに０となる。このＡ相からＢ
相への励磁切り替え区間ｔabにおいては、Ａ相の立ち下
がり電流とＢ相の立ち上がり電流が加算された電流がモ
ータに流れる電流のトータル電流ｉt となる。
電流ｉa ，ｉb ，ｉc 、トータル電流ｉt 、指令電流ｉ
cmd との関係を説明する説明図で、Ａ相励磁の場合、指
令電流ｉcmd とＡ相電流ｉa との差の電流偏差によって
決まるＰＷＭ信号のデューティー比ηa によってＡ相電
流ｉa が制御され該電流ｉa は立ち上がり、電流指令ｉ
cmd に追従するように制御される。そして、Ｂ相励磁に
切り替わるときには、Ｂ相の電流ｉb は電流指令ｉcmd
と検出されたＢ相電流ｉb の差の電流偏差によって決ま
るデューティー比ηb によってＢ相電流ｉb の立ち上が
り該電流ｉb は制御されるが、Ａ相電流の立ち下がりは
何等制御されない。Ｂ相励磁開始直後においては、スイ
ッチング素子Ｑ2 はオフとなっているから、Ａ相コイル
にかかる平均電圧は上記（２）の動作より（１−ηb ）
×（−Ｖ）であり、Ａ相電流ｉaは減少し励磁相が切り
替わってからある時刻ｔabに０となる。このＡ相からＢ
相への励磁切り替え区間ｔabにおいては、Ａ相の立ち下
がり電流とＢ相の立ち上がり電流が加算された電流がモ
ータに流れる電流のトータル電流ｉt となる。
【０００８】しかし、上述したように、このＢ相の電流
ｉb は制御されているがＡ相の電流ｉa は制御されてい
ないことから、この区間ｔabのモータのトータル電流ｉ
t は制御されないことになる。なお、この区間ｔabが経
過しＡ相の電流ｉa が「０」になった後はＢ相の電流ｉ
b がトータル電流Ｉt （＝ｉb)となる。上記Ｂ相からＣ
相及びＣ相からＡ相への励磁相の切り替わり時も同様
で、図４に示すように、切り替わり時の所定区間ｔab，
ｔbc，ｔcaは、モータのトータル電流ｉt は制御されな
いことになる。以上のように、励磁相の切り替わり区間
のｔab，ｔbc，ｔca以外の区間では、トータル電流ｉt
は各励磁相の電流であり、この電流は指令電流ｉcmd に
追従するように制御されるが、上記切り替わり区間ｔa
b，ｔbc，ｔcaは立ち上がり電流のみが指令電流ｉcmd
に追従するように制御されるのみで立ち下がり電流は制
御されず、結局、モータのトータル電流ｉt は制御され
ないことになるため、トルクリプル発生の原因となる。
ｉb は制御されているがＡ相の電流ｉa は制御されてい
ないことから、この区間ｔabのモータのトータル電流ｉ
t は制御されないことになる。なお、この区間ｔabが経
過しＡ相の電流ｉa が「０」になった後はＢ相の電流ｉ
b がトータル電流Ｉt （＝ｉb)となる。上記Ｂ相からＣ
相及びＣ相からＡ相への励磁相の切り替わり時も同様
で、図４に示すように、切り替わり時の所定区間ｔab，
ｔbc，ｔcaは、モータのトータル電流ｉt は制御されな
いことになる。以上のように、励磁相の切り替わり区間
のｔab，ｔbc，ｔca以外の区間では、トータル電流ｉt
は各励磁相の電流であり、この電流は指令電流ｉcmd に
追従するように制御されるが、上記切り替わり区間ｔa
b，ｔbc，ｔcaは立ち上がり電流のみが指令電流ｉcmd
に追従するように制御されるのみで立ち下がり電流は制
御されず、結局、モータのトータル電流ｉt は制御され
ないことになるため、トルクリプル発生の原因となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、ＶＲ
モータの駆動回路に（相数＋１）のスイッチング素子に
よって制御する駆動回路を用いた場合、従来の方法で
は、各相の電流を検出するための電流検出器を各相毎に
設けねばならない。また、励磁相の切り替わり時にモー
タのトータル電流を制御できない区間が発生し、その結
果、トルクリプルの発生の原因となっている。
モータの駆動回路に（相数＋１）のスイッチング素子に
よって制御する駆動回路を用いた場合、従来の方法で
は、各相の電流を検出するための電流検出器を各相毎に
設けねばならない。また、励磁相の切り替わり時にモー
タのトータル電流を制御できない区間が発生し、その結
果、トルクリプルの発生の原因となっている。
【００１０】そこで本発明の目的は、必要とする電流検
出器の１個に減らすと共に、トルクリプル発生を押さえ
ることができるＶＲモータの駆動方式を提供することに
ある。
出器の１個に減らすと共に、トルクリプル発生を押さえ
ることができるＶＲモータの駆動方式を提供することに
ある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＶＲモータの
相数より１つ多いのスイッチング素子からなる駆動回路
により駆動されるＶＲモータの駆動方式において、ＶＲ
モータの各コイルに流れる電流を合計したトータル電流
を検出できる位置に電流検出器を取り付け、該電流検出
器で検出されるトータル電流が電流指令に追従するよう
に電流ループ処理を行うことによって上記課題を解決し
た。
相数より１つ多いのスイッチング素子からなる駆動回路
により駆動されるＶＲモータの駆動方式において、ＶＲ
モータの各コイルに流れる電流を合計したトータル電流
を検出できる位置に電流検出器を取り付け、該電流検出
器で検出されるトータル電流が電流指令に追従するよう
に電流ループ処理を行うことによって上記課題を解決し
た。
【００１２】
【作用】１つの電流検出器でモータの各コイルに流れる
電流を合計したトータル電流を検出し、この検出トータ
ル電流が電流指令に追従するように従来と同様な電流ル
ープ制御によって行う。トータル電流が電流指令に追従
するから、励磁相の切り替え時においても、モータに流
れるトータル電流は制御されることになり、トルクリプ
ル発生を抑えることができる。
電流を合計したトータル電流を検出し、この検出トータ
ル電流が電流指令に追従するように従来と同様な電流ル
ープ制御によって行う。トータル電流が電流指令に追従
するから、励磁相の切り替え時においても、モータに流
れるトータル電流は制御されることになり、トルクリプ
ル発生を抑えることができる。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の一実施例のＶＲモータ駆動回
路の回路図である。従来のＶＲモータ駆動回路である図
２と図１とを比較して、相違する点は、電流検出器（電
流検出抵抗Ｒとして図示している）が１個になり、該電
流検出器Ｒによって各相に流れる電流を加算したトータ
ル電流ｉt を検出するようにしている点において相違す
るのみである。そして、このＶＲモータの駆動制御を行
う制御手段のハードウエア構成も従来と同一であり、プ
ロセッサ，ＲＯＭ，ＲＡＭ，及び入出力回路等で構成さ
れるものであり、この制御手段のプロセッサが実施する
処理が従来と相違するのみである。
路の回路図である。従来のＶＲモータ駆動回路である図
２と図１とを比較して、相違する点は、電流検出器（電
流検出抵抗Ｒとして図示している）が１個になり、該電
流検出器Ｒによって各相に流れる電流を加算したトータ
ル電流ｉt を検出するようにしている点において相違す
るのみである。そして、このＶＲモータの駆動制御を行
う制御手段のハードウエア構成も従来と同一であり、プ
ロセッサ，ＲＯＭ，ＲＡＭ，及び入出力回路等で構成さ
れるものであり、この制御手段のプロセッサが実施する
処理が従来と相違するのみである。
【００１４】図５は、本発明の一実施例の制御手段のプ
ロセッサが実施する、電流ループ処理のフローチャート
である。制御手段のプロセッサは、所定周期毎、図５に
示す処理を実施しており、まず、電流指令ｉcmd を読み
取ると共に、電流検出器Ｒ読み取ったトータル電流ｉt
及び、モータのロータ位置を読み取る検出器で検出され
るロータ電気角θを読む（ステップＳ１）。次に、電流
指令ｉcmd と読み取ったトータル電流ｉt とを比較し、
トータル電流ｉt が電流指令ｉcmd 以下の場合には、電
流指令ｉcmd からトータル電流ｉt を減じた電流偏差
に、設定されている電流ループの比例ゲインＫを乗じ、
さらに整流回路の出力である主電圧相当値Ｖで除してＰ
ＷＭ信号のデューティー比ηを求める。すなわち、次の
１式の演算を行ってデューティー比ηを求める（ステッ
プＳ３）。
ロセッサが実施する、電流ループ処理のフローチャート
である。制御手段のプロセッサは、所定周期毎、図５に
示す処理を実施しており、まず、電流指令ｉcmd を読み
取ると共に、電流検出器Ｒ読み取ったトータル電流ｉt
及び、モータのロータ位置を読み取る検出器で検出され
るロータ電気角θを読む（ステップＳ１）。次に、電流
指令ｉcmd と読み取ったトータル電流ｉt とを比較し、
トータル電流ｉt が電流指令ｉcmd 以下の場合には、電
流指令ｉcmd からトータル電流ｉt を減じた電流偏差
に、設定されている電流ループの比例ゲインＫを乗じ、
さらに整流回路の出力である主電圧相当値Ｖで除してＰ
ＷＭ信号のデューティー比ηを求める。すなわち、次の
１式の演算を行ってデューティー比ηを求める（ステッ
プＳ３）。
【００１５】 η＝（Ｋ／Ｖ）（ｉcmd −ｉt ） …（１） 一方、トータル電流ｉt が電流指令ｉcmd を越えている
場合には、ＰＷＭ信号のデューティー比ηを次の２式の
演算を行って求める（ステップＳ４）。
場合には、ＰＷＭ信号のデューティー比ηを次の２式の
演算を行って求める（ステップＳ４）。
【００１６】 η＝１＋（Ｋ／Ｖ）（ｉcmd −ｉt ） …（２） 次にステップＳ１で読み取ったロータ電気角θより励磁
相を決定する（ステップＳ５、Ｓ６）。Ａ相励磁の場合
で、検出トータル電流ｉt が電流指令ｉcmd より小さい
場合には（ステップＳ７）、トータル電流ｉt を増大さ
れるために上述した（１）の動作を行わせる必要があ
り、Ａ相に対応するスイッチング素子Ｑ2をオンとする
と共にスイッチング素子Ｑ1 をステップＳ３で求めたデ
ューティ比ηでオン／オフさせるＰＷＭ信号を出力する
と共に、他のスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4 をオフとし
て、Ａ相電流を増大させトータル電流ｉt を増大させる
（ステップＳ８）。この時、Ａ相コイルに印加される平
均電圧は、上述したようにスイッチング素子Ｑ1 がオン
のときはＡ相コイルに印加される電圧は整流回路１の出
力である主電圧Ｖであり、スイッチング素子Ｑ1 がオフ
のときには、「０」であるから、Ａ相コイルに印加され
る平均電圧は次のようになる。
相を決定する（ステップＳ５、Ｓ６）。Ａ相励磁の場合
で、検出トータル電流ｉt が電流指令ｉcmd より小さい
場合には（ステップＳ７）、トータル電流ｉt を増大さ
れるために上述した（１）の動作を行わせる必要があ
り、Ａ相に対応するスイッチング素子Ｑ2をオンとする
と共にスイッチング素子Ｑ1 をステップＳ３で求めたデ
ューティ比ηでオン／オフさせるＰＷＭ信号を出力する
と共に、他のスイッチング素子Ｑ3，Ｑ4 をオフとし
て、Ａ相電流を増大させトータル電流ｉt を増大させる
（ステップＳ８）。この時、Ａ相コイルに印加される平
均電圧は、上述したようにスイッチング素子Ｑ1 がオン
のときはＡ相コイルに印加される電圧は整流回路１の出
力である主電圧Ｖであり、スイッチング素子Ｑ1 がオフ
のときには、「０」であるから、Ａ相コイルに印加され
る平均電圧は次のようになる。
【００１７】 平均電圧＝η×Ｖ＝（Ｋ／Ｖ）（ｉcmd −ｉt ）×Ｖ ＝Ｋ（ｉcmd −ｉt ） …（３） 一方、検出トータル電流ｉt が電流指令ｉcmd を越えて
いる場合には（ステップＳ７）、トータル電流ｉt を減
少させる必要があるもので上記（２）の動作を行わせる
ために、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 をオフにし
スイッチング素子Ｑ1 をステップＳ４で求めたテューテ
ィー比ηでオン／オフさせるＰＷＭ信号を出力し、Ａ相
電流を減少させてトータル電流ｉt を減少させる（ステ
ップＳ９）。
いる場合には（ステップＳ７）、トータル電流ｉt を減
少させる必要があるもので上記（２）の動作を行わせる
ために、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 をオフにし
スイッチング素子Ｑ1 をステップＳ４で求めたテューテ
ィー比ηでオン／オフさせるＰＷＭ信号を出力し、Ａ相
電流を減少させてトータル電流ｉt を減少させる（ステ
ップＳ９）。
【００１８】この場合、上述したようにスィツチング素
子Ｑ1 がオンのときはＡ相コイルにかかる電圧は「０」
であり、スイッチング素子Ｑ1 がオフのとき「−Ｖ」が
印加されることになる。その結果、平均電圧は、ステッ
プＳ４で求めたディーティー比ηより、次の４式で示さ
れる値となる。
子Ｑ1 がオンのときはＡ相コイルにかかる電圧は「０」
であり、スイッチング素子Ｑ1 がオフのとき「−Ｖ」が
印加されることになる。その結果、平均電圧は、ステッ
プＳ４で求めたディーティー比ηより、次の４式で示さ
れる値となる。
【００１９】 平均電圧＝（１−η）（−Ｖ）＝−（Ｋ／Ｖ）（ｉcmd −ｉt ）（−Ｖ） ＝Ｋ（ｉcmd −ｉt ） …（４） 上記３式及び４式で示されるように、トータル電流ｉt
が電流指令ｉcmd 以下の場合も、越える場合も、Ａ相コ
イルにかかる平均電圧は電流指令ｉcmd からトータル電
流ｉt を減じた電流偏差に比例ゲインＫを乗じた値とな
り、指令電流ｉcmd にトータル電流ｉt が追従するよう
に比例制御が実行されることが分る。
が電流指令ｉcmd 以下の場合も、越える場合も、Ａ相コ
イルにかかる平均電圧は電流指令ｉcmd からトータル電
流ｉt を減じた電流偏差に比例ゲインＫを乗じた値とな
り、指令電流ｉcmd にトータル電流ｉt が追従するよう
に比例制御が実行されることが分る。
【００２０】ステップＳ６で励磁相がＢ相。しくはＣ相
と判断された場合は、Ａ相におけるステップＳ７と同一
の処理（ステップＳ１０若しくはステップＳ１３）を実
行し、電流指令ｉcmd とトータル電流ｉt を比較し、電
流指令ｉcmd が大きいときには、Ｂ相励磁の場合にはス
イッチング素子Ｑ3 をオン、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ
4 をオフ、Ｃ相励磁の場合にはスイッチング素子Ｑ4 を
オン、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 をオフとしてスイッ
チング素子をステップＳ３で求めたデューティー比ηの
ＰＷＭ信号でスイッチングする（ステップＳ１１，Ｓ１
４）。また、電流指令ｉcmd よりトータル電流ｉt の方
が大きいときには、ステップＳ９と同様に、スイッチン
グ素子Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 をオフとしスイッチング素子Ｑ
1 をステップＳ４で求めたデューティー比ηでスイッチ
ングする（ステップＳ１２，Ｓ１５）。
と判断された場合は、Ａ相におけるステップＳ７と同一
の処理（ステップＳ１０若しくはステップＳ１３）を実
行し、電流指令ｉcmd とトータル電流ｉt を比較し、電
流指令ｉcmd が大きいときには、Ｂ相励磁の場合にはス
イッチング素子Ｑ3 をオン、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ
4 をオフ、Ｃ相励磁の場合にはスイッチング素子Ｑ4 を
オン、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 をオフとしてスイッ
チング素子をステップＳ３で求めたデューティー比ηの
ＰＷＭ信号でスイッチングする（ステップＳ１１，Ｓ１
４）。また、電流指令ｉcmd よりトータル電流ｉt の方
が大きいときには、ステップＳ９と同様に、スイッチン
グ素子Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 をオフとしスイッチング素子Ｑ
1 をステップＳ４で求めたデューティー比ηでスイッチ
ングする（ステップＳ１２，Ｓ１５）。
【００２１】以上の処理を所定周期毎実施し、電流指令
ｉcmd と検出トータル電流ｉt の差である電流偏差に、
電流ループの比例ゲインＫを乗じた値の電圧を励磁相に
印加してトータル電流ｉt が電流指令ｉcmd に追従する
ように制御されることになる。
ｉcmd と検出トータル電流ｉt の差である電流偏差に、
電流ループの比例ゲインＫを乗じた値の電圧を励磁相に
印加してトータル電流ｉt が電流指令ｉcmd に追従する
ように制御されることになる。
【００２２】
【発明の効果】本発明は、各相のコイルに流れる電流を
合計したトータル電流を検出すればよいから、電流検出
器は１個ですみ、かつ、このトータル電流が電流指令に
追従するように電流ループ処理が実行されるから、励磁
相の切り替わり時においても、モータに流れる電流が常
に制御されることになって、トルクリプルの発生を抑え
ることができる。
合計したトータル電流を検出すればよいから、電流検出
器は１個ですみ、かつ、このトータル電流が電流指令に
追従するように電流ループ処理が実行されるから、励磁
相の切り替わり時においても、モータに流れる電流が常
に制御されることになって、トルクリプルの発生を抑え
ることができる。
【図１】本発明の方式を実施するＶＲモータの駆動回路
図である。
図である。
【図２】モータの相数より１つ多いスイッチング素子の
数でＶＲモータの電流を制御する従来の駆動回路図であ
る。
数でＶＲモータの電流を制御する従来の駆動回路図であ
る。
【図３】本発明の一実施例による各相電流及びトータル
電流の説明図である。
電流の説明図である。
【図４】図２に示す駆動回路における各相電流及びトー
タル電流の説明図である。
タル電流の説明図である。
【図５】本発明の方式を実施する制御装置のプロセッサ
が実施する電流ループ処理のフローチャートである。
が実施する電流ループ処理のフローチャートである。
１ 整流回路 Ｑ1 〜Ｑ4 スイッチング素子 Ｄ1 〜Ｄ4 ダイオード ＺA Ａ相インピーダンス ＺB Ｂ相インピーダンス ＺC Ｃ相インピーダンス Ｒ，Ｒa ，Ｒb ，Ｒc 電流検出器の電流検出抵抗 ｉa Ａ相電流 ｉb Ｂ相電流 ｉc Ｃ相電流 ｉt トータル電流
Claims (1)
- 【請求項１】 モータの相数より１つ多いスイッチング
素子からなる駆動回路によって可変リラクタンス型モー
タを駆動する駆動方式において、モータの各コイルに流
れる電流を合計したトータル電流を検出できる位置に電
流検出器を取り付け、該電流検出器で検出されるトータ
ル電流が電流指令に追従するように電流ループ処理を行
う可変リラクタンス型モータの駆動方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4291937A JPH06121588A (ja) | 1992-10-07 | 1992-10-07 | 可変リラクタンス型モータの駆動方式 |
| EP93921095A EP0616418A4 (en) | 1992-10-07 | 1993-09-30 | CIRCUIT AND METHOD FOR DRIVING A VARIABLE RELUCTANCE MOTOR. |
| PCT/JP1993/001404 WO1994008391A1 (en) | 1992-10-07 | 1993-09-30 | Circuit and method for driving variable reluctance motor |
| US08/244,651 US5543700A (en) | 1992-10-07 | 1993-09-30 | Driver circuit and a driving method for a variable-reluctance motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4291937A JPH06121588A (ja) | 1992-10-07 | 1992-10-07 | 可変リラクタンス型モータの駆動方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06121588A true JPH06121588A (ja) | 1994-04-28 |
Family
ID=17775390
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4291937A Pending JPH06121588A (ja) | 1992-10-07 | 1992-10-07 | 可変リラクタンス型モータの駆動方式 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5543700A (ja) |
| EP (1) | EP0616418A4 (ja) |
| JP (1) | JPH06121588A (ja) |
| WO (1) | WO1994008391A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5712539A (en) * | 1995-06-07 | 1998-01-27 | Exabyte Corporation | Digital acoustic noise reduction in electric motors driven by switching power amplifiers |
| JPH094505A (ja) * | 1995-06-22 | 1997-01-07 | Hitachi Ltd | 電流検出付き駆動装置及びその電流検出方法 |
| GB9610846D0 (en) * | 1996-05-23 | 1996-07-31 | Switched Reluctance Drives Ltd | Output smoothing in a switched reluctance machine |
| US5783940A (en) * | 1996-12-23 | 1998-07-21 | Dana Corporation | Encoder circuit for determining the position of a rotor of a multiphase motor |
| DE10251158B4 (de) * | 2002-10-31 | 2017-06-22 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung der elektrischen Ströme in Phasenwicklungen eines kommutierten Motors sowie zugehörige elektronische Einheit, Verwendung und zugehöriges Computerprogramm |
| US7386166B2 (en) * | 2004-02-12 | 2008-06-10 | Xerox Corporation | Systems and methods for connecting regions image data having similar characteristics |
Family Cites Families (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2648150C2 (de) * | 1976-10-25 | 1982-09-30 | Danfoss A/S, 6430 Nordborg | Anordnung zur Steuerung der Drehzahl eines über einen Zwischenkreisumrichter gespeisten Asynchronmotors |
| US4286202A (en) * | 1979-07-16 | 1981-08-25 | International Business Machines Corp. | Electronic damping of stepper motor |
| DE3585904D1 (de) * | 1984-09-05 | 1992-05-27 | Meidensha Electric Mfg Co Ltd | Verfahren und vorrichtung zum wiederanfahren eines umformers fuer rotierende motoren. |
| US4879502A (en) * | 1985-01-28 | 1989-11-07 | Hitachi, Ltd. | Speed control apparatus and method for motors |
| US4806813A (en) * | 1986-03-20 | 1989-02-21 | Canon Kabushiki Kaisha | Motor |
| SE457307B (sv) * | 1986-06-17 | 1988-12-12 | Ems Electronic Motor Systems | Foerfarande och anordning foer reglering av en borstloes likstroemsmotor |
| JPS6359789A (ja) * | 1986-08-29 | 1988-03-15 | Canon Inc | ステツピングモ−タの駆動回路 |
| ATE92687T1 (de) * | 1988-11-04 | 1993-08-15 | Europ Patent Ag | Verfahren und einrichtung zur aenderung der istdrehzahl eines mehrphasen-asynchronmotors, und zur ausfuehrung des verfahrens geeignetes motorensystem. |
| JPH02254993A (ja) * | 1989-03-24 | 1990-10-15 | Brother Ind Ltd | 可変リラクタンスモータの駆動装置 |
| JPH03169288A (ja) * | 1989-11-24 | 1991-07-22 | Fanuc Ltd | 可変リラクタンス型モータの制御方法 |
| US5051680A (en) * | 1989-12-08 | 1991-09-24 | Sundstrand Corporation | Simple starting sequence for variable reluctance motors without rotor position sensor |
| JPH03293993A (ja) * | 1990-04-06 | 1991-12-25 | Fanuc Ltd | 可変リラクタンスモータの駆動方式 |
| JPH05260791A (ja) * | 1992-03-09 | 1993-10-08 | Fanuc Ltd | リラクタンスモータのドライバ回路及び駆動制御方式 |
-
1992
- 1992-10-07 JP JP4291937A patent/JPH06121588A/ja active Pending
-
1993
- 1993-09-30 US US08/244,651 patent/US5543700A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-09-30 WO PCT/JP1993/001404 patent/WO1994008391A1/ja not_active Application Discontinuation
- 1993-09-30 EP EP93921095A patent/EP0616418A4/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0616418A4 (en) | 1995-05-24 |
| WO1994008391A1 (en) | 1994-04-14 |
| EP0616418A1 (en) | 1994-09-21 |
| US5543700A (en) | 1996-08-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPH1080182A (ja) | モータ駆動制御装置 | |
| JPH06121588A (ja) | 可変リラクタンス型モータの駆動方式 | |
| JPH11122978A (ja) | 独立巻線をもつｄｃブラシレスモータの駆動電流制御方法 | |
| JP4066227B2 (ja) | Ｄｃブラシレスモータの並列駆動回路 | |
| JP2000116183A (ja) | スイッチドリラクタンスモ―タの駆動装置 | |
| JP2542202B2 (ja) | ステッピングモ―タの微小角駆動方法とその装置 | |
| JPH05103498A (ja) | 電動機制御装置 | |
| JP2755057B2 (ja) | 直流ブラシレスモータの駆動回路 | |
| JPH05184188A (ja) | ブラシレスモータ駆動制御装置 | |
| JP2002186274A (ja) | ブラシレスｄｃモータの制御装置 | |
| JP4880333B2 (ja) | モータ制御装置 | |
| JPH06351289A (ja) | 可変リラクタンスモータの駆動装置 | |
| JP2727325B2 (ja) | 交流電源により指定された出力トルクで運転される電動機 | |
| JPH07308092A (ja) | 直流電動機の同期起動装置 | |
| JP2940024B2 (ja) | モータの駆動装置 | |
| JPH04105584A (ja) | ブラシレスモータの駆動方法および駆動装置 | |
| JP3293590B2 (ja) | 高電圧駆動ブラシレスモータ | |
| JPS6152182A (ja) | 無整流子電動機の駆動装置 | |
| JP2000116173A (ja) | ブラシレス直流電動機及びその速度制御方法 | |
| JPH04173000A (ja) | ステッピングモータの駆動回路 | |
| JPH0634620B2 (ja) | ブラシレスモ−タ | |
| JPH0546198B2 (ja) | ||
| JP3087300B2 (ja) | ブラシレスモータの駆動装置 | |
| JPH099690A (ja) | ステッピングモータの制御装置 | |
| JP2749347B2 (ja) | Ｄｃブラシレスモータ |