JP2940024B2

JP2940024B2 - モータの駆動装置

Info

Publication number: JP2940024B2
Application number: JP1285328A
Authority: JP
Inventors: 正行山下; 憲一紀平
Original assignee: Brother Industries Ltd
Current assignee: Brother Industries Ltd
Priority date: 1989-10-31
Filing date: 1989-10-31
Publication date: 1999-08-25
Anticipated expiration: 2014-08-25
Also published as: JPH03145989A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の目的］（産業上の利用分野）本発明は２相励磁の期間を有するように励磁される複
数相のモータコイルをPWM制御するようにしたモータの
駆動装置に関する。

（従来の技術）従来の例えば４相可変リラクタンスモータの駆動装置
の一例を第９図に示す。即ち、１は交流電源、２はこの
交流電源１から直流電源を得る直流電源回路、３はこの
直流電源回路２の平滑用コンデンサである。4₁乃至4₄は
第１相乃至第４相のモータコイル、5₁,6₁乃至5₄,6₄はこ
れらの第１相乃至第４相のモータコイル4₁乃至4₄を通断
電制御するためのトランジスタである。第10図（ａ）乃
至（ｄ）は第１相乃至第４相のモータコイル4₁乃至4₄の
励磁期間を決定する励磁期間信号SE₁乃至SE₄を示すもの
で、互いに90度の位相差を有する180度の励磁方式のも
のである。この第10図から明らかなように、各相のモー
タコイル4₁乃至4₄は２相励磁の期間を有する。そして、
各相のモータコイル4₁乃至4₄は、各励磁期間においてPW
M制御が行なわれて、以て、可変リラクタンスモータが
設定速度になるように速度制御されるようになってい
る。即ち、各相のモータコイル4₁乃至4₄のPWM制御に際
しては、第11図（ａ）で示すような三角波からなる基本
波V_Sと速度信号に応じたレベル信号V_Lとを比較して各相
のモータコイル4₁乃至4₄の通電期間が決定される。この
場合、例えば、第１相及び第２相のモータコイル4₁及び
4₂には、２相励磁の期間においては、第11図（ｂ）及び
（ｃ）で示すように各トランジスタ5₁,6₁及び5₂,6₂に通
電信号（ゲート信号）G₁及びG₂が与えられることによ
り、第11図（ｄ）及び（ｅ）で示すように励磁電流I₁及
びI₂が流れ、従って、全体として電源電流たる駆動電流
は第11図（ｆ）で示すように（I₁＋I₂）となる。

（発明が解決しようとする課題）従来においては、PWM制御を行なうに際しては、第１
相及び２相のモータコイル4₁及び4₂の励磁電流I₁及びI₂
から明らかなように、２相励磁の各モータコイルの通電
期間が一致（重複）するので、電源電流たる駆動電流及
び回生電流のリップルが大きくなり、従って、電源ライ
ンの熱損失が大きくなり、又、平滑用コンデンサ３の発
熱が大きくなって、そのコンデンサ３の寿命が短くなる
不具合があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的
は、２相励磁の期間を有するように励磁される複数相の
モータコイルをPWM制御する構成であっても、電源電流
のリップルを小さくし得るモータの駆動装置を提供する
にある。

［発明の構成］（課題を解決するための手段）本発明は、２相励磁の期間を有するように複数相のモ
ータコイルに通電するとともに各相モータコイルをPWM
制御するようにしたスイッチング素子を備え、且つ、各
相モータコイルの回生電流を流すダイオードと、平滑用
コンデンサに対する駆動電流の流出と回生電流の流入と
の際に各相モータコイルが共通に使用する電源ラインと
を備えたモータの駆動装置において、２相励磁される期
間における各相モータコイルのPWM制御による通電期間
をこれらが不一致状態となるように時間差制御する制御
手段を設けるようにしたことを特徴とする。

（作用）本発明のモータの駆動装置によれば、２相励磁される
期間における各相モータコイルの通電期間が重複するこ
とはなく、従って、一方が駆動モータの時には他方が回
生モードとなって、電源電流のリップルが小さくなる。
しかも、回生モードの他方のモータコイルの回生電流は
駆動モードの一方のモータコイルに流れ込むようになる
ので、その分だけ相殺された状態になって電源電流が少
なくてすむという利点がある。

（実施例）以下、本発明の第１の実施例につき第１図乃至第３図
を参照しながら説明する。

先ず、全体の構成につき第１図に従って述べる。

交流電源10は直流電源回路11の入力端子に接続されて
いる。この直流電源回路11は交流電源電圧を整流し必要
に応じ昇圧して直流電圧として出力端子に接続された電
源ライン12,13に出力するようになっており、その電源
ライン12,13間には平滑用コンデンサ14が接続されてい
る。

モータ例えば可変リラクタンスモータ15は、ステータ
に複数相たる４相のモータコイル16₁乃至16₄を備え、ロ
ータの回転に応じて第１相乃至第４相のモータコイル16
₁乃至16₄を励磁することにより、そのロータにトルクを
生じさせる周知の構成ものである。そして、これらのモ
ータコイル16₁乃至16₄において、その各一方の端子は電
流検出抵抗17₁乃至17₄及びスイッチング素子たるNPN形
のトランジスタ18₁乃至18₄を夫々直列に介して電源ライ
ン12に接続され、各他方の端子はスイッチング素子たる
NPN形のトランジスタ19₁乃至19₄を夫々介して電源ライ
ン13に接続されている。これらのトランジスタ18₁,19₁
乃至18₄,19₄は夫々対応するモータコイル16₁乃至16₄の
励磁電流をスイッチングするためのもので、夫々のベー
スは駆動回路20の各出力端子に接続されて後述する如き
通電信号（ゲート信号）G₁乃至G₄が与えられるようにな
っている。尚、ダイオード21₁,22₁乃至21₄,22₄はトラン
ジスタ18₁,19₁乃至18₄,19₄のオフ時に遅れ電流（回生電
流）を流す回路を確保するためのものである。

可変リラクタンスモータ15にはともに光学式の第１及
び第２のロータリエンコーダ23及び24が設けられてい
る。第１のロータリエンコーダ23はロータの回転位置を
検出する回転位置検出手段に相当し、ロータの磁極に対
応して電気角で90度の位相差を有するA,B2相の磁極信号
S_Pを出力する。又、第２のロータリエンコーダ24はロー
タの回転速度を検出するためのもので、その回転速度に
応じたパルス列信号S_Rを出力する。第２のロータリエン
コーダ24の出力端子はF/V変換回路25の入力端子に接続
されていて、そのパルス列信号S_Rが電圧信号S_Vに変換さ
れるようになっている。更に、このF/V変換回路25の出
力端子は、正（＋）側入力端子に例えば外部NC機からの
速度指令信号Ｖ^＊が与えられた減算器26の負（−）側入
力端子に接続されている。これにより、速度フィードバ
ック系が構成され、減算器26からは指令速度と実速度と
の偏差に応じた速度偏差信号ΔＶが出力される。この減
算器26の出力端子はPID（比例・積分・微分）補償回路2
7の入力端子に接続されていて、その速度偏差信号ΔＶ
は応答性，安定性の改善が図られて電流指令信号Ｉ^＊と
して出力される。そして、このPID補償回路27の出力端
子は各相用の減算器28₁乃至28₄の各正側入力端子に接続
されている。

一方、各相のモータコイル16₁乃至16₄に直列に接続さ
れた電流検出抵抗17₁乃至17₄用の検出端子はアイソレー
ション回路29を介して減算器28₁乃至28₄の負側入力端子
に接続されており、これによって、減算器28₁乃至28₄で
は実電流検出信号SI₁乃至SI₄と電流指令信号Ｉ^＊とが比
較される。これらの減算器28₁乃至28₄は実電流と指令電
流との電流偏差信号ΔI₁乃至ΔI₄を出力するもので、夫
々の出力端子はPI（比例・積分）補償回路30₁乃至30₄を
介してPWM（パルス幅変調）回路31₁乃至31₄の各入力端
子Iaに接続されている。

さて、PWM回路31₁乃至31₄は第１及び第２の基本波発
生回路32及び33とともに制御手段34を構成するものであ
る。第１の基本波発生回路32は三角波，鋸歯状波の一方
例えば三角波の第１の基本波V_S（第３図（ａ）参照）を
出力するもので、その出力端子は第２の基本波発生回路
33の入力端子及び第１相並びに第３相用のPWM回路31₁並
びに31₃の各入力端子Ibに接続されている。又、第２の
基本波発生回路33は第１の基本波V_Sを反転させて第２の
基本波V_R（第３図（ｂ）参照）を出力するもので、その
出力端子は第２相並びに第４相用のPWM回路31₂並びに31
₄の各入力端子Ibに接続されている。この場合、PWM回路
31₁乃至31₄は、周知のように、電流偏差信号ΔI₁乃至Δ
I₄に応じ、それが大であればあるほどパルス幅が広くな
るPWM信号P₁乃至P₄を出力するもので、その出力端子は
励磁期間制御回路35を介して駆動回路20の各入力端子に
接続されている。この励磁期間制御回路35の入力端子に
は励磁期間決定回路36の出力端子が接続されており、該
励磁期間決定回路36の入力端子には第１のロータリエン
コーダ23の出力端子が接続されている。ここで、励磁期
間決定回路36は、第１のロータリエンコーダ23からの磁
極信号S_Pから第２図（ａ）乃至（ｄ）で示す如き励磁期
間信号SE₁乃至SE₄を出力するもので、これらの励磁期間
信号SE₁乃至SE₄は互いに90度の位相差を有し且つ180度
の励磁方式のものである。そして、この励磁期間決定回
路36からの励磁期間信号SE₁乃至SE₄が励磁期間制御回路
35に与えられると、その励磁期間制御回路35は各励磁期
間信号SE₁乃至SE₄が存在する期間（ハイレベルの期間）
だけ対応するPWM信号P₁乃至P₄を通過させて駆動回路20
に与え、これに応じて駆動回路20は通電信号（ゲート信
号）G₁乃至G₄を出力する。第１相乃至第４相のモータコ
イル16₁乃至16₄には、通電信号G₁乃至G₄によりトランジ
スタ18₁,19₁乃至18₄,19₄がオンされることによりパルス
変調された励磁電流が流れるようになる。

次に本実施例の作用につき第２図及び第３図をも参照
しながら説明する。

今、可変リラクタンスモータ15が回転しているとする
と、励磁期間決定回路36は、第１のロータリエンコーダ
23から出力されるA,B2相の磁極信号S_Pに対応する第２図
（ａ）及び（ｂ）に示す如き第１相及び第２相の励磁期
間信号SE₁及びSE₂を出力するとともに、これらの励磁期
間信号SE₁及びSE₂を反転させた第２図（ｃ）及び（ｄ）
に示す如き第３相及び第４相の励磁期間信号SE₃及びSE₄
を出力する。又、第１相及び第３相用のPWM回路31₁及び
31₃は、第１の基本波形発生回路32からの第３図（ａ）
に示す如き第１の基本波V_Sと減算器28₁及び28₃からPI補
償回路30₁及び30₃を介して与えられる電流偏差信号ΔI₁
及びΔI₃に応じたレベル信号とを比較してそのレベル信
号の大きさに基づくパルス幅のPWM信号P₁及びP₃を出力
し、第２相及び第４相用のPWM回路31₂及び31₄は、第２
の基本波発生回路33からの第３図（ｂ）に示す如き第２
の基本波V_Rと減算器28₂及び28₄からPI補償回路30₂及び3
0₄を介して与えられる電流偏差信号ΔI₂及びΔI₄に応じ
たレベル信号とを比較してそのレベル信号の大きさに基
づくパルス幅のPWM信号P₂及びP₄を出力する。更に、励
磁期間制御回路35は、第１相の励磁期間信号SE₁が与え
られている間はPWM信号P₁を出力し、第２相の励磁期間
信号SE₂が与えられている間はPWM信号P₂を出力し、第３
相の励磁期間信号SE₃が与えられている間はPWM信号P₃を
出力し、第４相の励磁期間信号SE₄が与えられている間
はPWM信号P₄を出力する。そして、この励磁期間制御回
路35から出力されたPWM信号P₁乃至P₄は駆動回路20から
通電信号G₁乃至G₄として出力されてトランジスタ18₁,19
₁乃至18₄,19₄のベースに与えられ、以て、第１相乃至第
４相のモータコイル16₁乃至16₄のPWM制御が行なわれ
る。

さて、第３図に従って第１相及び第２相のモータコイ
ル16₁及び16₂の２相励磁の期間について述べる。第１相
用のPWM回路31₁は、第３図（ａ）で示すように、第１の
基本波V_Sと電流偏差信号ΔI₁に応じたレベル信号VL₁と
を比較して、第３図（ｃ）に示すように、PWM信号P₁を
出力し、これが励磁期間制御回路35及び駆動回路20を経
て通電信号G₁として出力される。又、第２相用のPWM回
路31₂は、第３図（ｂ）で示すように、第２の基本波V_R
と電流偏差信号ΔI₂に応じたレベル信号VL₂とを比較し
て、第３図（ｄ）に示すように、PWM信号P₂を出力し、
これが励磁期間制御回路35及び駆動回路20を経て通電信
号G₂として出力される。従って、トランジスタ18₁,19₁
及び18₂,19₂が夫々オンして第１相及び第２相のモータ
コイル16₁及び16₂には第３図（ｅ）及び（ｆ）で示すよ
うに励磁電流I₁及びI₂が流れるが、前述したように、通
電信号G₁及びG₂は第１の基本波V_S及びこれを反転させた
第２の基本波V_Rより形成されることから、両者は不一致
状態となるように時間差を有するようになる。従って、
両モータコイル16₁及び16₂の励磁電流I₁及びI₂も重複し
ないように時間差をもって流れるようになり、電源電流
たる駆動電流（I₁＋I₂）は第３図（ｇ）で示すように励
磁電流I₁及びI₂が重複したものとはならない。この場
合、例えば第１相のモータコイル16₁が励磁電流I₁を供
給される駆動モードの時には、第２相のモータコイル16
₂はトランジスタ18₂,19₂がオフされて回生電流がダイオ
ード21₂,22₂を介して流れる回生モードとなる。

この場合、トランジスタ18₂,19₂がオフすることによ
るモータコイル16₂からの回生電流は、トランジスタ1
8₁,19₁がオフしているときには、平滑用コンデンサ14に
流れ込むが、トランジスタ18₁,19₁,がオンしてモータコ
イル16₁が駆動モードになると、トランジスタ18₁を介し
てモータコイル16₁に流れ込むようになり、従って、そ
の分だけ相殺された状態になって電源電流が少なくてす
むようになる。逆に、第２相のモータコイル16₂が励磁
電流I₂を供給される駆動モードの時には、第１相のモー
タコイル16₁はトランジスタ18₁,19₁がオフされて回生電
流がダイオード21₁,22₁を介して流れる回生モードとな
る。この場合、トランジスタ18₁,19₁がオフすることに
よるモータコイル16₁からの回生電流は、トランジスタ1
8₂,19₂がオフしているときには、平滑用コンデンサ14に
流れ込むが、トランジスタ18₂,19₂がオンしてモータコ
イル16₂が駆動モードになると、トランジスタ18₂を介し
てモータコイル16₂に流れ込むようになり、従って、そ
の分だけ相殺された状態になって電源電流が少なくてす
むようになる。

以上は、２相励磁となるモータコイル16₁,16₂につい
て述べたものであるが、他の相についてのも前述と同様
である。即ち、第１相のモータコイル16₁と２相励磁と
なる第４相のモータコイル16₄に対する通電信号G₄は、
第２の基本波V_Rに基づいて形成されるので、通電信号G₁
と通電信号G₄とは不一致状態となるように時間差を有す
るものとなる。又、第１の基本波V₅に基づいて通電信号
G₃が得られる第３相のモータコイル16₃と２相励磁とな
る第２相及び第４相のモータコイル16₂及び16₄に対する
通電信号G₂及びG₄は、第２の基本波V_Rに基づいて形成さ
れるので、通電信号G₃と通電信号G₂及びG₄とは不一致状
態となように時間差を有するものとなる。

このように、本実施例においては、第１相及び第３相
のモータコイル16₁及び16₃に対する通電信号G₁及びG₃を
第１の基本波V_Sに基づいて形成し、これらと２相励磁と
なる第２相及び第４相のモータコイル16₂及び16₄に対す
る通電信号G₂及びG₄を基本波V_Sを反転させた第２の基本
波V_Rに基づいて形成するようにした。従って、２相励磁
となる各相のモータコイルの通電期間が重複することは
なく、従来に比し電源電流たる駆動電流及び回生電流の
リップルを小さくし得、これによって、電源ライン12,1
3の熱損失を少なくすることができるとともに、平滑用
コンデンサ14の発熱を少なくなし得て、その平滑用コン
デンサ14の寿命が短くなることを防止できる。しかも、
２相励磁となる２つのモータコイルにおいて、回生モー
ドとなる一方のモータコイルの回生電流が駆動モードと
なる他方のモータコイルに流れ込むようになるので、そ
の分だけ相殺された状態になって電源電流が少なくてす
む利点がある。

第４図及び第５図は本発明の第２の実施例であり、前
記第１の実施例と同一部分には同一符号を付して示し、
以下異なる部分についてのみ説明する。

即ち、この実施例はモータとして４相可変リラクタン
スモータ15の代わりに３相可変リラクタンスモータ15′
を用いたものであり、ステータには第１相乃至第３相の
モータコイル16₁乃至16₃を有する。そして、第１のロー
タリエンコーダ23は互いに電気角で120度の位相差を有
するA,B及びC3相の励磁信号S_P′を出力し、これに応じ
て、励磁期間決定回路36は第５図（ａ）乃至（ｃ）で示
すように第１相乃至第３相の励磁期間信号SE₁′乃至S
E₃′を出力する。これらの励磁期間信号SE₁′乃至SE₃′
は、互いに120度の位相差を有し且つ180度の励磁方式の
ものである。前記制御手段34に代わる制御手段34′は、
第１相乃至第３相用の３個のPWM回路31₁乃至31₃を備
え、他に選択回路37を備えている。そして、この選択回
路37において、その入力端子Ia及びIbは基本波発生回路
32及び33の出力端子に接続され、出力端子Oa乃至OcはPW
M回路31₁乃至31₃の各入力端子Iaに接続され、３個の入
力端子Icは励磁期間決定回路36の３個の出力端子に接続
されている。

第５図から明らかなように、３相リラクタンスモータ
15′では、各相モータコイル16₁乃至16₃における２相励
磁の期間と１相励磁の期間とは60度毎に交互に生ずるも
のであり、選択回路37はこれに応じて第１の基本波V_Sと
第２の基本波V_RとをPWM回路31₁乃至31₃に選択的に与え
る。即ち、選択回路37には励磁期間決定回路36からの励
磁期間信号SE₁′乃至SE₃′が与えられており、該選択回
路37はこれらに基づいて次のように選択動作を行なう。
今、第１相の励磁期間信号SE₁′を基準にして考えてみ
る。第１相の励磁期間信号SE₁′の電気角で０度から360
度までの最初の１サイクルでは第１の基本波V_Sを第１相
用のPWM回路31₁に与える。次いで、120度において第２
相の励磁期間信号SE₂′がハイレベルとなるが、この時
には第２の基本波V_Rを第２相用のPWM回路31₂に与える。
更に、240度において第３相の励磁期間信号SE₃′がハイ
レベルとなるが、この時には第１の基本波V_Sを第３相用
のPWM回路31₃に与える。そして、第１相の励磁期間信号
SE₁′が360度でハイレベルとなって２サイクル目となる
と第２の基本波V_Rを第１相用のPWM回路31₁に与える。こ
の後は、第２相の励磁期間信号SE₂′が２サイクル目に
なると第１の基本波V_Sを第２相用のPWM回路31₂に与え、
第３相の励磁期間信号SE₃′が２サイクル目となると第
２の基本波V_Rを第３相用のPWM回路31₃に与えるようにな
り、以下同様の動作が繰返される。即ち、選択回路37
は、第１相の励磁期間信号SE₁′の１サイクルに対して
基本波V_S,V_Rの一方（例えばV_S）を割当て、これと120度
位相差を有する第２相の励磁期間信号SE₂′の１サイク
ルに対して基本波V_S,V_Rの他方（例えばV_R）を割当て、
更に、第２相の励磁期間信号SE₂′と120度の位相差を有
する第３相の励磁期間信号SE₃′の１サイクルに対して
基本波V_S,V_Rの一方（例えばV_S）を割当て、その後は、
各相の１サイクル毎に基本波V_S,V_Rを交互に割当てるよ
うに選択動作する。

従って、この実施例によっても、２相励磁の期間にお
いては、各相のモータコイルの通電期間は不一致状態と
なるように時間差制御されることになり、前記実施例同
様の作用，効果が得られる。

第６図乃至第８図は本発明の第３の実施例であり、以
下前記第１の実施例と異なる部分についてのみ説明する
に、この第３の実施例は、第１の実施例ではPWM信号形
成部分をハード的に構成したのに対し、制御手段たるマ
イクロコンピュータ38を用いてソフト的に構成したもの
である。

即ち、演算部39には、速度指令信号Ｖ^＊及び実電流検
出信号SI₁乃至SI₄がA/D変換回路40及び41を介して与え
られるとともに、パルス列信号S_Rが与えられ、更に、シ
ステムクロック発生回路42からのシステムクロック信号
S_CKが与えられるようになっている。又、演算部39とタ
イミングカウンタ43との間においては信号の授受が行な
われるようになっており、そのタイミングカウンタ43に
はシステムクロック発生回路42からのシステムクロック
信号S_CKが与えられるようになっている。ここで、タイ
ミングカウンタ43は、例えばリングカウンタからなるも
ので、スタート信号が与えられると、第７図（ａ）で示
すシステムクロック信号S_CKをカウントしそのカウント
値がn/2（但し、「ｎ」は基本波V_Sの１周期に相当する
値）となる毎にハイレベル（Ｈ）及びロウレベル（Ｌ）
を交換に繰返す第７図（ｂ）に示す如きタイミングパル
スT_Pを出力するようになっている。そして、演算部39は
後述するように動作して信号をPWM信号発生部44に与え
るようになっており、このPWM信号発生部44にはシステ
ムクロック発生回路42からのシステムクロック信号S_CK
も与えられるようになっている。この場合、PWM信号発
生部44は第１相乃至第４相用カウンタ45₁乃至45₄を有し
ており、これらは、例えばダウンカウンタからなるもの
で、データがプリセットされるとダウンカウントを開始
してそのダウンカウント中はハイレベルの信号を出力す
るようになっている。

而して、この第３の実施例の作用につき第７図のタイ
ムチャート及び第８図のフローチャートをも参照して説
明する。今、マイクロコンピュータ38が動作を開始（ス
タート）されると、演算部39は先ず通常の初期化動作を
行なう「初期化」の処理ステップS₁を経て「タイミング
カウンタスタート」の出力ステップS₂となる。演算部39
は、この出力ステップS₂においてはタイミングカウンタ
43にスタート信号を与えるようになり、従ってタイミン
グカウンタ43は第７図（ａ）で示す如きシステムクロッ
ク信号S_CKをカウントして第７図（ｂ）で示す如きタイ
ミングパルスT_Pを出力する。次に、演算部39は、「パル
ス列読込み」の入力ステップS₃となり、ここで、パルス
列信号S_Rを読込んでRAMに記憶させ、「実速度演算」の
処理ステップS₄となる。演算部39は、この処理ステップ
S₄では例えばパルス列信号S_Rの周期から実速度を演算し
てRAMに記憶させ、更に、「速度指令読み」の入力ステ
ップS₅に移行して速度指令信号Ｖ^＊を読込んでRAMに記
憶させ、次いで、「速度偏差演算」の処理ステップS₆に
移行する。演算部39は、この処理ステップS₆においては
指令速度と実速度とから電流偏差信号Ｉ^＊を演算してRA
Mに記憶させ、次の「実電流読込み」の入力ステップS₇
に移行して実電流検出信号SI₁乃至SI₄を読込んでRAMに
記憶させた後、「電流偏差演算（パルス幅データ）」の
処理ステップS₈に移行する。演算部39は、の処理ステッ
プS₈においては電流偏差信号ΔI₁乃至ΔI₄を演算してこ
れに基づき各相のパルス幅データ「ｍ」（但し、ｎ≧ｍ
≧０）を決定しRAMに記憶させる。その後、演算部39
は、「Ｌ→Ｈか？」の判断ステップS₉となり、ここでは
タイミングカウンタ43のタイミングパルスT_Pがロウレベ
ル（Ｌ）からハイレベル（Ｈ）に立上ったか否かを判断
し、例えば「NO」と判断した時には「Ｈ→Ｌか？」の判
断ステップS₁₀に移行する。そして、演算部39は、この
判断ステップS₁₀ではタイミングパルスT_Pがハイレベル
（Ｈ）からロウレベル（Ｌ）に立下ったか否かを判断
し、例えば「NO」と判断した時には判断ステップS₉に戻
るようになる。ここで、タイミングカウンタ43のタイミ
ングパルスT_Pがロウレベル（Ｌ）からハイレベル（Ｈ）
に立上った時には、演算部39は、「Ｌ→Ｈか？」の判断
ステップS₉で「YES」と判断して「第１相及び第３相用
カウンタにパルス幅データプリセット」の出力ステップ
S₁₁となり、第１相及び第３相用カウンタ45₁及び45₃に
第１相及び第３相のパルス幅データ「ｍ」をプリセット
する。これにより、第７図（ｃ）で示すように、第１相
用カウンタ45₁は数値データ「ｍ」がプリセットされて
ダウンカウントするとともにこのダウンカウント中はハ
イレベル（Ｈ）のPWM信号P₁を出力する。第３相用カウ
ンタ45₃も同様であり、そのダウンカウント中はハイレ
ベル（Ｈ）のPWM信号P₃を出力する。その後、第１相及
び第３相用カウンタ45₁及び45₃がダウンカウントを終了
すると、そのPWM信号P₁及びP₃の出力が停止される。
尚、演算部39は処理ステップS₁₁を経ると「パルス列読
込み」の入力ステップS₃に戻るようになる。又、タイミ
ングカウンタ43のタイミングパルスT_Pがハイレベル
（Ｈ）からロウレベル「Ｌ」に立下った時には、演算部
39は、「Ｈ→Ｌか？」の判断ステップS₁₀で「YES」と判
断して「第２相及び第４相用カウンタにパルス幅データ
プリセット」の出力ステップS₁₂となり、ここでは第２
相及び第４相用カウンタ45₂及び45₄に第２相及び第４相
のパルス幅データ「ｍ」をプリセットする。これによ
り、第７図（ｄ）で示すように、第２相用カウンタ45₂
は数値データ「ｍ」がプリセットされてダウンカウント
するとともにこのダウンカウント中はハイレベル（Ｈ）
のPWM信号P₂を出力する。第４相用カウンタ45₄も同様で
あり、そのダウンカウント中はハイレベル（Ｈ）のPWM
信号P₄を出力する。その後、第２相及び第４相用カウン
タ45₂及び45₄がダウンカウントを終了すると、そのPWM
信号P₂及びP₄の出力が停止される。尚、演算部39は処理
ステップS₁₂を経ると「パルス列読込み」の入力ステッ
プS₃に戻るようになる。

この第３の実施例におけるPWM信号P₁乃至P₄は第１図
における励磁期間制御回路35に与えられるものであり、
従って、この第３の実施例によっても第１の実施例同様
の効果を得ることができる。

尚、第２の実施例における３相可変リラクタンスモー
タ15′に対しても制御手段としてマイクロコンピュータ
を用いて第３の実施例同様に制御することが可能であ
る。

その他、本発明は上記し且つ図面に示す実施例にのみ
限定されるものではなく、例えばモータとしては可変リ
ラクタンスモータに限らずステッピングモータにも適用
し得る等、要旨を逸脱しない範囲内で適宜変更して実施
し得ることは勿論である。

［発明の効果］本発明のモータの駆動装置は以上説明したように、複
数相のモータコイルが２相励磁される期間を有してPWM
制御されるものであっても、電源電流のリップルを小さ
くすることができ、従って、電源ラインの熱損失を少な
くし得、直流電源回路の平滑用コンデンサの発熱を少な
くなし得て、該平滑用コンデンサの寿命を短かくするこ
とを防止し得るという優れた効果を奏するものである。
しかも、２相励磁となる２つのモータコイルにおいて、
回生モードとなる一方のモータコイルの回生電流が駆動
モードとなる他方のモータコイルに流れ込むようになる
ので、その分だけ相殺された状態になって電源電流が少
なくてすむ利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第３図は本発明の第１の実施例であり、第１
図は全体の電気的構成図、第２図は作用説明用の励磁期
間信号波形図、第３図は作用説明用の各部の信号波形図
であり、第４図及び第５図は本発明の第２の実施例を示
す第１図及び第２図相当図であり、更に、第６図乃至第
８図は本発明の第３の実施例を示し、第６図は要部の電
気的構成図、第７図は作用説明用のタイムチャート、第
８図は作用説明用のフローチャートであり、そして、第
９図，第10図及び第11図は従来例を示す第１図，第２図
及び第３図相当図である。図面中、11は直流電源回路、12及び13は電源ライン、14
は平滑用コンデンサ、15及び15′は可変リラクタンスモ
ータ（モータ）、16₁乃至16₄は第１相乃至第４相のモー
タコイル、18₁乃至18₄及び19₁乃至19₄はトランジスタ
（スイッチング素子）、20は駆動回路、21₁,22₁乃至2
1₄,22₄はダイオード、31₁乃至31₄はPWM回路、32は第１
の基本波発生回路、33は第２の基本波発生回路、34及び
34′は制御手段、35は励磁期間制御回路、36は励磁期間
決定回路、37は選択回路、38はマイクロコンピュータ
（制御手段）、39は演算部、44はPWM信号発生部を示
す。

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02P 5/00

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】２相励磁の期間を有するように複数相のモ
ータコイルに通電するとともに各相モータコイルをPWM
制御するようにしたスイッチング素子を備え、且つ、各
相モータコイルの回生電流を流すダイオードと、平滑用
コンデンサに対する駆動電流の流出と回生電流の流入と
の際に各相モータコイルが共通に使用する電源ラインと
を備えたモータの駆動装置において、２相励磁される期間における各相モータコイルのPWM制
御による通電期間をこれらが不一致状態となるように時
間差制御する制御手段を設けるようにしたことを特徴と
するモータの駆動装置。